Actualização para transístores IGBT de conversores de tracção com tirístores GTO

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1 Actualização para transístores IGBT de conversores de tracção com tirístores GTO João Pedro Couto de Carvalho Gonçalves Formiga Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em Engenharia Electrotécnica e de Computadores Orientador: Prof. Doutor José Fernando Alves da Silva Júri Presidente: Prof.ª Doutora Maria Eduarda de Sampaio Pinto de Almeida Pedro Orientador: Prof. Doutor José Fernando Alves da Silva Vogal: Prof. Doutor João José Esteves Santana Maio de 2014

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6 Agradecimentos Agradeço ao Professor José Fernando Alves da Silva por toda a disponibilidade, confiança e sabedoria, contribuindo sempre para a resolução dos problemas que foram surgindo durante a execução deste trabalho. À minha família, pais e irmãos, pelo apoio, paciência e compreensão. Agradeço à minha namorada, Cristina Miranda, por todo o apoio, confiança e ânimo que me deu na realização deste trabalho, motivando-me e incentivando-me nos momentos mais complicados. Aos meus colegas e amigos, João Perdigão e André Agostinho, que tornaram todo este processo mais fácil com a sua companhia e ajuda. A todos os colegas que contribuíram para a minha formação académica e que me ajudaram ao longo do curso. A todos os professores pelo conhecimento transmitido ao longo destes anos. A todos os outros que não foram aqui referidos e que contribuíram para a minha formação pessoal e a académica. A todos deixo aqui o meu agradecimento. i

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8 Resumo O presente trabalho tem como objectivo estudar a actualização dos conversores de tracção de carruagens motoras de material circulante. O conversor que se pretende actualizar é composto por um conversor CC-CC de dois quadrantes, sendo os módulos M1 e M2 os braços deste conversor. A necessidade de se realizar esta actualização prende-se com o facto dos GTO s utilizados nesses módulos estarem obsoletos e a chegar ao fim do seu tempo de vida. A solução que se estuda na dissertação consiste na substituição dos tirístores GTO e respectivos circuitos de comando, por uma nova tecnologia de transístores IGBT (Press-pack IGBT) e respectivos circuitos de comando. Este tipo de IGBT s apresentam um formato e encapsulamento compatível com a estrutura física existente quer do conversor, quer dos GTO s. Foram escolhidos três modelos de Press-Pack IGBT s da Westcode com características compatíveis com as dos GTO s e estudou-se a sua inclusão nos Módulos M1 e M2. Analisaram-se as estratégias de substituição possíveis e determinaram-se os rendimentos do conversor antes e depois da substituição. Para testar a viabilidade da substituição proposta, criou-se um modelo dos Módulos M1 e M2 em Matlab/Simulink, tendo-se comprovado por simulação os resultados que tinham sido obtidos no plano teórico. Palavras - Chave: Conversor CC-CC, Conversor de tracção, GTO, Press-Pack IGBT. iii

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10 Abstract The present work aims to study the update of the traction converters of DC feed trains. Each traction converter comprise a two-quadrant DC converter, being the M1 and M2 Modules the arms of the converter. The need to perform this update relates to the fact that the GTO's used in these modules have been considered obsolete and therefore not serviceable after approaching the end of its lifetime. The solution studied in the dissertation, consists in replacing the GTO and its gate units, for a new technology of IGBT transistors (Press-pack IGBT) and their gate units. These models feature an IGBT packaging format compatible with existing physical structure of either the converter or the GTO's. Three models of Press-Pack IGBT manufactured by WESTCODE, with characteristics compatible with those of the GTO's, were chosen. It was studied their inclusion in the two modules. It was also analyzed the replacement strategies and determined the efficiency of the converter before and after replacement. To test the practicability of the proposed substitution, it was created a model of the M1 and M2 modules in Matlab/Simulink. It was proven by simulation the results that had been obtained theoretically. Keywords: DC converter, Traction Converter, GTO, Press-pack IGBT. v

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12 Índice 1 Introdução Enquadramento Motivação Objectivos Introdução ao trabalho Estrutura do relatório Módulos M1 e M Descrição dos módulos M1 e M Módulo M Módulo M Estudo do conversor CC-CC do tipo redutor aplicado aos módulos M1/M Dimensionamento do conversor redutor Estados do circuito redutor Potência de saída do conversor redutor Dimensionamento da resistência de saída Dimensionamento do coeficiente de auto-indução da bobina Determinação das tensões e correntes a suportar pelos semicondutores de potência Díodo de recuperação inversa Tirístor de corte comandado pela porta (GTO) Introdução ao GTO Características tensão-corrente Características funcionais Entrada em condução Entrada ao corte Comando da porta Módulo A10 Gate Unit GTO utilizado Cálculo das perdas do GTO Cálculo das perdas de condução do GTO Cálculo das perdas de comutação do GTO Transístores Bipolares de Porta Isolada (IGBT) Introdução ao IGBT vii

13 4.2 Características tensão-corrente Características funcionais Entrada à condução Entrada ao corte Estrutura mecânica e características dos Press-pack IGBT Escolha do IGBT adequado Comando dos IGBT s Circuitos de ajuda na comutação dos módulos M1 e M Circuito de ajuda na comutação dos GTO s Comutação condução-corte Comutação corte-condução Circuito de protecção do díodo de roda livre FD Determinação do rendimento do módulo M Cálculo das perdas do díodo de roda livre Cálculo das perdas de snubbers Rendimento do módulo M Determinação dos dissipadores dos semicondutores Inclusão dos IGBT s nos módulos M1 e M Perdas nos módulos M1 e M2 com a inclusão dos IGBT s Cálculo das perdas de condução dos IGBT s no plano teórico Cálculo das perdas de comutação dos IGBT Estratégia de substituição Substituição directa dos GTO s pelos IGBT s Substituição dos GTO pelos IGBT com alterações no circuito de ajuda na comutação Dimensionamento dos dissipadores dos IGBT s Simulações e Resultados Teste dos GTO s nas mesmas condições do estudo teórico Simulação com os diferentes tipos de IGBT s para as condições nominais Influência da capacidade no controlo das sobretensões e sobreintensidades Conclusões Bibliografia Anexo I. Exemplo de um sistema de tracção-travagem/circuito de potência Anexo II. Características dos díodos FD viii

14 Anexo III. Catálogo do díodo 5SDF da ABB Anexo IV. Catálogo dos GTO s Anexo V. Catálogo do IGBT T1200EB45E Anexo VI. Catálogo do IGBT T1600GB45G Anexo VII. Catálogo do IGBT T2400GB45E ix

15 Lista de Figuras Figura Esquema de ligação entre sistema de controlo de tracção e os módulos Figura 2.1 Exemplo de um conversor de tracção simplificado de uma motora Figura Períodos de condução dos semicondutores no módulo M Figura Períodos de condução dos semicondutores no módulo M Figura Módulo M Figura a) Circuito redutor com um dos GTO s à condução; b) Circuito redutor com o díodo de roda livre à condução Figura a) Representação do primeiro estado do circuito redutor; b) Representação do segundo estado do circuito redutor Figura Formas de onda ideais no conversor redutor [1] Figura a) Comportamento dinâmico do díodo na comutação condução-corte; b) Tipos de díodos consoante a rapidez de recuperação inversa [1] Figura Modelo do díodo com recuperação inversa Figura Comportamento dinâmico do díodo na comutação condução - corte Figura Fases do díodo na comutação condução corte Figura Símbolo electrónico do tirístor GTO Figura Características ânodo-cátodo (tensão e corrente) do GTO: a) característica ideal; b) característica real. [1] Figura Evolução temporal das tensões e correntes que atravessam um tirístor GTO na comutação à condução a) e na comutação ao corte b). [1] Figura 3.4 Exemplo do Módulo da Gate A10. [2] Figura Esquema da inclusão dos GTO s nos Módulos M1 e M Figura Símbolo electrónico do IGBT Figura Estrutura de um IGBT assimétrico. [1] Figura Construção de um IGBT capaz de suportar 1200 A. [22] Figura Características da comutação à condução de um IGBT. [1] Figura Características da comutação ao corte de um IGBT. [1] Figura a) Contacto da Gate colocado ao centro b) Contacto da Gate colocado no canto. [13] Figura a) Os vários constituintes a serem colocados na plataforma que alberga o chip; b) Vista comprimida do chip na plataforma. [13] Figura Design do sistema de distribuição plano da gate. [13] Figura a) Dispositivo que suporta correntes de 400 A e tensões de 1800 V com a estrutura dos chips de base de molibdénio colocada [15]; b) Visão exterior do sistema de distribuição plano da gate Figura Construção de um IGBT capaz de suportar 900 A e 5,2 kv. [8] Figura Módulo M1 e respectivo snubber do tipo Undeland Figura Circuito de ajuda na comutação dos GTO Figura Comutação condução-corte do GTO x

16 Figura Comutação corte-condução do GTO Figura Descarga do condensador na comutação à condução dos GTO's Figura Circuito de protecção do díodo de roda livre Figura Valor da sobretensão aos terminais de um díodo com recuperação inversa, em função de e de. [1] Figura Ilustração das comutações no díodo de roda livre Figura Módulo M1/M2 com GTO s e arrefecimento directo pelo ar Figura Modelo de resistências térmicas equivalentes do Módulo M Figura a) Comutação corte-condução; b) Comutação condução-corte Figura Módulo M1 com a inclusão dos IGBT s Figura Comutação ao corte do GTO e à condução do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do GTO e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 1200 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação ao corte do IGBT 1200 A e à condução do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 1600 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação ao corte do IGBT 1600 A e à condução do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 2400 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 2400 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 1200 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação ao corte do IGBT 1200 A e à condução do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 1600 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 1600 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação à condução do IGBT 2400 A e ao corte do díodo de roda livre Figura Comutação ao corte do IGBT 2400 A e à condução do díodo de roda livre xi

17 Lista de Tabelas Tabela Principais características do modelo GTO SG3000GXH Tabela Principais características do IGBT do tipo T1200EB45E Tabela Principais características do IGBT do tipo T1600GB45G Tabela Principais características do IGBT do tipo T1600GB45G Tabela Perdas de condução nos três modelos de IGBT Tabela Perdas de comutação nos três modelos de IGBT Tabela Snubber fictício utilizado nos modelos IGBT do Matlab/Simulink Tabela Rendimento obtido para os três modelos de IGBT s Tabela Rendimento obtido para os três modelos de IGBT s com reduzido a metade.. 63 Tabela Resistências térmicas para os três modelos de IGBT s xii

18 Lista de Abreviaturas - ânodo - tirístor convencional (Módulo M1/M2) - unidade central de controlo ( Central Control Unit ) - corrente contínua corrente contínua - corrente contínua ( Direct Current ) - díodo (Módulo M1/M2) - terminal de porta ( Gate ) - tirístor de corte comandado pela porta ( Gate Turn-Off Thyristor ) - cátodo - bobine - máximo - mínimo - modulação de largura de impulso ( Pulse Width Modulation ) - valor quadrático médio ou valor eficaz ( Root Mean Square ) - Unidade de Controlo de Tracção ( Traction Control Unit ) - fonte - ângulo em graus eléctrico (ex. 90 ) xiii

19 Lista de Símbolos - condensador do circuito de ajuda na comutação dos GTO s - condensador do circuito de ajuda na comutação dos GTO s - condensador do circuito de protecção dos díodos - taxa de crescimento da tensão aos terminais do GTO - taxa de crescimento da corrente aos terminais do GTO - diâmetro dos Press-Pack IGBT - energia dissipada na passagem à condução - energia dissipada na passagem ao corte - frequência - corrente - valor médio da corrente nos díodos FD1/2 - valor eficaz da corrente nos díodos FD1/2 - corrente mínima da porta durante o processo de condução do GTO - valor médio da corrente no GTO - valor eficaz da corrente no GTO - corrente mínima necessária ao estabelecimento do processo de condução do GTO ( latching current ) - corrente média na carga - corrente de recuperação inversa dos díodos - bobine dos modelos dos díodos FD1/2 - valor das indutâncias parasitas do conversor redutor - bobine do circuito de ajuda na comutação dos GTO s - perdas de condução no GTO - perdas de condução no díodo - potência entregue à carga - valor total das perdas nos Módulos M1/M2 - perdas de comutação no GTO - perdas no circuito de protecção dos díodos - perdas no circuito de ajuda na comutação dos GTO s - perdas no circuito de auxílio à comutação do díodo - perdas no circuito de auxílio à comutação dos GTO s - perdas na comutação ao corte do díodo - perdas na comutação ao corte do GTO - perdas no díodo V5 - perdas no díodo V6 - carga de recuperação inversa dos díodos - resistência do circuito de ajuda na comutação dos GTO s xiv

20 - resistência da carga - resistência do circuito de protecção dos díodos - resistência térmica entre a cápsula e o dissipador - resistência térmica entre a junção e a cápsula - resistência térmica entre o dissipador e o ambiente - período de funcionamento do dispositivo - Temperatura ambiente - Temperatura da cápsula - Temperatura da junção - tempo de atraso ( delay time ) - tempo de descida ( fall time ) - tempo de entrada em condução ( turn-on time ) - período de condução do dispositivo - tempo de subida ( rise time ) - tempo de armazenamento ( storage time ) - tempo de recuperação inversa dos díodos - tempo de decrescimento da corrente de cauda ( tail time ) - díodo do circuito de ajuda na comutação dos GTO s - díodo do circuito de ajuda na comutação dos GTO s - valor máximo da tensão a superar pelos GTO s - valor da tensão aos terminais da bobina da carga - valor médio da tensão aos terminais da bobina da carga - valor médio da tensão da carga - valor máximo da tensão a superar pelos díodos - factor de ciclo ( duty-cycle ). Razão entre o tempo de condução do dispositivo e o seu período de funcionamento - coeficiente de amortecimento xv

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22 1 Introdução 1.1 Enquadramento Esta dissertação de mestrado dá continuidade a vários trabalhos que vêm sendo efectuados, desde 2003/2004, no Instituto Superior Técnico, na detecção de avarias em conversores de potência de carruagens motoras. Neste trabalho estudam-se as condições para a actualização dos conversores de tracção de material circulante que usam actualmente tirístores GTO ( Gate Turn-Off thyristor ), declarados obsoletos pelos seus fabricantes. Nesse sentido, pretende-se averiguar da viabilidade da substituição dos GTO s por transístores IGBT ( Insulated Gate Bipolar Transistor ), simulando estas alterações em Matlab/Simulink. 1.2 Motivação A motivação para a execução deste trabalho reside na necessidade de encontrar soluções viáveis para a actualização dos conversores de tracção referidos. A realização desta substituição prende-se com o facto dos GTO s e seus circuitos de comando terem sido considerados obsoletos e terem chegado ao fim do seu tempo de vida. Sabendo que é bastante complicado efectuar uma substituição directa para estes dispositivos e que não existe grande facilidade em adquirir novos GTO s aos fabricantes, existe a necessidade de os substituir por um tipo de semicondutores mais recente e que ofereça, de preferência, melhores desempenhos e menores custos de substituição (de dispositivo e de circuito de comando). Assim, nesta dissertação, estuda-se a substituição dos GTO s por uma nova tecnologia de IGBT s (Press-pack IGBT), cujo formato e encapsulamento é compatível com a estrutura física existente quer do conversor, quer dos GTO s. A motivação na realização da tese de mestrado prende-se ainda com a possibilidade de aprofundar os conhecimentos teóricos obtidos ao longo da formação académica, desenvolvendo um trabalho que estuda um caso prático real e que é frequente nos conversores de tracção. 1

23 1.3 Objectivos Para concretizar a substituição já referida tirístores GTO e respectivos circuitos de comando por transístores IGBT e respectivos circuitos de comando, actualizando os conversores de tracção, serão desenvolvidos, nesta dissertação, os seguintes passos: Estudar o Conversor CC-CC do tipo Redutor aplicado aos Módulos M1/M2. Estudar teoricamente e por simulação, os módulos M1 e M2 a funcionarem como conversor redutor e com os circuitos de ajuda na comutação (também denominados Snubber) dos GTO s e do díodo de roda livre implementados. Calcular as perdas nos GTO s e díodo de roda livre, e determinação do rendimento do conversor redutor. Determinar-se-ão ainda as resistências térmicas do dissipador, tendo em conta as perdas calculadas. Dimensionar os IGBT s e respectivos drivers a incorporar nos Módulos M1 e M2. Estudar por simulação a incorporação dos IGBT s no conversor redutor por substituição dos GTO s. Determinação das perdas e do rendimento do conversor. 1.4 Introdução ao trabalho O equipamento de tracção/travagem em estudo é composto por motores assíncronos trifásicos alimentados por conversores de potência. Cada conversor de potência é constituído por um conversor CC-CC de dois quadrantes, composto por dois módulos (M1 e M2), que são os elementos de análise deste trabalho. No conversor constam ainda um circuito intermédio de armazenamento de energia (consiste numa bobina que alisa a corrente) e um ondulador de corrente que gera um sistema trifásico de correntes e alimenta os motores. O conversor directo CC-CC é um conversor redutor com controlo efectuado por modulação de largura de impulso (PWM Pulse-Width Modulation ), permitindo ao conversor a passagem de tensão contínua da linha para o valor de tensão de saída do conversor. Estes processos de controlo são efectuados através de microprocessadores inseridos nos módulos de um sistema de controlo de tracção (SCT). Deste modo, quando em tracção, o conversor CC-CC fornece a corrente contínua de forma controlada recorrendo à modulação por largura de impulso ao circuito intermédio, que funciona como fonte de corrente para o ondulador de corrente trifásico. Este faz a distribuição cíclica da corrente aos motores. Em modo de travagem, prevalece a travagem regenerativa, que faz aumentar a tensão da linha. Quando o valor máximo admissível da tensão na linha é atingido, entra em funcionamento o chopper de travagem (constituído por um tirístor e uma resistência), dissipando a energia em excesso. 2

24 O conversor redutor é composto por quatro tirístores GTO (suportando tensões directas de 4500 V e capazes de interromper correntes da ordem dos 3000 A) que estão em paralelo dois a dois, apesentando cada um deles uma frequência de comutação de 125 Hz em anti - fase com o seu par do paralelo, possibilitando uma frequência de funcionamento total do conversor de 250 Hz. Os GTO s (representados na figura 1 por GST1, GST1, GST2 e GST2 ) têm sido dos semicondutores mais utilizados em choppers de corrente contínua para tensões elevadas nos últimos 30 anos. No entanto, tem-se verificado que em muitos destes sistemas estão a chegar ao fim do seu tempo útil de vida. Nesta dissertação, estuda-se a substituição destes semicondutores por Press-pack IGBT s com o objectivo de analisar o impacto que esta alteração tem no rendimento total do conversor. Para finalizar, importa referir que o sistema de controlo de tracção realiza o tratamento dos valores que recebe a partir dos sensores, a cada instante, enviando um sinal ao módulo A10. Este módulo é composto pela unidade A1 (onde são recebidos os sinais) e as unidades de comando de porta A2 e A3 (onde são gerados os impulsos de disparo de controlo dos tirístores GTO). Os sinais enviados pelo A10 e pelo A50 ou A60 (directamente do sistema de controlo de tracção) entram no conversor CC-CC, que foi descrito anteriormente. Na figura 1 encontram-se ilustradas as ligações referidas em cima. Figura Esquema de ligação entre sistema de controlo de tracção e os módulos. 3

25 1.5 Estrutura do relatório A dissertação encontra-se dividida em 9 capítulos, por forma a explicitar o estudo teórico que se realizou e de detalhar as simulações que foram efectuadas aos módulos M1 e M2. Existem ainda alguns anexos que apresentam informação mais detalhada sobre os constituintes que se testaram nas simulações. Capítulo 1 Introdução. É realizada uma breve descrição do trabalho e estabelecem-se os objectivos e metas propostas na realização do mesmo. Capítulo 2 Módulos M1 e M2. É realizada uma descrição destes módulos, analisando teoricamente o seu comportamento enquanto conversor redutor. Capítulo 3 Tirístor de corte comandado pela porta. Dada a sua relevância na presente dissertação, apresenta-se neste capítulo uma breve descrição do GTO e das suas principais características e funcionalidades. Capítulo 4 Transístores Bipolares de Porta Isolada. Este capítulo visa dar uma breve descrição das características comportamentais dos IGBT s e dar a conhecer a nova tecnologia de IGBT s (denominados de Press-pack IGBT s) que foi testada nos Módulos M1 e M2. Capítulo 5 Circuitos de ajuda na comutação dos Módulos M1 e M2. É efectuado o estudo e descrita a função dos circuitos de ajuda na comutação dos GTO s e díodo de roda livre presentes nos módulos em análise. Capítulo 6 Inclusão dos IGBT s nos Módulos M1 e M2. É efectuado o estudo teórico da melhor estratégia a utilizar na inclusão dos IGBT s. Na comparação das estratégias analisase o impacto das mesmas no rendimento total dos módulos. Capítulo 7 Simulações e Resultados. Apresentam-se os resultados dos circuitos de simulação e realiza-se a comparação dos mesmos com os resultados teóricos. Capítulo 8 Conclusões. Neste capítulo são sumariadas as conclusões resultantes das simulações obtidas e são apresentadas algumas propostas que visam melhorar o projecto estudado. Bibliografia É apresentada a lista de artigos, obras e trabalhos consultados na realização da dissertação. Anexos. 4

26 2 Módulos M1 e M2 Neste capítulo pretende-se descrever o funcionamento dos módulos M1 e M2 que operam de modo complementar, formando, em conjunto, um conversor CC-CC de dois quadrantes (reversível em tensão) do tipo redutor. O conversor funciona a frequência constante e tem dois modos de operação (em função do tipo de funcionamento dos motores). Quando a carruagem está em tracção, controla a potência entregue pela rede de alimentação aos motores. Quando se encontra no processo de travagem, controla a potência que é gerada e retornada/devolvida à rede. Figura 2.1 Exemplo de um conversor de tracção simplificado de uma motora. Na figura 2.1 encontra-se ilustrado o conversor de potência em estudo, que é constituído por um chopper de dois quadrantes Módulos M1 e M2, um circuito intermédio representado pela bobina L1 e um ondulador de corrente que distribui a corrente aos motores gerando um sistema trifásico. Os GTO s GST1 e GST2 em conjunto com os díodos FD1 e FD2 constituem o conversor de dois quadrantes que controla a corrente do circuito intermédio. Nesta dissertação é estudado o funcionamento do conversor numa dada situação de tracção. Nesta situação, o chopper tem a função de controlar a corrente do circuito intermédio do conversor de tracção. Para isso, converte a tensão constante (por exemplo +750 V +20%,- 30%) proveniente do sistema de alimentação num valor de tensão (assume-se 600 V) e numa corrente apropriados para o funcionamento em tracção dos motores. 5

27 2.1 Descrição dos módulos M1 e M Módulo M1 O módulo M1 (representado na figura 2.1) é composto por dois GTO s, um díodo e um tirístor (BT2). A utilização dos dois GTO s em paralelo permite duplicar a transferência de potência do conversor e duplicar a frequência de operação usando condução alternada. Dado que cada GTO apresenta uma frequência de comutação de 125 Hz, a frequência de comutação equivalente será de 250 Hz. Para tirar partido desta associação em paralelo, utilizam-se sinais de comando em antifase para cada um dos GTO s do paralelo, fazendo com que, sucessivamente, conduza um GTO de cada vez, suportando a totalidade da corrente instantânea. Do ponto de vista da carga, a frequência de comutação é aumentada para o dobro, em relação à frequência de cada GTO. Do ponto de vista do GTO, o valor médio da corrente é divido por dois em relação à carga. O díodo FD2, também denominado díodo de roda livre, entra em funcionamento quando os dois GTO s estão ao corte, garantindo a continuidade da corrente na bobine. Na figura 2.2, apresentam-se os períodos de condução dos GTO s e do díodo de roda livre quando a carruagem está em tracção. Figura Períodos de condução dos semicondutores no módulo M1. Por outro lado, no conversor de tracção e particularmente no sistema de travagem, a tracção regenerativa é a predominantemente utilizada. Este modo permite o funcionamento do tipo gerador, enviando energia para a rede quando se está a travar a carruagem. Neste processo a tensão da linha será incrementada, pelo que, se o valor máximo da tensão da linha for atingido, o chopper de travagem reostática é activado. Este chopper é constituído pelo tirístor BT2 e uma resistência de travagem, onde será dissipada a restante energia. Contudo, no caso particular deste trabalho, não se inclui o chopper de travagem reostática nas simulações, pois o seu funcionamento não tem interferência no funcionamento em tracção do chopper de 2 quadrantes. 6

28 2.1.2 Módulo M2 O segundo braço do conversor CC-CC do tipo redutor é o módulo M2. Este módulo apresenta a mesma constituição que o módulo M1, sendo a sua representação simétrica. Os períodos de condução dos semicondutores (figura 2.3) e o funcionamento do módulo são similares aos do módulo M1. Figura Períodos de condução dos semicondutores no módulo M Estudo do conversor CC-CC do tipo redutor aplicado aos módulos M1/M2 O conversor estudado é um conversor com carga indutiva ( ), onde a corrente de entrada pode assumir valores positivos ou negativos e a tensão de entrada só pode tomar valores maiores ou iguais a zero. O facto de o conversor permitir a alteração do sentido da corrente de entrada, é extremamente útil para a travagem regenerativa com recuperação de energia. A utilização deste conversor de dois quadrantes, em lugar de um conversor de quatro quadrantes deve-se ao facto da corrente de saída ter de ser sempre positiva. Deste modo, será efectuado um dimensionamento de todos os componentes do Módulo M1, sabendo que para o Módulo M2 o valor destes será o mesmo Dimensionamento do conversor redutor Na figura 2.4 encontra-se representado o Módulo M1 com os dois GTO s (GST2 e GST2 ) em paralelo. Figura Módulo M1. Para o dimensionamento do conversor, importa perceber os períodos de funcionamento dos semicondutores que estão presentes no circuito. Sabe-se que os GTO s 7

29 estão em condução, entre 0 e, durante todos os períodos, e são colocados ao corte durante o tempo restante do período, ou seja apresentam um factor de ciclo de. Deste modo, tendo em conta a tensão necessária à saída do conversor, determina-se o factor de ciclo de cada um dos GTO s. Em regime permanente, o valor médio da tensão aos terminais da bobina é nulo ( ), pelo que se aplica a expressão (2.1) [1]: [( ) ( )] (2.1) Obtendo-se a seguinte equação para [1]: (2.2) Resultando, com V e V, num factor de ciclo total de. Assim, cada um dos GTO apresenta. Na restante parte do período, conduz o díodo de roda livre. Simplificando, os intervalos de condução e corte são os seguintes: GTO: Conduz no intervalo Está ao corte no intervalo Díodo de Recuperação Rápida: Conduz no intervalo Está ao corte no intervalo Estados do circuito redutor Para determinar os valores dos componentes do conversor redutor, são estudados os estados que este toma, em função do período de funcionamento dos semicondutores e o estado em que estes se encontram: condução ou corte. Assim, o conversor assume dois estados (ilustrados na figura 2.5): num primeiro estado encontra-se um dos GTO s à condução, com o outro GTO e o díodo de roda livre ao corte; no segundo estado encontra-se o díodo de roda livre à condução, apresentando-se os GTO s ao corte. Apesar de serem apenas dois estados, os GTO s que se encontram em condução vão alternando. Na ilustração do circuito, representam-se os elementos que estão ao corte como um circuito aberto. Apesar de o semicondutor que se encontra à condução se comportar praticamente como um curto-circuito, na representação destes estados apresenta-se o 8

30 Vcarga [V], Icarga [A] Vcarga [V], Icarga [A] Vak [V], Iak [A] Vak [V], Iak [A] Vak [V], Iak [A] Vak [V], Iak [A] semicondutor com o seu símbolo para uma melhor compreensão do semicondutor que está em condução. Figura a) Circuito redutor com um dos GTO s à condução; b) Circuito redutor com o díodo de roda livre à condução. Desta forma, para o regime permanente e não lacunar, obtém-se para o primeiro estado V. Na figura 2.5 b), encontra-se representado o circuito redutor com o díodo de roda livre à condução, descrito anteriormente como o segundo estado. Neste caso, considerando novamente o regime permanente e não lacunar, obtém-se V. A representação dos estados do circuito redutor para o módulo M2 é igual à que se fez para o Módulo M1, mas simétrica relativamente à disposição dos semicondutores. De seguida, apresentam-se as formas de onda da corrente e da tensão num dos GTO s, no díodo de roda livre e na carga durante as comutações que conduzem o conversor ao primeiro e segundo estado. a) b) Comutação ao corte de um GTO Comutação à condução de um GTO 1000 Vak [V] Iak [A] 1000 Vak [V] Iak [A] t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] Iak [A] t [s] Tensão e corrente na carga no processo de comutação dos semicondutores t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD 1000 Vak [V] 500 Iak [A] t [s] Tensão e corrente na carga no processo de comutação dos semicondutores 1000 Icarga [A] Vcarga [V] 1000 Icarga [A] Vcarga [V] t [s] t [s] Figura a) Representação do primeiro estado do circuito redutor; b) Representação do segundo estado do circuito redutor. 9

31 As figuras 2.6 a) e 2.6 b) foram obtidas para o Módulo M1, utilizando o programa elaborado em Matlab/Simulink descrito no Capítulo 5 da dissertação Potência de saída do conversor redutor O valor da potência de saída do conversor é calculado através da seguinte expressão: (2.5) Com V e A (valor usual em motoras) obtém-se kw Dimensionamento da resistência de saída Sabendo o valor médio da tensão na carga e o valor médio da corrente na carga em regime permanente, é possível determinar a resistência da carga através da seguinte expressão [1]: (2.6) Utilizando os valores de e referidos anteriormente, obtém-se Dimensionamento do coeficiente de auto-indução da bobina Com o auxílio das formas de onda ideais do conversor redutor presentes na figura abaixo, dimensionam-se os valores das tensões, das correntes e da bobina da carga do conversor. Figura Formas de onda ideais no conversor redutor [1]. 10

32 Assim, tendo em conta a figura 2.7, recorre-se à variável que é definida por [1]: { ( ) ( ) Com o auxílio desta variável pode-se escrever a equação (2.6) [1] que descreve o andamento de ( ) ao longo do tempo, supondo constante (e igual a ) e a bobina sem perdas: (2.7) Integrando ambos os membros da equação (2.7): ( ) ( ( ) ) ( ) (2.8) Onde ( ) representa o valor inicial da corrente em cada sub-intervalo. Sabendo que, ( ) e ( ), pode calcular-se a variação da corrente na bobina utilizando a seguinte expressão: Assim, utilizando as expressões até aqui descritas obtém-se [1]: (2.9) ( ) ( ) (2.10) Com a expressão anterior, é possível obter a equação que permite calcular o coeficiente de auto-indução da bobina [1]: ( ) ( ) (2.11) : Salientando que se arbitra um tremor da corrente na bobina de 10%, obtém-se para A (2.12) Sabendo que a frequência de comutação é Hz, o valor do coeficiente de autoindução da bobina é mh, para. 11

33 2.2.6 Determinação das tensões e correntes a suportar pelos semicondutores de potência Para determinar as especificidades dos semicondutores de potência a utilizar no conversor redutor, é necessário calcular o valor das tensões e correntes limites a suportar pelos mesmos. Sabendo que os GTO s se encontram em paralelo, determinam-se os valores das correntes média e eficaz em cada um, recorrendo à corrente que atravessa a carga ( ). A corrente média em cada GTO é dada por [1]: (2.13) Com obtém-se A. Por outro lado, a corrente eficaz (considerando desprezável semicondutor é determinada por [1]: ) neste mesmo (2.14) Pelo que resulta, A. Relativamente ao díodo de roda livre, as corrente média e eficaz serão calculadas respectivamente por [1]: ( ) ( ) A (2.15) ( ) ( ) A (2.16) Por outro lado, as tensões máximas a suportar pelos GTO s e pelo díodo devem ser de: V (2.17) V (2.18) Os GTO s e os díodos devem, deste modo, suportarem estas correntes e tensões acrescidas de uma margem de segurança. Neste e nos capítulos 3 e 4 são descritos os semicondutores utilizados nos módulos M1 e M2 (cujos catálogos se encontram nos Anexos II, III, IV, V, VI e VII), sendo que todos respeitam estas margens. 12

34 2.2.7 Díodo de recuperação inversa O díodo de roda livre presente nos módulos M1 e M2 permite a comutação dos GTO s, criando uma malha alternativa para a corrente de carga. Assim sendo, a presença desta malha previne a destruição do GTO, no comando ao corte do mesmo. O díodo geralmente utilizado nos conversores é um díodo rápido de recuperação suave produzido pelo fabricante Siemens (modelo SSi), cujas características se encontram no Anexo II. As características disponibilizadas pelo fornecedor não são suficientes para que se possa efectuar o dimensionamento das perdas deste dispositivo, pelo que se analisaram díodos rápidos com características semelhantes (idênticas limitações em correntes máximas e tensões anódicas, bem como semelhantes dimensões e cargas de recuperação inversa) às dos modelos SSi e adoptaram-se as características (que não constavam no catálogo da Siemens) do modelo 5SDF da ABB. O catálogo deste modelo encontra-se no Anexo III. Sendo a tensão de entrada do conversor de 750 V, a entrada ao corte do díodo implica o surgimento repentino de valores elevados de tensão inversa. Em díodos de junção PN ou PIN os díodos de alta tensão são usualmente de junção PIN, estes valores conduzem ao aparecimento de uma importante corrente de recuperação inversa. Esta corrente está associada ao fenómeno de recuperação inversa, cuja origem resulta da tentativa de se alterar abruptamente a polarização do díodo para a zona inversa e tem a duração do tempo de recuperação inversa. O valor máximo da corrente de pico inversa aumenta com a taxa de variação da corrente, decrescendo, após atingido aquele pico, para um valor muito mais pequeno (igual à corrente de fuga) e aparece aos terminais do díodo uma sobretensão resultante da comutação abrupta. O fenómeno dinâmico de recuperação inversa para cargas indutivas (caso do conversor redutor em estudo) está representado na figura 2.8, onde se ilustra o comportamento do díodo na comutação ao corte e o tipo de díodos existente conforme a rapidez de recuperação inversa. Figura a) Comportamento dinâmico do díodo na comutação condução-corte; b) Tipos de díodos consoante a rapidez de recuperação inversa [1] 13

35 Tendo em conta as considerações feitas anteriormente, é perceptível que a utilização do díodo ideal disponível na biblioteca do Matlab/Simulink (onde as comutações são instantâneas) não represente as características dinâmicas do díodo referidas acima. Assim, neste trabalho utiliza-se um modelo baseado num transístor MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) com díodo intrínseco em antiparalelo, pois este dispositivo permite um funcionamento bidireccional em corrente quando a tensão aos seus terminais se torna negativa. Este facto permite representar o fenómeno da recuperação inversa e assim incluir com algum rigor as comutações existentes. Figura Modelo do díodo com recuperação inversa. O modelo é constituído por um MOSFET e por uma malha de realimentação, que comanda a gate do MOSFET para a passagem à condução e ao corte. Para isso, utiliza-se um integrador na malha de realimentação com o objectivo de se obter: ( ) (2.19) De referir que o integrador que se utiliza é um integrador limitado, definindo-se como o limite de saturação máximo, de modo a que sempre que o resultado do integral seja superior ou igual a, a saída assuma esse valor. A malha de realimentação que dá o sinal à gate na comutação à condução e na comutação ao corte tem como finalidade reproduzir o fenómeno de recuperação inversa que se forma durante o tempo de recuperação inversa. Na figura seguinte encontram-se representadas as formas de onda da tensão e da corrente na comutação condução-corte, que se obtiveram nas condições de operação dos módulos M1 e M2, utilizando o modelo acima representado: 14

36 Figura Comportamento dinâmico do díodo na comutação condução - corte. De facto, analisando a figura 2.8 e observando a área que a carga de recuperação inversa ocupa, podemos observar que o modelo de díodo realizado reproduz aproximadamente o comportamento de um díodo rápido de recuperação suave. Observando a figura 2.10, e fazendo a analogia com a figura 2.8, verifica-se que corresponde à área total limitada pela corrente de recuperação inversa do díodo, cujo máximo é. O estudo realizado por M.T. Rahimo e N.Y.A Shammas para díodos de roda livre do tipo PIN em aplicações com IGBT s [3], retrata um fenómeno visível na figura 2.11, que mostra que o intervalo de tempo entre a aplicação da tensão inversa ao díodo, até ao momento em que o estado de bloqueio é atingido, pode ser dividido em diferentes fases. A primeira fase, designada de comutação, começa no instante em que é aplicada a tensão inversa. Quando é aplicada esta tensão, a corrente que percorre o díodo decresce a um ritmo imposto pela taxa (cujo valor depende das indutâncias do circuito e da tensão inversa) até chegar a zero. Numa segunda fase a de armazenamento e de início do período de recuperação, observa-se a corrente a assumir valores negativos. Esta fase marca o início do período de recuperação, formando-se a zona de depleção na junção, depois de ser removido o excesso de portadores que ainda permaneciam junto da junção. Durante o aumento da região de depleção, a tensão aos terminais do díodo começa a crescer (em valor absoluto) a uma taxa de até atingir o valor estacionário de bloqueio (valor inverso da tensão de alimentação, ou seja, -750 V). Neste ponto, a taxa de crescimento da corrente é nula ( ), e a corrente no díodo atinge o seu máximo valor absoluto. Na terceira e penúltima fase (também denominada de indutiva), observa-se a corrente de recuperação a decrescer até zero, estando o valor da tensão em crescimento (em valor absoluto) até atingir o valor de pico. Esta evolução da corrente de recuperação é conseguida 15

37 através da inclusão da indutância (figura 2.9) que confere uma taxa de decrescimento à corrente de recuperação. O processo de decrescimento da corrente até zero seria, sem o auxílio da indutância, realizado de forma ideal, passando instantaneamente para zero. A indutância foi dimensionada tendo em conta as condições a que foram realizados os testes do díodo da ABB no processo de comutação ao corte. Considerando: (2.20) Então, com = 200 A/ s e V, obtém-se H. Por último, surge a fase de recuperação, onde a tensão começa a estabilizar para o seu valor estacionário (-750 V) e a corrente estabiliza em zero. Figura Fases do díodo na comutação condução corte. 16

38 3 Tirístor de corte comandado pela porta (GTO) 3.1 Introdução ao GTO O tirístor GTO ( Gate Turn-Off thyristor ), semicondutor utilizado nos módulos M1 e M2, é um dispositivo semiconductor bipolar, com estrutura de tirístor de cátodos distribuídos, capaz de bloquear elevadas tensões (vários milhares de volts) quando está ao corte e de conduzir correntes com vários milhares de amperes quando se encontra em condução. Estas características fazem com que este dispositivo seja bastante utilizado em aplicações de alta potência, sendo os conversores de tracção estudados nesta dissertação um desses casos. O GTO passa ao estado de condução por aplicação de um impulso de corrente na porta mantendo-se em condução com uma corrente de gate de valor muito inferior ao impulso necessário para entrar em condução. O que distingue o GTO do tirístor convencional é a capacidade de passar ao corte quando é aplicado um impulso de corrente negativo na porta. Figura Símbolo electrónico do tirístor GTO. Os GTO s geralmente utilizados neste tipo de conversores são semicondutores construídos à base da tecnologia de silício com uma estrutura semelhante à de uma bolacha Características tensão-corrente As características estáticas tensão-corrente de um GTO em condução são bastante semelhantes à do tirístor convencional. Contudo, existem diferenças entre os GTO e os tirístores convencionais, na zona inversa, uma vez que a tensão que os GTO s suportam é geralmente muito menor. Figura Características ânodo-cátodo (tensão e corrente) do GTO: a) característica ideal; b) característica real. [1] 17

39 Tal como se verifica pela figura 3.2, as zonas de baixo valor da corrente e elevada tensão correspondem aos estados de bloqueio com polarização inversa ou directa, enquanto a região que apresenta elevados valores de corrente e baixos valores de tensão corresponde à zona de condução. A corrente representa a corrente mínima necessária ao estabelecimento do processo de condução e por isso se designa de corrente de lançamento ( latching current ). A passagem do GTO do estado de corte ao estado condutor só é possível se o tirístor se encontrar com polarização positiva e através da aplicação de um impulso de corrente que percorra o semicondutor da porta até ao cátodo Características funcionais A passagem do tirístor GTO ao corte é realizada aplicando uma tensão negativa entre a porta e o cátodo, que vai proporcionar a injecção de uma corrente negativa na porta [1]. As características dinâmicas do GTO são em geral especificadas para o regime de comutação abrupta. Este regime, onde ocorrem as comutações à condução e ao corte, requer a presença de um circuito de ajuda na comutação (estudado no capítulo 5) que seja capaz de limitar a taxa de crescimento da tensão a um valor inferior a um dado valor crítico. Para uma melhor percepção das características ânodo-cátodo e de comando da porta, na figura seguinte retirada de [1] encontram-se ilustradas as formas de onda de tensão e de corrente de um GTO nos processos de comutação. Figura Evolução temporal das tensões e correntes que atravessam um tirístor GTO na comutação à condução a) e na comutação ao corte b). [1] 18

40 A figura ilustra a passagem à condução e ao corte de um tirístor GTO a funcionar em tensão contínua, com carga indutiva e díodo de roda livre (condições idênticas às do conversor em estudo) Entrada em condução Na escolha dos GTO s é importante garantir que o impulso inicial de corrente na passagem à condução (necessário enquanto a corrente principal não atingir o valor da corrente de lançamento) seja suficientemente grande (da ordem do valor da corrente de lançamento) para que todas as ilhas catódicas comecem a conduzir em simultâneo, garantindo assim uma boa dinâmica das correntes catódicas. Esta corrente mantém-se durante algumas dezenas de μs (mesmo enquanto a corrente de lançamento for superior à corrente principal), de modo a tornar a comutação à condução mais rápida. Depois da comutação à condução estar concluída, existe a necessidade de ter uma corrente mínima de porta durante todo o processo de condução, de modo a prevenir uma possível passagem ao corte. Esta corrente é conhecida por e tem como objectivo minimizar a queda de tensão em condução do GTO, ao fazer conduzir a junção porta cátodo. No que se refere ao tempo de passagem à condução ( turn-on time ) do GTO, a sua duração vai desde o instante em que é aplicado um sinal de disparo na porta, até que a corrente no ânodo alcance o seu valor permanente. Este intervalo é o resultado da soma do tempo de atraso ( delay time ) com o tempo de subida ( rise time ). O tempo de atraso corresponde ao tempo desde que é aplicado o sinal de disparo da porta até a corrente alcançar 10% do valor em regime permanente. Relativamente ao tempo de subida, compreende o intervalo de tempo da passagem da corrente principal do GTO dos 10% aos 90% da corrente em regime permanente Entrada ao corte O processo de comutação ao corte do GTO é realizado a partir do momento em que se aplica uma tensão negativa entre a porta e o cátodo, da qual resulta o aparecimento de uma corrente negativa na porta do semicondutor. Neste processo de comutação é importante explicitar alguns dos tempos identificados na figura 3.3 b). O tempo de armazenamento corresponde ao intervalo em que se removem cargas eléctricas desde a periferia até ao centro das ilhas junção porta cátodo, o que coincide com o fim da condução da corrente. O tempo de queda compreende o intervalo em que a corrente negativa remove quase todos as cargas em excesso, entrando a junção porta cátodo em bloqueio franco. Assim, a corrente do ânodo que é mantida pela rápida subida da tensão (denominada corrente de cauda), começa a circular pelo circuito de comando da porta. De seguida, com o aumento a tensão, a corrente de cauda anula-se. Este período de tempo designa-se tempo de cauda ( ). 19

41 3.4. Comando da porta Como foi referido, verifica-se que as comutações ao corte e à condução exigem que o comando da porta seja altamente sofisticado e capaz de dar resposta a diversas exigências. Deste modo, os principais requisitos impostos à porta, são [1]: Necessidade de existirem tempos mínimos durante os períodos de condução e corte; É fundamental a existência de uma pequena corrente de porta durante a condução do GTO; Manter a porta polarizada inversamente durante o estado de corte do GTO; Necessidade da existência de um impulso de corrente, negativo e de taxa de crescimento elevada, aplicado à porta, no processo de comutação ao corte; Aplicação na porta de um impulso de corrente positivo e com elevada taxa de crescimento, na comutação à condução Módulo A10 Gate Unit Nesta secção apresenta-se uma breve descrição dos equipamentos que efectuam o controlo dos GTO s nos módulos dos conversores de tracção. O sistema central de controlo (SCC) e o sistema de controlo de tracção efectuam o processamento de toda a informação das carruagens motoras, enquanto o módulo A10 Gate Unit é o módulo responsável pelo comando e controlo dos disparos dos tirístores GTO [2]. O módulo A10 é composto pelas unidades A1 (de duplo comando), A2 e A3 (unidades de alta tensão) estando a sua estrutura física presente na figura 3.4. A unidade A1 é o módulo responsável pela ligação entre o sistema de controlo de tracção e o módulo A10, recebendo as instruções de ligar ou desligar dos GTO s presentes nos módulos M1 e M2 (conforme o módulo que se estiver a comandar). No que concerne aos módulos A2 e A3, estes estão sujeitos ao potencial do cátodo do GTO ao qual se encontram ligados. Estes módulos estão ligados a A1 através de um transformador, associado a um rectificador, para a alimentação da unidade de desmodulação [2]. Figura 3.4 Exemplo do Módulo da Gate A10. [2] 20

42 3.5. GTO utilizado Tendo em conta as especificidades consideradas anteriormente, os GTO s que se utilizam nos módulos M1 e M2 das carruagens motoras são do modelo SG3 da Toshiba (Anexo IV) e apresentam as seguintes especificidades: CARACTERÍSTICAS SÍMBOLO VALOR Limitações em tensões anódicas máximas Máximo valor do pico repetitivo da tensão de bloqueio directo 4500 V Limitações em correntes máximas Máximo valor do pico da corrente directa bloqueável pela porta 3000 A Limitações em Potência Temperatura máxima de junção 125 C Resistência térmica junção cápsula 0,016 ⁰C/W Características Taxa crítica de crescimento da Corrente na passagem à 400 condução Taxa crítica de crescimento da Tensão na passagem ao corte 1000 Tempo de atraso na passagem à condução 3 μs Tempo de entrada em condução 10 μs Tempo de armazenamento 27 μs Tempo de passagem ao corte 30 μs Tempo de decrescimento da corrente de cauda 80 μs Tabela Principais características do modelo GTO SG3000GXH24 O catálogo deste semicondutor que contém estas e outras características pode ser consultado no Anexo IV. Na figura 3.5 encontra-se representado o esquema onde está incluído o paralelo dos GTO s. O comando da porta destes é realizado através de um gerador de impulsos, que apenas indica o intervalo de tempo de condução de cada um dos GTO s e a desfasagem entre estes. O gerador de impulsos funciona com amplitudes únicas de 0 e 1, com o objectivo de 21

43 realizar um comando simples nas passagens à condução e ao corte de cada um destes semicondutores. Convém ainda salientar a presença da indutância no esquema. Esta indutância concentra o valor das indutâncias parasitas numa só bobina e tem o valor considerando que se têm aproximadamente 10 cm de cabo no circuito do conversor de 0,1 μh. A indutância tem também a função de tornar as formas de onda das comutações ao corte dos GTO s mais próximas das formas de onda reais, uma vez que a introdução da indutância permite que na passagem dos GTO s ao estado de bloqueio, a tensão comece a crescer antes da corrente começar a decrescer. Figura Esquema da inclusão dos GTO s nos Módulos M1 e M Cálculo das perdas do GTO Tal como nos restantes semicondutores de potência, a potência dissipada pelos GTO s prende-se com os estados de condução do dispositivo e com as comutações na passagem ao corte ou à condução. Quando os GTO s entram em condução, apresentam uma resistência que dá origem às denominadas perdas em condução. Por outro lado, nos processos de comutação, existem correntes e tensões aos terminais do GTO, cujo produto resulta nas perdas de comutação Cálculo das perdas de condução do GTO Dado que em condução, o GTO comporta-se essencialmente como um tirístor, as suas perdas são calculadas do mesmo modo que se calcula a potência dissipada na condução de um tirístor ou díodo. 22

44 A potência dissipada num GTO, enquanto está em condução, é determinada pelo valor médio (no período T) do produto da corrente instantânea ( ) que o atravessa pela queda de tensão aos seus terminais ( ). Assim, utiliza-se a seguinte equação: ( ) ( ) ( ) (3.1) Notar que se decompôs a queda de tensão directa ( ) em duas parcelas: a primeira ( ) corresponde à tensão limiar de condução, que se considera independente da corrente e a segunda, ( ), referente à queda de tensão presente na resistência. Os valores de e foram obtidos com recurso ao Anexo IV, sendo os seus valores de 1,7 V e, respectivamente. Deste modo, tendo em conta os valores calculados na secção das correntes médias e eficazes que percorrem os GTO s, a potência dissipada na condução será dada por W Cálculo das perdas de comutação do GTO As perdas existentes nos transitórios de comutação à condução e ao corte podem ser calculadas segundo a definição de potência. Para a evolução da tensão e da corrente na figura 3.3, utiliza-se a expressão que nos permite obter o valor médio da potência de comutação num conversor que contempla circuitos de ajuda na comutação (usualmente designados snubbers) [1]: ( ) ( ) (3.2) Com V, A,, e (estes dois últimos obtidos do catálogo do fabricante, disponível no Anexo IV), obtém-se W. Por outro lado, há ainda a considerar a potência adicional dissipada na passagem ao corte, devido à corrente de cauda que apresenta uma duração bastante elevada ( ). Este tail time corresponde ao tempo de decrescimento da corrente de cauda e compreende o intervalo seguinte ao tempo de queda ( ) durante o qual a corrente de cauda praticamente se anula. Assim, esta perda adicional na passagem ao corte será contabilizada em cada um dos GTO s, do seguinte modo: (3.3) Resultando, com A (obtido através da simulação em Matlab/Simulink do Módulo M1, como se verá mais adiante no Capítulo 5), W. 23

45 24

46 4 Transístores Bipolares de Porta Isolada (IGBT) Como já foi dito, os tirístores GTO dos conversores em estudo estão obsoletos, sendo por isso crucial estudar as alternativas à actualização dos conversores de tracção. A alternativa em estudo nesta dissertação consiste na troca dos tirístores GTO pela nova tecnologia à base de silício dos transístores IGBT, denominada de Press-pack IGBT. Os IGBT s, considerando a sua facilidade e rapidez nas comutações e as suas baixas perdas de potência, são um dos semicondutores mais utilizados nos equipamentos electrónicos de elevada potência. Neste capítulo faz-se uma breve descrição das características dos IGBT s e abordamse as principais especificidades dos Press-pack IGBT s, apresentando as vantagens que os mesmos apresentam face aos semicondutores fabricados e empacotados em formas planas. 4.1 Introdução ao IGBT O Transístor Bipolar de Porta Isolada ( Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) foi um dos primeiros dispositivos a combinar as características complementares dos transístores bipolares e de tecnologia unipolar (MOSFET) com sucesso. Assim, o IGBT foi criado com a intenção de comportar no mesmo semicondutor as qualidades dos MOSFET e dos transístores bipolares, sem apresentar os aspectos mais negativos de ambos. Os IGBT s conciliam as capacidades dos transístores bipolares especialmente os de alta tensão apresentarem baixas quedas de tensão quando em condução e de suportarem elevadas quedas de tensão e de corrente, ao facto de os MOSFET possuírem tempos de comutação mais rápidos e uma maior facilidade no circuito de comando da porta (quando comparados com a tecnologia bipolar). Estes factos levaram à tentativa de criar dispositivos capazes de apresentar as melhores qualidades das duas tecnologias numa única pastilha de silício, surgindo assim o IGBT. Na figura 4.1 encontra-se o símbolo electrónico que será utilizado para representar o IGBT. Figura Símbolo electrónico do IGBT. 25

47 Nesta dissertação detalha-se um tipo de IGBT s utilizado nas aplicações de elevada potência, designado de Press-pack IGBT. Este modelo surgiu com a necessidade de melhorar a segurança e a performance dos semicondutores de alta potência, que anteriormente eram fabricados como módulos empacotados em formas planas. Nesse tipo de módulos, os dispositivos eram montados sob os substratos, ocorrendo diversas falhas nas ligações ao substrato e na soldadura de contactos. A melhoria é realizada através da introdução de um sistema de produção de IGBT s que utiliza exclusivamente um sistema de pressão de contacto para efectuar todas as ligações, excluindo a soldadura de junções do processo de manufactura. Deste modo, reduz-se o desgaste térmico que surge nos terminais e nas ligações dos substratos dos IGBT s, melhorando o rendimento e tornando as aplicações mais seguras. De facto, estudos realizados [10] comprovam que a tecnologia de encapsulamento mecânico é um dos factores dominantes nas falhas de funcionamento dos semicondutores. Comparativamente ao típico modelo isolado de IGBT, estes modelos podem ser utilizados numa maior gama de aplicações, tendo vindo a ser bastante usados em aplicações de Transmissão e Distribuição, como são os casos de conversores de tracção e de outras aplicações de potência com modulação por largura de impulso (PWM). Por último, é importante referir que os Press-pack IGBT aqui estudados apresentam uma estrutura de IGBT assimétrico, também vulgarmente designados de punch through (PT IGBT). Os semicondutores que ostentam este tipo de estrutura são caracterizados por suportarem tensões inversas relativamente baixas e por apresentarem uma zona de epidreno relativamente reduzida. A diminuição da zona de epidreno tem as vantagens de reduzir a resistência de condução e diminuir o tempo de comutação ao corte (quando comparados com o IGBT simétrico). Na figura 4.2 está representada a estrutura típica de um IGBT assimétrico. Figura Estrutura de um IGBT assimétrico. [1] 26

48 4.2 Características tensão-corrente Na polarização directa de um IGBT de canal N, as curvas da tensão e da corrente são semelhantes às de um transístor bipolar NPN, variando apenas a forma como é controlado. Enquanto que no IGBT o comando é efectuado através de uma tensão de entrada entre a porta e o emissor, no transístor bipolar o comando é realizado através de uma corrente de base. Num IGBT de canal P, as curvas tensão-corrente são semelhantes, mas com sinais contrários. As características ( ) de um IGBT de canal N estão representadas na figura 4.3. Figura Construção de um IGBT capaz de suportar 1200 A. [22] A característica da corrente do colector em função da tensão aplicada entre a porta e emissor - ( ) -, é semelhante à de um MOSFET, na medida em que ambas apresentam uma relação linear durante grande parte da curva. A única zona em que a relação não é linear, ocorre para baixas correntes do colector onde a tensão do IGBT toma valores bastante próximos de. De facto, da análise da figura 4.3, conclui-se que o IGBT opera em quatro regiões distintas [1]: Para, o IGBT encontra-se ao corte. Nesta região a corrente no colector é praticamente nula e a tensão pode ser negativa (polarização inversa) ou positiva (polarização directa); Quando e, o IGBT encontra-se na zona activa. Esta região não tem utilidade em aplicações de potência, devido à elevada potência dissipada no IGBT; Quando se tem e, o IGBT encontra-se na zona de saturação; Para e, e muito elevados, o IGBT entra numa zona de disrupção que pode originar a sua destruição. Esta zona denomina-se de Avalanche. 27

49 Importa referir que apenas as regiões de corte e de saturação são utilizadas no conversor em estudo. 4.3 Características funcionais As características funcionais de um IGBT podem ser classificadas de acordo com o seu regime de funcionamento. No regime permanente, observam-se as características estáticas do semicondutor, ao passo que no regime de comutação verificam-se as características dinâmicas. Nas características estáticas, destacam-se o funcionamento na zona ao corte e na região de saturação. Tendo em conta as semelhanças estruturais do IGBT e do MOSFET, é a tensão entre a porta e o emissor que vai determinar o estado ou a zona de funcionamento do semicondutor. As condições necessárias para a obtenção dos estados ao corte e de saturação foram analisados em 4.2 As características dinâmicas serão abordadas de seguida, fazendo análises detalhadas para a passagem do estado de bloqueio ao estado condutor (4.3.1) e para a passagem do estado condutor para o estado de bloqueio (4.3.2) Entrada à condução A evolução das correntes ( e ) e das tensões ( e ) na comutação à condução de um IGBT é bastante semelhante à de um MOSFET, pois envolve as mesmas três fases do processo de comutação. Figura Características da comutação à condução de um IGBT. [1] 28

50 Na primeira, é aplicado um impulso de tensão que provoca o surgimento duma corrente. Nesta fase, não se dá nenhuma alteração no dispositivo dado que a tensão não ultrapassou o valor. Na segunda fase, o IGBT começa a conduzir à medida que aumenta, verificando-se o aumento de. Nesta fase dá-se ainda o decréscimo da tensão aos terminais do IGBT e a estabilização da corrente. A terceira e última fase dá-se quando a tensão praticamente se anula Entrada ao corte No processo de passagem do estado condutor ao estado de bloqueio, é a secção do IGBT que é composta por um MOSFET, que determina as duas primeiras fases do processo: a primeira correspondente ao tempo de atraso na entrada ao corte ( ) e a segunda ao tempo de subida da tensão. A terceira fase do processo de passagem ao corte é aquela que se dissocia do comportamento do MOSFET na comutação ao corte, uma vez que o tempo de cauda da corrente no colector está relacionado com a recombinação dos portadores minoritários presentes na junção emissor base do transístor bipolar PNP [1]. Relativamente ao tempo de descida ( ), está igualmente associado à comutação ao corte da secção MOSFET do IGBT. Assim, constata-se que o processo de passagem à condução do IGBT dá-se com a velocidade do MOSFET e a passagem do IGBT ao estado de bloqueio é comandada pelo transístor bipolar. Figura Características da comutação ao corte de um IGBT. [1] 29

51 4.4 Estrutura mecânica e características dos Press-pack IGBT Na substituição dos GTO s pelos IGBT s é necessário ter em conta que os GTO s SG3 da Toshiba estão empacotados em estruturas cilíndricas (as denominadas bolachas ou discos de hóquei ), pelo que os Press-pack IGBT substituintes devem apresentar a mesma estrutura. Feita uma análise de mercado sobre os fabricantes que produzem este tipo de dispositivo, conclui-se que apenas três (Westcode Semiconductors, Toshiba e Poseico) produzem Press-pack IGBT com a estrutura cilíndrica desejada. Deste três, apenas a Westcode Semiconductors produz dispositivos com condições nominais que se enquadram nas condições de funcionamento dos módulos M1 e M2. Esta geração de semicondutores produzidos pela Westcode Semiconductors é capaz de suportar elevadas tensões e correntes, sendo a sua configuração conseguida através do encapsulamento de pequenos chips (também denominados pastilhas) IGBT s especialmente produzidos, em estruturas semelhantes às dos GTO s (as designadas bolachas ). As pastilhas e a base que as comporta são, sem dúvida, a chave para que a performance electromecânica dos Press-pack IGBT seja idêntica à dos GTO s ou dos tirístores convencionais. Para que esta nova abordagem encapsulamento utilizando pressão de contacto e sem requerer ligações de fios atinja os níveis de eficácia necessários, foram desenvolvidos novos chips IGBT ([13] a [15]). Na figura 4.6 a) observa-se o design dos chips IGBT utilizados em construções à base de ligações e soldaduras. O contacto da gate encontra-se ao centro, rodeado por oito grupos de células emissoras, tendo estes grupos os seus contactos ligados ao centro. Contrariamente, a figura 4.6 b), revela o novo design que permite a criação destes revolucionários chips. Neste novo design, o contacto da gate encontra-se a um canto, permitindo uma optimização do restante espaço do chip para a utilização de um emissor plano, colocado através da pressão de contacto. Figura a) Contacto da Gate colocado ao centro b) Contacto da Gate colocado no canto. [13] 30

52 O processo de fabrico do novo chip envolve um processo de metalização específico para um dispositivo onde os contactos são estabelecidos pela pressão exercida, permitindo assegurar a fiabilidade térmica adequada para o dispositivo. Para compreender melhor a disposição estrutural do novo chip, está ilustrado na figura 4.7 o modo como é realizada a construção de um único chip IGBT, identificando-se todos os elementos constituintes. Figura a) Os vários constituintes a serem colocados na plataforma que alberga o chip; b) Vista comprimida do chip na plataforma. [13] Na figura 4.7 a) observa-se de um modo mais detalhado e faseado o modo como a assemblagem de um chip é realizada, enquanto na figura 4.7 b) se encontra representada a compressão do chip na plataforma que o alberga. Cada pastilha (chip individual) é montada numa plataforma portadora comum, denominada de Cassette /Locating Piece. Estas plataformas podem comportar vários IGBT s e díodos numa única plataforma. Porém, como se verá adiante nesta dissertação, os IGBT s que serão utilizados na substituição não contemplam díodos, uma vez que estes díodos têm o objectivo de conferir ao conjunto IGBT + díodo a possibilidade de conduzir corrente nos dois sentidos, o que não é necessário dada a inclusão dos díodos de roda livre FD1 e FD2 nos Módulos M1 e M2. Este tipo de montagem permite testar, individualmente, todos os chips (IGBT s ou díodos) que são colocados, antes de efectuar o encapsulamento final. É importante ainda destacar a ligação que existe entre as gates dos chips. Apesar de existirem vários fabricantes de Press-packs que utilizam fios condutores para ligar as gates, a tecnologia proposta pela Westcode aposta num dispositivo onde não existe qualquer espécie de fios condutores para efectuar as ligações. Deste modo, substituíram-se os condutores por um sistema plano de contactos [13]. 31

53 Este sistema é composto por um pino (de contacto) com uma mola, que liga a gate do chip ao sistema de distribuição plano, encarregando-se de efectuar a ligação ao terminal externo da gate. Figura Design do sistema de distribuição plano da gate. [13] De destacar que o sistema de distribuição proposto pela Westcode apresenta uma ligação de baixa indutância aos contactos da gate de cada chip IGBT e que as resistências das gates são colocadas directamente nos chips, pelo que não são necessárias resistências no caminho do sistema. Na figura 4.9 a), é possível observar um dispositivo que suporta correntes de 400 A e 1800 V com a estrutura dos chips de base de molibdénio ( Chip/Moly locating frame ) colocada. Dos componentes referenciados na figura 4.7, apenas faltam incluir os chips e a estrutura de molibdénio do lado dos colectores para que a assemblagem da estrutura fique concluída. Figura a) Dispositivo que suporta correntes de 400 A e tensões de 1800 V com a estrutura dos chips de base de molibdénio colocada [15]; b) Visão exterior do sistema de distribuição plano da gate 32

54 Relativamente à figura 4.9 b), observa-se a ligação entre o sistema de distribuição planar da gate e as gates dos chips individuais (efectuada através dos cantos das gates, como foi referido) e ainda a ligação deste sistema ao contacto externo da gate. Na figura 4.10 encontra-se a visão interior e completa do processo de fabrico e encapsulamento de um IGBT capaz de suportar tensões de 5,2 kv e correntes de 900 A. Esta imagem reúne na mesma figura todos os processos que foram explicados anteriormente. Na figura, pode-se constatar que o dispositivo é composto por 14 chips de IGBT s, sendo visível no canto inferior direito da mesma a inclusão de um chip na plataforma armazenadora. Figura Construção de um IGBT capaz de suportar 900 A e 5,2 kv. [8] Este tipo de tecnologia que vem sendo descrita, encapsulada (recorrendo à pressão de contacto) em estruturas cerâmicas cilíndricas totalmente seladas, oferece, tanto a nível de design como de comportamento mecânico, a possibilidade de integrar os Press-pack IGBT s em sistemas e conversores previamente construídos (como os Módulos M1 e M2), sem custos adicionais referentes aos dissipadores. Por último, de referir ainda que esta abordagem não traz apenas vantagens ao nível da segurança e fiabilidade (oriundas da não utilização de colagem de fios condutores e soldadura de junções). Um dispositivo que utiliza a pressão de contacto para efectuar as ligações, apresenta igualmente melhorias substanciais nas características térmicas e eléctricas, quando comparado com os IGBT s cuja construção é realizada em placas de base através de processos de soldadura de junções. 4.5 Escolha do IGBT adequado A escolha do IGBT adequado para substituir o GTO indicado na secção 3.5, requer algumas precauções, nomeadamente na análise das correntes que atravessam cada um dos semicondutores. 33

55 A diferença reside no facto dos tirístores GTO serem dimensionados e rotulados em função da máxima corrente controlável no ânodo (máxima corrente que pode ser comutada utilizando o comando da gate), enquanto os IGBT são catalogados para a corrente nominal DC do colector (baseada na máxima dissipação possível a uma dada temperatura). Na inclusão deste tipo de semicondutores, procurou-se aquele que melhor se adequasse às características dos módulos M1 e M2. Os únicos IGBT s que apresentam características de tensão (tensão máxima colector-emissor que não provoca disrupção) e (máxima corrente contínua do colector) que se adequam às exigências dos módulos e que apresentam o mesmo tipo de características dos GTO s apresentados na secção 3.5, são os produzidos pela Westcode Semiconductors (tal como fora anteriormente referido). Esta empresa apresenta um conjunto de Press-pack IGBT que permitem tensões de 4500 V e que são capazes de suportar correntes entre os 160 A e os 2400 A. Tendo em conta que os GTO s são capazes de comutar correntes até 3000 A ( ), então os IGBT que se estudam como possíveis substitutos a estes GTO s são os seguintes: IGBT com A (Modelo T1200EB45E, cujo catálogo se encontra no Anexo V): CARACTERÍSTICAS SÍMBOLO VALOR Limitações em tensões máximas Máximo tensão colector-emissor que não provoca disrupção 4500 V Máximo tensão porta-emissor V Limitações em correntes máximas Máximo valor contínuo da corrente do colector ( ) 1200 A Máximo pico (repetitivo) da corrente o colector 2400 A Limitações em Potência Temperatura máxima de junção 125 C Resistência térmica junção cápsula 8 K/kW Características Tensão de saturação 1,69 V Resistência incremental equivalente do IGBT 1,97 mω Energia dissipada na passagem 5,7 J (para à condução ) 34

56 Energia dissipada na passagem 5,1 J (para ao corte Tabela Principais características do IGBT do tipo T1200EB45E. ) Este modelo de IGBT pertence a uma segunda geração de IGBT s produzidos pela Westcode que suportam tensões até 4500 V (a primeira geração corresponde a dispositivos que suportam correntes até 900 A). Os IGBT s são do tipo assimétrico, mais especificamente SPT ( Soft Punch Through ). Com este tipo de dispositivos, obtêm-se melhores características estáticas e dinâmicas, pois este tipo de abordagem permite uma redução da espessura do dispositivo (através da redução do epidreno), diminuindo, assim, as perdas estáticas e dinâmicas dos IGBT s (através de um decréscimo na resistência de condução e no tempo de passagem ao corte), tornando-os mais atractivos que os IGBT s não atravessados ( non punch-through ). IGBT com A (Modelo T1600GB45B, cujo catálogo se encontra no Anexo VI): CARACTERÍSTICAS SÍMBOLO VALOR Limitações em tensões máximas Máximo tensão colector-emissor que não provoca disrupção 4500 V Máximo tensão porta-emissor V Limitações em correntes máximas Máximo valor contínuo da corrente do colector ( ) 1600 A Máximo pico (repetitivo) da corrente o colector 3200 A Limitações em Potência Temperatura máxima de junção 125 C Resistência térmica junção cápsula 7,8 K/kW Características Tensão de saturação 1,79 V Resistência incremental equivalente do IGBT 1,32mΩ Energia dissipada na passagem 14 J (para à condução Energia dissipada na passagem 8,7 J (para ao corte Tabela Principais características do IGBT do tipo T1600GB45G. ) ) 35

57 Este modelo pertence à terceira geração de IGBT s produzida pela Westcode. Esta geração apresenta um tipo de pastilha IGBT melhorada, com tensões de saturação melhoradas e SOA ( Safe Operating Area ) mais largas. A terceira geração apresenta uma célula/plataforma portadora plana (SPT), com a adição de uma nova camada N- e optimização da estrutura do emissor [7]. Estas modificações permitem uma melhoria na concentração de portadores no emissor, levando à redução da tensão ( ) sem aumentar significativamente as perdas na comutação ao corte, comparativamente às gerações anteriores. As alterações efectuadas nesta geração trazem ainda benefícios nos coeficientes de temperatura atingidos (menores que nas outras gerações) pelos dispositivos e garantem perdas de condução mais baixas e comutações mais controladas (comparativamente às gerações anteriores), mantendo uma excelente SOA [7]. IGBT com A (Modelo T2400GB45E, cujo catálogo se encontra no Anexo VII): CARACTERÍSTICAS SÍMBOLO VALOR Limitações em tensões máximas Máximo tensão colector-emissor que não provoca disrupção 4500 V Máximo tensão porta-emissor V Limitações em correntes máximas Máximo valor contínuo da corrente do colector ( ) 2400 A Máximo pico (repetitivo) da corrente o colector 4800 A Limitações em Potência Temperatura máxima de junção 125 C Resistência térmica junção cápsula 5,2 K/kW Características Tensão de saturação 1,49 V Resistência incremental equivalente do IGBT 1,05 mω Energia dissipada na passagem 15 J (para à condução Energia dissipada na passagem 14 J (para ao corte Tabela Principais características do IGBT do tipo T1600GB45G. ) ) 36

58 O T2400GB45E é mais um elemento pertencente à terceira geração da Westcode, apresentando igualmente substanciais melhorias face às primeiras gerações. A escolha destes três IGBT s tem em consideração a corrente nominal de valor contínuo do colector. Salienta-se que, por norma, os IGBT s são capazes de controlar o dobro da sua corrente do colector (por vezes até mais do dobro quando as aplicações contêm circuitos de ajuda na comutação ao corte e à condução, o que se verifica dos módulos M1 e M2, como se verá mais adiante), pelo que os três modelos são capazes de controlar as correntes circulantes no conversor redutor. De notar que os IGBT s do tipo T1600GB45G e T2400GB45E (modelos de 3ª geração) contêm no seu interior pastilhas de díodos de potência que permitem um funcionamento bidireccional em corrente. Estes dois modelos são, em geral, utilizados para simplificar e reduzir o número de componentes dos conversores, pois substitui-se o semicondutor de potência comandado e o díodo em anti-paralelo por um único componente que é capaz de efectuar ambas as funções. Contudo, dado que as alterações possíveis de efectuar nos módulos M1 e M2 se prendem apenas com a troca directa dos GTO s (fisicamente não é possível extrair o díodo de roda livre do conversor), a inclusão destes IGBT s tem em consideração que as suas dimensões dependem também das pastilhas de díodo. Deste modo, sabendo que nestes dispositivos existe um rácio de aproximadamente 2,5 IGBT s para cada díodo (de acordo com [8]), então, com a informação fornecida por [7] (onde se indica que estes dois dispositivos são compostos por 42 pastilhas), pode-se concluir que existem 30 pastilhas de IGBT s e 12 de díodos de potência nestes dispositivos. Assim, para determinar o diâmetro dos dispositivos de 3ª geração, considerando que as pastilhas de díodo apresentam a mesma dimensão que as de IGBT (em [8] refere-se que pode ser feita a substituição de umas pastilhas por outras), dimensiona-se o diâmetro dos modelos T1600GB45G e T2400GB45E adaptando-o ao fornecido no catálogo destes modelos (Anexo V): mm (4.1) Comparando o diâmetro destes dispositivos com o dos GTO s (108 mm segundo o Anexo IV), verificamos que não têm as dimensões desejadas. Porém, é preciso notar que estes dois modelos suportam valores de correntes mais elevados que os necessários, pelo que o fabrico de um semicondutor de 3ª geração para as condições a que estão sujeitos os GTO s ( ( ) A) deve, à partida, ter as dimensões adequadas (menores ou iguais às destes para os poder substituir). Relativamente ao modelo de 2ª geração (T1200EB45E), também apresenta um diâmetro ( = 124 mm, disponível no Anexo V) superior ao dos GTO s. Apesar desta condicionante, é importante salientar que o processo de fabrico dos Press-pack IGBT (sobretudo os de 3ª geração) permite que se fabriquem semicondutores com as características específicas de funcionamento para um determinado conversor. Esta 37

59 evidência, aliada ao facto da Westcode efectuar a alteração de vários conversores de tracção por troca de tirístores e GTO s pelos Press-pack IGBT s [9], permite concluir que esta empresa terá, à partida, capacidade para produzir IGBT s com características muito semelhantes às das tabelas 3 e 4 e com diâmetros de 108. Neste trabalho efectuam-se simulações utilizando os três modelos de IGBT s para se averiguar se com este tipo de características (das 2ª e 3ª geração) a substituição dos GTO s pelos IGBT s é benéfica. 4.6 Comando dos IGBT s Para que a substituição dos GTO s pelos IGBT s fique completa, é igualmente necessário trocar o módulo A10 Gate Unit, por outro módulo que realize as funções de comando de porta dos IGBT. Como referido no Capítulo 3, o módulo A10 é composto pelas unidades A1, A2 e A3. Sabendo que a função da unidade A1 é a de receber os sinais de comando ON (Ligado) e OFF (Desligado) para cada um dos GTO, e uma vez que os sinais de comando serão os mesmos e ocorrerão nos mesmos instantes para os IGBT, então não existe a necessidade de se trocar esta unidade. Deste modo, existe apenas a necessidade de trocar as unidades A2 e A3. Na substituição destas unidades pelos drivers dos IGBT s é importante ter em conta dois aspectos: os drivers dos IGBT s não podem ter dimensões superiores às unidades A2 e A3 (as dimensões destas são de: ); e por outro lado têm obrigatoriamente de conter protecção integrada contra curtos circuitos. Assim sendo, os drivers que se utilizam para cada um dos modelos são especificamente fabricadas pela Westcode e apresentam a seguinte nomenclatura: Para o modelo T1200EB45E utiliza-se a gate driver C0044BG400SBC. Para o modelo T1600GB45B utiliza-se a gate driver C0044BG400SBJ. Relativamente ao modelo T2400GB45E recorre-se à gate driver C0044BG400SBT. Os drivers apresentam todos as mesmas dimensões, tendo um volume total de (comprimento largura altura). Conhecendo o volume total das unidades A2 e A3, constata-se que estes drivers têm dimensões compatíveis (são menores, pelo que não há perigo de não caberem ) com os espaços das gate drivers dos GTO s. Funcionalmente, este tipo de gate drivers efectua o isolamento entre os circuitos de comando e de potência através de um transformador de impulsos, podendo esta topologia transmitir a informação e a energia necessárias para a actuação. Nestas gates há ainda a destacar os seguintes factores: Baixo valor de impedância na ligação porta-emissor no arranque e na ocorrência das falhas de potência; 38

60 Monitorização dos estados de comutação dos IGBT s, através da detecção de ; Na presença de, são realizadas comutações suaves ao corte; Os drivers utilizam ligações em fibra óptica para comandar as comutações e controlar os estados de condução e de bloqueio; Por outro lado, o receptor óptico ajuda a controlar o comando PWM. Este receptor está ligado a um circuito que ignora comandos pequenos de Ligar e Desligar e que filtra as condições de baixa luz (para não destruir o driver ou o IGBT). 39

61 40

62 5 Circuitos de ajuda na comutação dos módulos M1 e M2 Nesta secção aborda-se a inclusão de circuitos de ajuda na comutação, de modo a limitar os valores de e dos GTO s. Nos conversores consta ainda um circuito de protecção que visa limitar as sobretensões no díodo de roda livre. A este tipo de circuitos (de ajuda na comutação e de protecção), é usualmente dada a designação de snubbers, sendo o snubber utilizado no conversor do tipo Undeland [22]. Os circuitos de ajuda na comutação são quase sempre necessários em aplicações que utilizem GTO s. Apesar do circuito de ajuda dos GTO s ser semelhante ao de outros semicondutores, este requer mais alguns cuidados, pois as tensões e correntes aos terminais de um GTO não podem ter taxas de crescimento muito elevadas. Os circuitos de ajuda são concebidos em função das limitações dos tirístores GTO e do díodo de roda livre, devendo dar-se especial atenção às taxas de crescimento da corrente ( ) e da tensão ( ) existentes no GTO, nas passagens à condução e ao corte, respectivamente. É ainda importante relacionar os circuitos de ajuda na comutação com a taxa de crescimento da tensão e da corrente do díodo de roda livre. No snubber do tipo Undeland, para além de se terem em conta as limitações referidas, o seu dimensionamento deve ainda ter em conta a redução do número de componentes do circuito, o tamanho e a potência dissipada em cada componente sem que se comprometa a função essencial do circuito. Na figura 5.1 está representado o esquema de montagem do módulo M1 com o snubber do tipo Undeland aplicado a este módulo. Figura Módulo M1 e respectivo snubber do tipo Undeland. 41

63 5.1 Circuito de ajuda na comutação dos GTO s Tratando-se de um circuito onde o tirístor GTO comanda uma carga com díodo em roda livre, será necessária uma protecção com condensadores, díodos, resistência e bobina. Deste modo, o circuito de ajuda na comutação dos GTO s é formado pelos condensadores e, os díodos V5 e V6, a indutância e a resistência. De um modo muito sucinto, constata-se que, na comutação condução-corte, o objectivo do snubber é o de limitar a taxa de crescimento da tensão aos terminais do GTO enquanto a corrente decresce para zero, pelo que o díodo em roda livre conduz e o condensador tem a função de limitar. Relativamente à comutação corte-condução, o valor é limitado pela bobina e a energia do condensador é dissipada na resistência, limitando esta ainda a corrente máxima que atravessa o tirístor GTO quando este inicia a condução. O processo de dissipação da energia de na resistência é realizado com o auxílio do díodo V6. Assim, apresenta-se na figura 5.2 a vermelho, o circuito de ajuda do paralelo dos GTO. Mais adiante, explicar-se-á em detalhe o funcionamento deste circuito nas comutações dos GTO aos estados de condução e bloqueio. Figura Circuito de ajuda na comutação dos GTO. O díodo V3 representado na figura 5.2 é utilizado para protecção dos GTO s, pois estes não permitem condução inversa. O díodo não conduz em nenhum período de tempo, estando colocado em anti-paralelo com os GTO s para evitar que estes sejam destruídos caso ocorra alguma anomalia. 42

64 Dimensionamento de : No dimensionamento dos elementos constituintes do snubber, importa referir que a corrente máxima controlável pelos GTO s depende especialmente do condensador. A importância deste condensador está relacionada com o facto de existir uma taxa máxima de crescimento da tensão ânodo-cátodo na passagem ao corte, usualmente designada. Se esta taxa máxima for atingida, então as elevadas correntes de deslocamento, levam a que o GTO passe novamente ao estado de condução. Assim, na comutação condução-corte, a corrente circulará pelo díodo de roda livre e pelo condensador e o seu valor é determinado pela seguinte expressão [1]: (5.1) Com, a capacidade mínima do condensador é μf. A capacidade do condensador foi determinada para a corrente de carga pretendida (780 A) e verifica-se que a máxima corrente controlável que atravessa o ânodo não é atingida (Anexo IV), pelo que, o condensador é capaz de cortar a máxima corrente que circula neste módulo. Refira-se ainda, que o condensador suporta uma elevada corrente de pico e deve apresentar uma baixa indutância. Isto significa que, apesar de se representar o condensador como um único condensador, na prática, nos módulos M1 e M2, os requisitos de capacidade de são obtidos através do paralelo de dois condensadores. Dimensionamento de : Relativamente à parte do circuito de ajuda na comutação que é utilizado na comutação corte-condução, tem-se em conta que as maiores preocupações deste tipo de circuitos são a redução das perdas na comutação à condução e a limitação da máxima corrente de recuperação inversa do díodo de roda livre do conversor. Analogamente, para limitar os valores de, dimensiona-se a bobina tendo em conta que [1]: (5.2) Com e V obtém-se μh. A necessidade de introduzir a indutância na limitação da taxa surge pelo facto dos GTO s serem elementos com entrada à condução mais rápida do que o díodo de roda livre FD2, pelo que o valor de pico da corrente uma vez que um valor elevado de pode atingir valores bastante elevados. Ora, provoca uma grande dissipação de potência, então a 43

65 indutância tem um papel bastante importante no que diz respeito às perdas dos semicondutores e por conseguinte, no rendimento dos módulos M1 e M2. Dimensionamento de : A resistência do snubber de comutação ao corte deve ser dimensionada tendo em consideração a corrente máxima de descarga que percorre o GTO na comutação à condução e o tempo mínimo de condução do GTO para que seja descarregado, de modo a que o circuito esteja operacional na próxima comutação ao corte. Deste modo, o seu valor pode ser determinado com o intuito de se obter um coeficiente de amortecimento quase unitário ( ) no circuito série. Assim, de acordo com [1], tem-se: (5.3) Pelo que, utilizando os valores de e calculados anteriormente, se obtém Ω. Realçar que os valores de e estão presentes na Tabela 1. Porém, os valores utilizados no dimensionamento do snubber são metade daqueles que figuram no catálogo (Anexo IV), para garantir uma margem de segurança no dimensionamento dos componentes do circuito de ajuda na comutação. Dimensionamento de : Outro factor que deverá ser tido em consideração com a inclusão dos snubbers está relacionado com a sobretensão existente na comutação ao corte devido às indutâncias parasitas (agregadas em ). Assim, é adicionado o condensador ao snubber com o objectivo de proteger os semicondutores das sobretensões provenientes das indutâncias parasitas, actuando simultaneamente com o circuito de ajuda na comutação dos GTO s. O valor desta capacidade pode ser obtido, sabendo que a energia armazenada pelo condensador no processo de comutação ao corte, vai fluir no circuito e carregar o condensador. Assim, tendo em conta que, no estado de bloqueio dos GTO s, tem uma tensão aos seus terminais de V e que, quando os GTO s estão a conduzir, está carregado com 750 V, pode dizer-se que o acréscimo de energia em proveniente de é traduzido através da seguinte expressão: (5.4) Considerando que o acréscimo de tensão em terá de ser bastante inferior à variação de tensão associada a (arbitra-se vezes menor), isto é que, obtém-se a seguinte relação: 44

66 (5.5) Pelo que se pode concluir que μf. À semelhança do que acontece com o condensador, o condensador também é composto por dois condensadores em paralelos no circuito real, conseguindo-se assim uma menor indutância e resistência série parasita. É importante ainda salientar que, à semelhança do que acontece com o díodo de roda livre, também os GTO s do Simulink apresentam características dinâmicas ideais, pelo que tem de se fazer uso das ferramentas do Simulink para se conseguir obter na simulação as perdas de comutação destes semicondutores. Deste modo, fez-se uso do snubber série que o bloco GTO do Simulink contém e que pode ser colocado em paralelo com o GTO (entre o ânodo e o cátodo), de modo a obter as perdas de comutação dos GTO s, uma vez que sem estes snubbers os GTO s não apresentam perdas de comutação na simulação. Os valores do snubber série são determinados tendo em conta as perdas existentes nos transitórios de comutação à condução e ao corte. Estas perdas foram dimensionadas na secção e têm o valor de 121,88 W. Considerando que as perdas do snubber série, são estimadas através da seguinte expressão [1]: (5.6) É possível calcular sabendo que o valor de corresponde ao valor das perdas de comutação. Assim, desenvolvendo a equação (5.6), obtém-se μf. A resistência do snubber é dimensionada em função do valor do coeficiente de amortecimento do circuito, onde representa a somada das indutâncias, e. Assim, utilizando a expressão (5.3) e considerando, obtém-se Ω. Dimensionou-se ainda o parâmetro (indutância interna do dispositivo) disponível no bloco GTO do Simulink, cuja função é a de proporcionar uma comutação à condução não ideal, ou seja, não instantânea e com taxa de crescimento da corrente anódica limitada, seleccionando-se um valor de: μh (5.7) 45

67 5.1.1 Comutação condução-corte Quando um dos GTO s inicia a comutação condução-corte, a tensão aos seus terminais aumenta, devido à variação brusca da corrente, entrando o díodo V5 (do circuito de ajuda na comutação dos GTO) em condução, o que leva o condensador a ficar carregado. Como foi anteriormente salientado, a energia que carrega o condensador, vai também carregar o condensador no período de bloqueio dos GTO. Assim, é através do díodo V5 que circula a corrente de carga, antes do díodo de roda livre FD2 entrar em condução. Naturalmente, para que a energia que carrega o condensador possa ser transferida para o condensador, será necessária a entrada em condução do díodo V6. Após a transferência desta energia, o díodo entra imediatamente ao corte e a energia que carregou os condensadores será parcialmente dissipada pela resistência de dissipação. O efeito do condensador na tensão, durante a comutação ao corte, encontra-se ilustrado na figura 5.3. Quando o díodo FD2 entra à condução, o díodo V5 entra imediatamente ao corte, sendo que a malha constituída por limita a taxa de crescimento nesta comutação. De seguida, encontra-se ilustrado o andamento da tensão (a vermelho) e da corrente (a azul) na comutação condução-corte do GTO. Figura Comutação condução-corte do GTO. Na figura 5.3 é visível um fenómeno que ocorre na rápida descida da corrente aos terminais do díodo. A corrente anódica ao decrescer a uma taxa de, provoca, no circuito de ajuda na comutação ao corte uma elevada taxa de corrente (com sinal contrário a ). A taxa existente no circuito composto por provoca nas indutâncias parasita agregadas em com um valor de 0,1 μh, como foi visto na secção

68 um pico de sobretensão (representado na figura por ) típico da comutação ao estado de bloqueio dos GTO s Comutação corte-condução Na figura 5.4 encontra-se representada a tensão (a vermelho) e a corrente (a azul) na comutação corte-condução do GTO. Figura Comutação corte-condução do GTO. O reduzido valor máximo da corrente na comutação à condução está, naturalmente, relacionado com a inclusão da bobina, uma vez que a inclusão da indutância provoca uma redução na taxa de crescimento (tal como demonstra a equação (5.2)). Na figura 5.4 é também visível que o valor da taxa de crescimento da corrente é dado por e que a tensão aos terminais do GTO é muito baixa quando termina o fim de. Este tempo termina aproximadamente na mesma altura em que a corrente toma o valor da tensão de alimentação, isto é, 750 V. Este tipo de característica da tensão e da corrente é típica para indutâncias de dimensões elevadas como é o caso de. De referir que a redução da tensão na comutação à condução se deve à queda de tensão que ocorre em e que esta redução promove uma redução nas perdas da comutação à condução. Comparando os resultados presentes na figura 5.4 com a evolução temporal teórica das correntes e tensões aos terminais de um tirístor GTO reproduzida na figura 3.3, verifica-se que a corrente e a tensão têm características que se enquadram no que era expectável, observando-se, no entanto, que a tensão decresce muito mais rapidamente na comutação à condução, fruto do elevado valor de. No processo de comutação à condução dos GTO s, ocorre ainda a descarga do condensador. Quando o díodo de roda livre FD2 deixa de conduzir, a corrente flui pelo ramo 47

69 V[V], I [A] do condensador (provocando a carga do mesmo, à semelhança do que ocorre no processo ao corte devido à energia transferida por ), entrando o díodo V6 à condução. É precisamente através de V6 que circula a corrente que irá fazer descarregar, uma vez que, deste modo, se está a aplicar uma tensão de valor igual mas simétrico (-750 V). Este procedimento, que leva à descarga do condensador, pode provocar a disrupção do díodo V6 pelo que a malha RC, constituída por e, é também utilizada para a sua protecção. A energia do condensador que é descarregada na resistência do snubber limita a corrente máxima que atravessa o tirístor GTO na passagem à condução. Uma vez que o condensador é completamente descarregado durante o intervalo de condução dos GTO s, então pode-se garantir que os circuitos de ajuda na comutação dos mesmos estão a funcionar correctamente [1] V [V] I [A] t [s] Figura Descarga do condensador na comutação à condução dos GTO's É ainda possível constatar que, quando um dos GTO s começa a conduzir, o díodo de roda livre passa ao corte e a carga indutiva passa a ter aos seus terminais o valor da alimentação 750 V. 5.2 Circuito de protecção do díodo de roda livre FD2 A utilização de díodos rápidos com recuperação suave requer, por norma, a associação em paralelo de um circuito RC ( ) de protecção. Esta protecção prende-se com o facto de os díodos rápidos apresentarem uma maior derivada da corrente, o que leva ao aparecimento de maiores sobretensões em, que colocam em perigo o díodo e todo o conversor. Assim, o circuito de protecção RC ( ) ao amortecer as oscilações de tensão e limitar a taxa de variação da tensão directa, atenua as sobretensões em aumentando, no entanto, as perdas de comutação. O circuito de protecção RC ( ) do díodo de roda livre está representado na figura 5.6 a azul. 48

70 Figura Circuito de protecção do díodo de roda livre. Dimensionamento de : O valor da capacidade do condensador pode ser determinado com o auxílio do valor máximo de fornecido pelo fabricante do díodo de FD2, sabendo que este é um díodo rápido de recuperação suave. Assim, utilizando a expressão (5.8) [1] relativa aos díodos rápidos de recuperação suave sabe-se que: (5.8) Com μas e com V, obtém-se μf. A capacidade corresponde à capacidade linear equivalente do díodo ao corte. Como foi visto no Capítulo 2, nos díodos de recuperação suave a capacidade não linear do díodo ao corte ( ) pode ser desprezada face ao valor de, pelo que se pode afirmar que, uma vez que [1]. Dimensionamento de : A resistência do circuito de protecção do díodo FD2, é dimensionada em função do valor do coeficiente de amortecimento (do circuito ) e da sobrelevação da tensão aos terminais do díodo. Dado estar-se na presença de um díodo cujas sobretensões normalizadas são no máximo da ordem dos 50%, e uma vez que, então o valor do coeficiente de 49

71 Vak[V], Iak [A] amortecimento pode ser dimensionado com o auxílio da figura 5.7. Esta, traduz o valor da sobretensão normalizada aos terminais de um díodo com recuperação inversa, em função de vários valores de e. Figura Valor da sobretensão aos terminais de um díodo com recuperação inversa, em função de de. [1] e Assim, através da análise da figura 5.7, pode-se concluir que o coeficiente de amortecimento tem um valor aproximado de. Deste modo, pode-se calcular o valor de sabendo que o factor de amortecimento para um circuito é dado por: (5.9) Da equação (5.9), resulta Ω. Na figura 5.8 estão representadas as formas de onda da tensão corrente (vermelho) durante os processos de comutação do díodo. (azul) e da Vak [V] Iak [A] t [s] Figura Ilustração das comutações no díodo de roda livre. 50

72 Da figura 5.8, pode constatar-se que na passagem do díodo ao corte, a sobretensão em é limitada, factor indicativo de que a malha está a funcionar correctamente. De facto, analisando a figura 2.6 a) e comparando-a com o resultado acima apresentado, observase que a resposta da tensão na passagem ao corte, é típica de um circuito com protecção. Por outro lado, como já foi referido, o condensador carregado quando o díodo de roda livre estava em condução, é descarregado sobre as resistências, no período de condução dos GTO s, entrando assim o díodo V6 à condução. A descarga do condensador pode provocar a disrupção dos díodos V5 e V6, pelo que o circuito de protecção RC (representado na figura por e ) utilizado para proteger o díodo de roda livre, irá igualmente actuar como circuito de protecção destes díodos. 5.3 Determinação do rendimento do módulo M Cálculo das perdas do díodo de roda livre Como referido anteriormente, o díodo de roda livre utilizado (tendo em conta as especificidades dos módulos M1 e M2) é um díodo rápido de recuperação suave, cujas características dinâmicas envolvem a recuperação inversa (transição condução-corte). Assim, as perdas de condução presentes neste díodo serão calculadas de modo análogo às perdas de condução do GTO, ao passo que na comutação é contabilizada apenas a potência dissipada na passagem ao corte. Cálculo das perdas de condução do díodo de roda livre FD2 As perdas de condução do díodo são obtidas com recurso à equação (3.1), citada no dimensionamento das perdas de condução do GTO, obtendo-se: W (5.10) Tal como ocorre no tirístor GTO, o cálculo das perdas de condução depende da tensão limiar de condução das junções PN e da resistência interna do semicondutor. O valor da tensão (1,196 V) e da resistência ( ) encontra-se no catálogo do díodo da ABB, disponível no Anexo III. Cálculo das perdas de comutação do díodo de roda livre FD2 As perdas de comutação no díodo de recuperação rápida resumem-se exclusivamente à potência dissipada na passagem ao corte. Estas perdas podem ser contabilizadas através da seguinte equação [1]: ( ) ( ) (5.11) 51

73 Consultando os catálogos do díodo de recuperação rápida FD2 (Anexos II e III), verifica-se que μs e μs, pelo que se obtém W. O tempo de armazenamento é calculado, utilizando o valor de Soft factor do díodo disponível no Anexo III. Sabendo que este factor é dado pela razão: (5.12) Então, dado que o tempo de queda resulta de: (5.13) Pode concluir-se, substituindo a expressão (5.13) em (5.12), que o tempo de armazenamento é μs Cálculo das perdas de snubbers Como se estudou anteriormente, a colocação dos snubbers prende-se com a necessidade de diminuir as sobretensões, as sobreintensidades de corrente e as taxas de comutação dos semicondutores, pelo que, estes circuitos terão também a função de diminuir as perdas de comutação. Dado que se está a estudar um conversor que contempla snubbers, terão de ser contabilizadas as perdas existentes nestes circuitos, nos processos de comutação. Verificou-se anteriormente que, na passagem do GTO ao estado condutor, a resistência dissipa a energia presente no condensador, provocando um rápido decréscimo da tensão. Este fenómeno optimiza o rendimento do conversor, pois traduz-se numa baixa potência dissipada na comutação à condução. Assim, basta contabilizar as perdas no snubber na passagem do GTO ao estado de bloqueio. As perdas são determinadas com recurso à expressão (5.6), utilizando o valor da capacidade. Deste modo, obtém-se Analogamente ao que sucede com o GTO têm de ser calculadas as perdas de comutação que resultam da dissipação da energia do condensador na resistência do circuito de protecção do díodo, pelo que: [ ] (5.14) Utilizando os valores já calculados anteriormente e com W. A, resulta que 52

74 5.3.3 Rendimento do módulo M1 O rendimento total de cada um dos módulos é determinado pela seguinte expressão: (5.15) Sendo correspondente às perdas totais no módulo cujo valor pode ser determinado contabilizando as perdas nos dois GTO s, as perdas no díodo de roda livre FD2 e nos díodos V5 e V6 e ainda as perdas nos circuitos de ajuda na comutação e de protecção. A potência à saída do conversor foi dimensionada pela expressão (2.4), tendo o valor de kw. As perdas em condução nos díodos V5 e V6 são quase nulas (pois conduzem numa ínfima fracção do período), pelo que se podem desprezar. Deste modo, apenas as perdas de comutação são contabilizadas, sendo o seu valor igual a W, dado que estes díodos são também do mesmo modelo que o díodo FD2. Logo, as perdas totais em cada um dos módulos são o resultado da soma de todas as perdas até aqui calculadas, ou seja: (5.18) Onde: ( ) (5.19) ( ) (5.20) (5.21) Obtendo-se, W. Sendo o rendimento, para o módulo M1, de: (5.22) Verifica-se que o rendimento obtido é bastante elevado, o que comprova que os GTO s que estão a ser utilizados nas motoras possuem poucas perdas, estando, no entanto, a tornarse obsoletos, fruto do desgaste provocado ao longo dos anos. 53

75 5.4 Determinação dos dissipadores dos semicondutores O dimensionamento dos dissipadores é particularmente relevante em semicondutores de elevada potência, uma vez que é necessária uma atenção redobrada no arrefecimento destes dispositivos. As elevadas perdas que estes semicondutores acarretam devem ser dissipadas no menor espaço possível. O conversor redutor estudado utiliza uma unidade que efectua o arrefecimento dos dispositivos directamente por ar usando dissipadores electricamente isolados (figura 5.9). No conversor, os GTO s e díodos encontram-se ligados e electricamente isolados do dissipador, dissipando a energia de perdas através deste. Todos os componentes (incluindo os circuitos de ajuda na comutação) se encontram montados no mesmo dissipador à excepção da resistência que dissipa a energia dos circuitos de ajuda na comutação, que se encontra noutro espaço físico devido às suas dimensões. Figura Módulo M1/M2 com GTO s e arrefecimento directo pelo ar. Neste subcapítulo são determinadas as resistências térmicas entre os dissipadores e os semicondutores que são utilizados. Os semicondutores, quando em condução, apresentam perdas que resultam da queda de tensão interna. Para que a potência dissipada na condução seja entregue ao meio ambiente, é necessário que a diferença entre as temperaturas da junção e da cápsula do semicondutor, bem como a diferença destas para o meio ambiente, vá aumentando. A energia perdida na junção será, deste modo, transmitida ao meio ambiente por condução térmica. Como já foi salientado, os semicondutores de elevada potência abordados neste trabalho são produzidos e concebidos em estruturas que se assemelham a bolachas cilíndricas, com o objectivo de maximizar a condução térmica. A maximização ocorre uma vez que, ao contrário 54

76 do que acontece em dispositivos de baixa potência (onde se utiliza apenas uma superfície para transmitir a potência para o meio ambiente), utilizam-se os dois topos das bolachas - compostos por pastilhas de silício - para efectuar a condução térmica. O semicondutor é colocado numa caixa metálica fixada num dissipador em contacto com o meio ambiente. O dissipador está colocado entre o meio ambiente e a cápsula do semicondutor, por forma a facilitar a troca de calor. Assim, o objectivo primordial é que a resistência térmica entre o dissipador e o meio ambiente ( ), onde o calor gerado pelo dispositivo é dissipado, tenha o menor valor possível. Quando os semicondutores (díodo de roda livre e GTO s) se encontram em equilíbrio térmico, a uma temperatura ambiente e potência dissipada constantes, a temperatura da junção ( ) de um dos semicondutores é superior à temperatura da cápsula ( ), sendo esta superior à temperatura ambiente ( ). Assim, é necessário relacionar a potência dissipada nos semicondutores com estas temperaturas, utilizando um modelo de resistências térmicas equivalentes (figura 5.10). O objectivo é o de determinar, por forma a dimensionar o dissipador mais adequado aos semicondutores que estão a ser utilizados. Figura Modelo de resistências térmicas equivalentes do Módulo M1. Como se verifica pela figura 5.10, existe uma resistência térmica entre o semicondutor de cada um dos dispositivos e a caixa. O valor deste parâmetro é fornecido pelo fabricante (Anexo II e Anexo IV) e depende das características físicas do semicondutor e do contacto com o invólucro. Observa-se ainda a presença da resistência térmica entre a caixa do semicondutor e o dissipador e de. O valor da resistência térmica cápsula-dissipador foi arbitrado como sendo metade de, pois esta é por norma a proporcionalidade entre estas duas grandezas. Assim, utilizando o modelo da figura 5.10 para determinar a resistência térmica entre o dissipador e o meio ambiente ( ), recorre-se à seguinte expressão [1]: ( ) ( ) (5.23) 55

77 Sendo a potência total dissipada num dos GTO s (a potência dissipada é a mesma para os dois) e as perdas totais dissipadas nos GTO s, no díodo de roda livre e nos díodos V5 e V6. Importa explicitar que se utilizam as perdas dos GTO s e não do díodo de roda livre, no termo que se multiplica por ( ), pois são maiores que as do díodo e são as dominantes. Para determinar considera-se o pior caso possível, isto é, perdas e temperatura de junção máximas. Assim, garante-se que o dissipador está dimensionado para as piores situações possíveis de funcionamento. Logo, ( ) ( ) (5.24) obtendo-se: O valor de é dado pela soma das perdas de condução e comutação do GTO, W (5.25) O valor de é dado pela soma das perdas dos dois GTO s com as perdas dos díodos. As perdas do díodo são dadas pela seguinte equação: W (5.26) Sendo o valor das dado por: W (5.27) Utilizando os valores fornecidos pelo fabricante (Anexo IV), e assumindo uma temperatura ambiente de, obtém-se, por substituição na equação (5.21) o seguinte valor de : ( ) ( ) ⁰C/W (5.28) 56

78 6 Inclusão dos IGBT s nos módulos M1 e M2 Neste capítulo, estuda-se o melhor método de incorporar os transístores IGBT (estudados no capítulo 4) nos módulos M1 e M2, por forma a reduzir ao máximo as perdas totais do conversor redutor. 6.1 Perdas nos módulos M1 e M2 com a inclusão dos IGBT s Antes de estudar as estratégias de incorporação dos IGBT s (em detrimento dos GTO s), que visam reduzir as perdas e optimizar o rendimento dos módulos M1 e M2, efectuam-se os cálculos das perdas de condução e comutação dos IGBT s. Estas perdas são independentes das estratégias de substituição adoptadas, pois dependem apenas das especificidades dos IGBT s e das condições normais de funcionamento do conversor, cujos valores foram dimensionados no capítulo Cálculo das perdas de condução dos IGBT s no plano teórico Neste ponto efectua-se o cálculo teórico das perdas de condução em cada um dos três modelos de IGBT s descritos na secção 4.3. Para tal utilizam-se os valores referidos nas tabelas 4.1,4.2 e 4.3. A potência dissipada num IGBT, enquanto está em condução, é determinada (à semelhança do que ocorre com os GTO s equação (3.1)) pelo valor médio (no período T) do produto da corrente instantânea ( ) que o atravessa pela queda de tensão aos seus terminais ( ) [1]: ( ) ( ) ( ) (6.1) Sabendo que as correntes médias e eficazes que percorrem os GTO s são as mesmas que percorrem os IGBT s, obteve-se: Modelo de IGBT [V] [ ] [W] T1200EB45E 1,97 T1600GB45G 1,32 T2400GB45E 1,05 Tabela Perdas de condução nos três modelos de IGBT. Verificando-se, fruto de valores mais reduzidos de e de, que o modelo de 2400 A é o que apresenta menores perdas quando o dispositivo se encontra em condução. 57

79 6.1.2 Cálculo das perdas de comutação dos IGBT Como foi referido no capítulo 4, as formas de onda da tensão e da corrente do IGBT na comutação ao corte e à condução são semelhantes às de um MOSFET, uma vez que o IGBT tem um comportamento similar a esta tecnologia unipolar, nos intervalos de tempo em que está a passar ao corte e à condução. Apesar de se estar na presença de um circuito de elevada potência, o facto da frequência de comutação de cada um dos IGBT s não ser muito elevada (125 Hz) faz com que a potência dissipada na comutação também não seja muito elevada (ordem das dezenas de W). Na determinação das perdas de comutação é necessário ter em conta o facto das energias dissipadas pelos IGBT s em condução e ao corte estarem dimensionadas para correntes e tensões que não são as utilizadas pelas motoras. Deste modo, é necessário recalcular nas condições de operação descritas nos catálogos dos fornecedores os tempos de subida e de descida do semicondutor, recorrendo às seguintes expressões: (6.2) (6.3) Encontrando-se os valores de,, e presentes nos Anexos VI, VII e VIII para os três modelos de IGBT s. Contudo, uma vez que os snubbers foram dimensionados para limitar as taxas e dos GTO s, os tempos de queda e de crescimento que se obtêm experimentalmente para os IGBT s vão ser diferentes dos que se obtêm através das equações (6.2) e (6.3). Na comutação ao corte, o circuito de ajuda na comutação limita e impõe o tempo de queda da corrente principal que atravessa o semicondutor, pelo que, é natural que os tempos de queda dos IGBT s (medidos em circuitos que não contemplavam snubbers) sejam menores quando se encontram na presença de circuitos de ajuda na comutação (ilustrado na figura 6.1 b) a azul encontra-se o tempo de queda dos IGBT s na presença de snubbers). Este facto evidencia-se igualmente na comutação à condução, através do tempo de subida dos semicondutores (na figura 6.1 a) a azul encontra-se representado o tempo de queda dos IGBT s na presença de snubbers). 58

80 Figura a) Comutação corte-condução; b) Comutação condução-corte. Assim, considerando que ( ) e ( ) variam linearmente durante os intervalos de comutação, utilizam-se as seguintes relações para o processo de comutação corte-condução [1]: (6.4) (6.5) Podendo-se determinar as perdas de comutação ao corte em cada um dos IGBT s através da seguinte expressão: ( )( ) (6.6) Considerando (com a < 1),obtém-se para a comutação ao corte: como o tempo de cada comutação ao corte e com ( ) (6.7) De modo análogo, considerando comutação à condução a seguinte expressão: (com b < 1) obtém-se para a ( ) (6.8) Pelo que as perdas de comutação totais em cada um dos IGBT s são dadas por: ( ) (6.9) 59

81 Deste modo, obtêm-se as perdas de comutação para os três modelos de IGBT s: Modelo de IGBT [ ] [ ] [W] T1200EB45E 1,52 T1600GB45G 1,94 T2400GB45E 2,08 Tabela Perdas de comutação nos três modelos de IGBT. Como se pode observar, o modelo T1200EB45E é o que apresenta menores perdas de comutação, pois é o que apresenta comutações mais rápidas (menores tempos de subida e de descida). Do lado oposto, encontra-se o modelo que conduz correntes de 1600 A, dado que apresenta comutações mais lentas. A potência adicional dissipada na passagem ao corte devido à corrente de cauda é desprezável neste tipo de semicondutores, uma vez que não são fornecidos tempos de cauda nos catálogos dos dispositivos. De referir que, à semelhança do que se efectuou com os modelos GTO do Simulink, também nos modelos dos IGBT s se fez uso do snubber série que o bloco contém e que pode ser colocado em paralelo com o IGBT (entre o colector e o emissor), de modo a representar as perdas de comutação. Assim, utilizando os valores das perdas de comutação obtidas para os 3 modelos de IGBT e substituindo nas expressões (5.3) e (5.6), obteve-se: Modelo de IGBT [ ] [ ] [ ] [ ] T1200EB45E 1,69 1,97 0,41 5,14 T1600GB45G 1,79 1,32 0,92 3,43 T2400GB45E 1,49 1,05 0,75 3,81 Tabela Snubber utilizado nos modelos IGBT do Matlab/Simulink. 6.2 Estratégia de substituição Nesta secção, estudam-se as duas abordagens relativas à substituição dos GTO s pelos IGBT s. Numa primeira abordagem, estuda-se o efeito de uma troca directa dos GTO s e respectivas gates pelos IGBT s e as gates adequadas para os mesmos. Todos os outros componentes do circuito se mantêm inalterados. Esta estratégia é a que envolve menor risco, contudo é a que menos explora as vantagens dos IGBT s face aos GTO s. A segunda abordagem estuda a possibilidade de se fazerem melhorias e optimizações ao circuito de ajuda na comutação, aproveitando o facto de os IGBT s serem semicondutores capazes de controlar mais facilmente as taxas de crescimento da tensão e da corrente. 60

82 Figura Módulo M1 com a inclusão dos IGBT s Substituição directa dos GTO s pelos IGBT s Nesta estratégia de substituição, pretende-se trocar os GTO s (e respectivos drivers) pelos IGBT s (e respectivos drivers). Uma vez que os circuitos de comando utilizados nesta dissertação funcionam apenas como interruptores que colocam os semicondutores a conduzir ou não, conforme o factor de ciclo que estes apresentam, então, o estudo (experimental e teórico) que se realiza sobre a substituição directa dos GTO pelos IGBT incide exclusivamente sobre a substituição dos semicondutores. Assim, apesar de se ter abordado anteriormente a substituição dos drivers dos GTO s pelos drivers dos IGBT s (indicando-se inclusivamente as especificidades das drivers dos IGBT s), o dimensionamento teórico e experimental realizado não contempla os benefícios ou prejuízos que advêm desta substituição. Deste modo, efectua-se a troca directa dos semicondutores nos módulos M1 e M2 e dimensiona-se o rendimento dos módulos para cada um dos modelos de IGBT s. Assim, utiliza-se a equação (6.10) para efectuar o dimensionamento das perdas: (6.10) Onde, é dado pela expressão (5.19) e: ( ) (6.11) (6.12) 61

83 Considerando as equações (6.10) a (6.12) e a equação (5.15), obtém-se: Modelo de IGBT [ ] [ ] T1200EB45E T1600GB45G T2400GB45E Tabela Rendimento obtido para os três modelos de IGBT s. Verificando-se assim que o rendimento de cada um dos módulos, na substituição directa dos semicondutores, é ligeiramente superior para qualquer um dos três dispositivos testados (sendo mais evidente para o modelo de 2400 A). Contudo, os resultados obtidos para esta estratégia não tiram partido de todas as potencialidades dos Press-pack IGBT. O facto de se estar a operar com uma frequência de comutação total baixa (250 Hz), não explora as vantagens que os Press-pack IGBT oferecem face aos GTO, e que está relacionada com o facto de apresentarem reduzidas perdas de comutação. Estas perdas são mais acentuadas e mais notadas no rendimento do conversor, quanto maior for a frequência de operação dos semicondutores. Deste modo, a operar a frequências relativamente baixas, as perdas de condução que os Press-pack IGBT apresentam (superiores às dos GTO, à excepção do modelo de 2400 A) acabam por anular um pouco as vantagens provenientes das comutações mais controladas e eficientes Substituição dos GTO pelos IGBT com alterações no circuito de ajuda na comutação Tal como já foi referido, esta estratégia de substituição tem em consideração o facto de os IGBT s oferecerem uma capacidade intrínseca de suportar maiores taxas de crescimento e muito maiores do que as dos semicondutores GTO. Assim, a solução que se estuda nesta dissertação e que tem o objectivo de tirar o máximo proveito dos Press-pack IGBT, consiste em reduzir a capacidade do circuito de ajuda na comutação que fora dimensionado para os GTO s. Esta é a solução mais evasiva e económica que se pode tomar, uma vez que os condensadores e anteriormente estudados, são na realidade dois condensadores em paralelo em cada um dos casos. Uma vez que, devido a limitações estruturais, é impossível fazer substituições dos restantes componentes dos circuitos de ajuda na comutação, esta é a solução mais abrangente possível e que não implica a substituição do conversor. Deste modo, o objectivo passa por reduzir a capacidade de, eliminando um dos condensadores do paralelo, e fazer uso das características intrínsecas dos IGBT s, que estabelecem que as limitações em torno da taxa de crescimento não sejam tão severas quanto as dos GTO s e não impliquem um cuidado tão acrescido. 62

84 De seguida apresentam-se os rendimentos para os três modelos de IGBT s, com a capacidade do condensador reduzida a metade, isto é, μf. As perdas no módulo a operar nestas condições vão, naturalmente ser menores, uma vez que se estão a reduzir as perdas no circuito de ajuda na comutação. Utilizando a equação (5.7) para o novo valor da capacidade, obtém-se: W (6.13) O que, adicionando às restantes perdas (já calculadas e que se mantêm praticamente inalteradas), vai provocar uma alteração nos rendimentos dos conversores. Redimensionando os rendimentos para os diferentes tipos de IGBT s, obtém-se: Modelo de IGBT [ ] [ ] T1200EB45E T1600GB45G T2400GB45E Tabela Rendimento obtido para os três modelos de IGBT s com reduzido a metade. Os resultados confirmam que a optimização feita no circuito de ajuda na comutação traduz-se numa ligeira melhoria no rendimento global (para qualquer um dos modelos de IGBT s), sem prejuízo no funcionamento do conversor. 6.3 Dimensionamento dos dissipadores dos IGBT s Nesta secção efectuar-se-á o dimensionamento dos dissipadores, considerando a utilização dos IGBT s por troca com os GTO s. Deste modo, pretende-se verificar se a resistência térmica calculada anteriormente é suficiente para suportar as perdas apresentadas pelos IGBT s e díodo de roda livre. obtém-se: Recorrendo à equação (5.24) e substituindo as perdas totais dos GTO s pelos IGBT s, ( ) ( ) (6.14) Sendo o valor de dado pela soma das perdas de condução e comutação do IGBT. (6.15) 63

85 Deste modo, o valor total das perdas (IGBT s mais díodos) é dado por: (6.13) Assim, utilizando os valores presentes nas tabelas 4.1, 4.2 e 4.3, e assumindo, obtém-se: Modelo de IGBT [ ] [ ] [ ] T1200EB45E T1600GB45G T2400GB45E Tabela Resistências térmicas para os três modelos de IGBT s. Pode-se conferir que as resistências térmicas calculadas para os três modelos de IGBT s são maiores que a resistência térmica calculada para o Módulo com GTO s. Deste modo, pode-se pode considerar que a caixa dissipadora que se encontra nas carruagens motoras é capaz de dissipar as perdas de qualquer um dos IGBT s, uma vez que para maiores, menor é a dimensão da caixa dissipadora. 64

86 Vak [V], Iak [A] Vak [V], Iak [A] Vak [V], Iak [A] 7 Simulações e Resultados 7.1 Teste dos GTO s nas mesmas condições do estudo teórico Nesta secção apresentam-se as formas de onda obtidas para as condições a que foram dimensionados os componentes dos snubbers (tanto dos GTO s como do díodo FD2) e também são determinadas as perdas e o rendimento global do Módulo M Vak [V] Iak [A] Comutação ao corte de um GTO t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD 1000 Vak [V] Iak [A] t [s] Figura Comutação ao corte do GTO e à condução do díodo de roda livre Comutação à condução de um GTO Vak [V] Iak [A] t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] Iak [A] t [s] Figura Comutação à condução do GTO e ao corte do díodo de roda livre. 65

87 Como se pode concluir, através da observação das figuras 7.1 e 7.2, as sobretensões e sobreintensidades de corrente admitidas não ultrapassam os valores que os GTO s e o díodo de roda livre podem suportar (de acordo com as informações fornecidas pelos fabricantes, disponíveis nos Anexos II e IV). Para estas condições, as perdas obtidas na simulação para os GTO s foram de: W (7.1) Verificando-se assim uma proximidade muito grande com o que tinha sido dimensionado anteriormente, uma vez que as perdas totais para os GTO s, são dadas por: W (7.2) de: Relativamente ao díodo de roda livre, as perdas que se obtiveram por simulação foram W (7.3) Sendo as perdas dimensionadas anteriormente, contabilizando o snubber fictício: W (7.4) As diferenças entre as perdas dimensionadas no plano teórico e as que foram obtidas via simulação Matlab/Simulink são pequenas, tanto para os GTO s como para o díodo de roda livre. Para o caso do díodo, estas diferenças podem ainda ser justificadas pelo facto de se estar a utilizar um modelo equivalente para o díodo de roda livre que apresenta, logicamente, diferenças (não significativas) nas perdas de condução e comutação. Porém, ressalva-se que o modelo equivalente apresenta perdas semelhantes às que foram obtidas no plano teórico, pelo que, se comprova que a sua implementação modela de um modo bastante razoável o díodo de roda livre de recuperação rápida. O rendimento obtido para o módulo M1 equipado com tirístores GTO e a funcionar nas condições do estudo teórico, foi de 99,22%. Este rendimento é ligeiramente inferior (erro menor que 0,20%) àquele que se obteve no dimensionamento teórico ( ), pelo que se conclui que o modelo elaborado no Matlab/Simulink emula de forma aproximada o que se traduz no plano teórico. Por último, é importante referir a influência que a indutância tem na comutação dos GTO s e na corrente de recuperação inversa do díodo de roda livre FD2. Conforme se visualiza na figura 7.1, a colocação desta indutância origina, em conjunto com e, um segundo sistema RLC, provocando uma segunda sobretensão aos terminais dos GTO s no processo de comutação ao corte. 66

88 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] 7.2 Simulação com os diferentes tipos de IGBT s para as condições nominais Simulação para o modelo T1200EB45E: Comutação à condução: Comutação à condução de um IGBT Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 1200 A e ao corte do díodo de roda livre. 67

89 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Comutação ao corte: 1500 Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul Comutação ao corte de um IGBT t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação ao corte do IGBT 1200 A e à condução do díodo de roda livre. Tal como acontece para o GTO, os picos de corrente e tensão obtidos na simulação são suportáveis pelos dispositivos, de acordo com os catálogos dos fabricantes. As perdas obtidas para o díodo de roda livre foram de 365,3 W, sendo a ligeira diferença relativamente aos GTO s devida sobretudo às diferentes capacidades de comutação que os IGBT s têm. As perdas que se obtiveram na simulação, para cada um dos IGBT foram W. Este valor é semelhante ao que fora dimensionado no plano teórico, cujo valor é: W (7.5) Por último, referir que o rendimento obtido na simulação para este tipo de IGBT foi de 99,34%. O valor está apenas um pouco abaixo do que se dimensionou no plano teórico ( ), pelo que se conclui que a simulação retrata o que foi calculado teoricamente. 68

90 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Simulações para o modelo T1600GB45G: Comutação à condução: Comutação à condução de um IGBT Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 1600 A e ao corte do díodo de roda livre. Comutação ao corte: 1500 Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul Comutação ao corte de um IGBT t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação ao corte do IGBT 1600 A e à condução do díodo de roda livre. 69

91 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Com este modelo de IGBT, o rendimento obtido para o módulo foi de 99,33%, verificando-se uma vez mais que o rendimento é ligeiramente inferior àquele que se obteve teoricamente com o mesmo modelo (99,56%). Simulação para o modelo T2400GB45E: Comutação à condução: Comutação à condução de um IGBT Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 2400 A e ao corte do díodo de roda livre. Comutação ao corte: Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul Comutação ao corte de um IGBT t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 2400 A e ao corte do díodo de roda livre. 70

92 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Sendo o rendimento experimental obtido para o módulo M1 com este modelo de IGBT ( 99,44%) bastante similar ao que fora dimensionado na secção ( 99,61%). Pelo que foi apresentado, pode-se concluir que os rendimentos obtidos, para os três modelos de IGBT testados no diagrama Matlab/Simulink do módulo M1, foram bastante semelhantes àqueles que se obtiveram no estudo teórico, realizado no Capítulo 6. Mais uma vez se confirma que o módulo M1 testado experimentalmente reproduz com fiabilidade o estudo teórico realizado. 7.3 Influência da capacidade no controlo das sobretensões e sobreintensidades Neste subcapítulo pretende-se aferir da importância que apresenta o valor da capacidade, no controlo das sobretensões resultantes da comutação ao corte dos IGBT s e no rendimento do módulo M1. Para isso, modifica-se o módulo M1 reduzindo a capacidade de para metade e testase este modelo com os três IGBT s estudados. De seguida, encontram-se as características obtidas para cada um dos semicondutores nestas condições. Simulação para o modelo T1200EB45E Comutação à condução: Comutação à condução de um IGBT Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 1200 A e ao corte do díodo de roda livre. 71

93 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Comutação ao corte: 1500 Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul Comutação ao corte de um IGBT t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação ao corte do IGBT 1200 A e à condução do díodo de roda livre. Sendo o rendimento de 99,34%, obtido para o módulo M1 com reduzido a metade, revelando-se mais uma vez próximo do que foi obtido teoricamente (( 99,56%). Analisando as figuras 7.9 e 7.10, e comparando-as com as figuras 7.3 e 7.4, pode-se concluir que a redução da capacidade tem efeitos positivos na comutação à condução (a corrente apresenta uma menor sobreintensidade na comutação devido às alterações provocadas no sistema RLC - ) e efeitos negativos na comutação ao corte, pois ao diminuir-se a capacidade (sabendo que a corrente que circula no módulo se mantém constante e tem o valor de 780 A) a taxa de crescimento da tensão aumenta, atingindo-se um pico de tensão mais elevado. Este facto é facilmente perceptível analisando a figura

94 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Simulação para o modelo T1600GB45G: Comutação à condução: Comutação à condução de um IGBT Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 1600 A e ao corte do díodo de roda livre. Comutação ao corte: 1500 Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul Comutação ao corte de um IGBT t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 1600 A e ao corte do díodo de roda livre. 73

95 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Com o rendimento do módulo obtido por simulação ( do que se obteve por via teórica ( ). ) a ser bastante próximo Simulação para o modelo T2400GB45E: Comutação à condução: Comutação à condução de um IGBT Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul t [s] Comutação ao corte do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação à condução do IGBT 2400 A e ao corte do díodo de roda livre. 74

96 Vak [V], Iak [A] Vce [V], Ice [A] Comutação ao corte: 1500 Vce [V] - vermelho Ice [A] - azul Comutação ao corte de um IGBT t [s] Comutação à condução do díodo de roda livre FD Vak [V] - vermelho Iak [A] - azul t [s] Figura Comutação ao corte do IGBT 2400 A e à condução do díodo de roda livre. Com um rendimento obtido de 99,45%, semelhante (99,62%) ao que foi obtido no dimensionamento teórico do módulo com este modelo de IGBT. Os valores das perdas obtidas na simulação do módulo são, para os três modelos de IGBT s, similares ao obtido no cálculo teórico das perdas. Pode-se constatar, para os três modelos de IGBT s, que o efeito da redução da capacidade agrava um pouco a sobretensão de na passagem ao estado de bloqueio. Contudo, as alterações obtidas nas características dos IGBT s não são significativas, uma vez que este tipo de semicondutores não apresenta as restrições que os GTO s apresentam na taxa de crescimento da tensão ( ) na comutação ao corte. Conclui-se assim, que a redução da capacidade para metade é uma boa medida, pois obtêm-se rendimentos mais elevados para os módulos. Isto significa que existe menos potência a ser dissipada nas comutações dos IGBT s sem prejudicar o funcionamento dos mesmos. 75

97 76

98 8 Conclusões No decurso deste trabalho, foi possível verificar através de estudos teóricos e simulações via Matlab/Simulink que a substituição dos tirístores GTO s nos módulos M1 e M2 por Press-pack IGBT s fabricados pela Westcode, é uma medida bastante viável para solucionar o facto dos GTO s serem já considerados obsoletos. Os resultados obtidos, tanto no plano teórico como na componente de simulação, atestam que qualquer um dos modelos de IGBT s acarreta menos perdas que os GTO s, pelo que o rendimento global do conversor será sempre superior utilizando este tipo de dispositivo. Verificou-se ainda que o IGBT de 3ª geração, que suporta correntes de colector de 2400 A, é o que oferece melhores rendimentos, para as duas estratégias de substituição. Na substituição directa dos GTO s pelos Press-Pack IGBT s sem modificação dos circuitos de ajuda na comutação, verificou-se que a diferença de perdas entre os dois tipos de semicondutores não é muito elevada, sendo ligeiramente superior para os primeiros. As diferenças são reduzidas, pois a baixa frequência de operação do conversor (250 Hz) não permite potenciar ao máximo a capacidade que os IGBT s têm em apresentar perdas de comutação significativamente mais baixas que os GTO s. As diferenças de rendimento entre os dois tipos de semicondutores não são muito acrescidas, sendo, no entanto, superiores para qualquer um dos modelos de IGBT s. Observou-se ainda que a redução da capacidade dos condensador, quando se utilizam os IGBT s no conversor, é uma boa solução, uma vez que melhora ligeiramente o rendimento total dos módulos M1 e M2 (reduz as perdas dos circuitos de ajuda na comutação) e faz uso das potencialidades intrínsecas dos IGBT s em limitar as taxas de crescimento e (devido às suas comutações mais controladas, quando comparadas com os GTO s). Esta medida só é possível, uma vez que os IGBT s não inspiram os cuidados que os GTO s apresentam com a taxa de crescimento da tensão,, na comutação ao corte. Ao contrário dos IGBT s, nos GTO s esta taxa é bastante limitada e se for ultrapassada pode levar à destruição do semicondutor. Assim, a redução da capacidade do condensador (que tinha sido dimensionado para os GTO s), é uma medida que não implica riscos relativamente ao funcionamento dos IGBT s e que traz vantagens no rendimento do conversor redutor. Constata-se ainda que as vantagens que o sistema das pequenas pastilhas de IGBT s oferece não são totalmente potenciadas. As estruturas mecânicas dos Press-pack que permitem a inclusão de pastilhas IGBT capazes de suportar até 4,5 kv e as respectivas unidades de gate oferecem características de comutação, sem a incorporação de circuitos de ajuda na comutação, que não apresentam sobretensões nem sobreintensidades prejudiciais ao semicondutor mas que não são possíveis de reproduzir no modelo construído em Matllab/Simulink. Tal como é referido em [9], os IGBT s apresentam unidades de gate com uma potência mais baixa e com maior capacidade de controlo das taxas de crescimento e. 77

99 Considerando a possibilidade real de incorporar os Press-pack IGBT s nos módulos M1 e M2, convém salientar que os dispositivos que comportam as pastilhas IGBT são cada vez mais robustos e fiáveis, tendo sido eficazmente testados para várias situações. Tal como foi explicitado no Capítulo 4, nestas estruturas/dispositivos, os contactos com a gate, emissor e colector são efectuados através de uma pressão de contacto exterior, capaz de efectuar correctamente os contactos eléctricos. O facto de não se utilizarem elementos soldados ou colados evita problemas que muitas vezes surgem, e que estão relacionados com perdas intrínsecas nestas junções e perda de capacidades dos dispositivos, pois recorrentemente as junções que se encontram soldadas acabam por se separar perdendo a função de certas pastilhas e diminuindo a capacidade de suporte de tensão e corrente. Importa referir que a tecnologia utilizada pela Westcode no encapsulamento dos IGBT s garante um isolamento bastante fiável em ambientes hostis. Tal facto, torna estes dispositivos compatíveis com diversos sistemas mecânicos existentes (entre os quais, o conversor em estudo) pelo que a introdução destes dispositivos não promove custos adicionais em redimensionar os sistemas de arrefecimento [13]. Deste modo, conclui-se que apesar de nenhum dos três modelos de Press-pack IGBT s da Westcode testados apresentar as mesmas dimensões que os GTO s, o facto de existir uma enorme versatilidade na produção das pastilhas de IGBT s que possibilita um desenvolvimento rápido de novos modelos (permitindo o fabrico e o encapsulamento de novos Press-pack IGBT s destinados a aplicações específicas), aliado aos resultados obtidos (nomeadamente rendimentos, perdas e dissipação das mesmas) apontam para que, dispositivos IGBT s com tecnologias, tanto de segunda como de terceira geração, sejam capazes de substituir os GTO s que fazem parte dos módulos M1 e M2. Verificou-se igualmente que os drivers dos três Presspack IGBT s testados são adequados (tanto a nível de dimensões como de especificidades) para substituir os drivers dos GTO s. No futuro, os dispositivos IGBT permitirão substituir os conversores M1 e M2 e o inversor trifásico de tirístores por um único conversor multinível [23], [24]. Como trabalho futuro, seria interessante validar experimentalmente a solução proposta nesta dissertação, realizando a substituição dos GTO s e as suas gates pelos Press-Pack IGBT s e respectivas gates, em conversores de tracção existentes e caracterizar o seu funcionamento. 78

100 Bibliografia [1] L.1. J. Fernando Silva, Electrónica Industrial: Semicondutores e Conversores de Potência, série Manuais Universitários, Fundação Calouste Gulbenkian, Lisboa, ISBN , 740 pp, [2] Paixão, Bruno da Silva Campos; Conversor de tracção do material circulante ML90/95 do Metropolitano de Lisboa, Instituto Superior Técnico, Junho [3] Rahimo, M.T. e Shammas, N.Y.A; Freewheeling Diode Reverse Recovery Failure Modes in IGBT Applications, Institute of Electrical and Electronics Engineers, March/April [4] Mendes, Katila Sofia de Freitas; Ensaio do comando do conversor de tracção do material circulante ML90/95 do Metropolitano de Lisboa, Instituto Superior Técnico, Outubro [5] Haaf, Peter e Harper, Jon; Understanding Diode Reverse Recovery and its Effect on Switching Losses, Fairchild Semiconductor Europe, [6] R. Alvarez, F. Filsecker e S. Bernet; Comparison of Press-pack IGBT at Hard Switching and Clamp Operation for Medium Voltage Converters, Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the th European Conference on, Aug Sept [7] A. Golland e F. Wakeman; Third Generation Press-pack IGBT s and Diodes for Megawatt Applications, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK. [8] A. Golland, F. Wakeman e G.Li; New family of 4.5kV Press-pack IGBT s, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK, Junho [9] A. Golland, F. Wakeman e G.Li; Managing power semiconductor obsolescence by presspack IGBT substitution, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK, [10] A. Golland, F. Wakeman; Application of Press-pack IGBT s in Traction Refurbishment, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK, February [11] F. Wakeman, W. Findlay e G. Li; Press-pack IGBT s, semiconductor switches for pulse power, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK. [12] F. Wakeman, D. Hemmings, W. Findlay e G.Lockwood; Pressure contact IGBT, testing for reliability, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK. 79

101 [13] F. Wakeman, K. Billett, R. Irons e M. Evans; Electromechanical characteristics of a bondless pressure contact IGBT, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK. [14] M.J. Evans, F.J. Wakeman, R.I. Irons, G.W. Lockwood e K.R. Billet; Design concepts of a bondless pressure contact IGBT, Westcode Semiconductors Ltd, Chippenham, UK. [15] F. Wakeman, G.Lockwood e M. Davies; New high reliability bondless pressure contact IGBT s, Westcode Semiconductors Ltd., [16] Bernet, Steffen; Function, Technology and Features of IGCTs and High Voltage IGBT s, Berlin University of Technology, Berlin, Germany, Setembro [17] N. D. Benavides, T. J. McCoy e M. A. Chrin; Reliability Improvements in Integrated Power Systems with Pressure-Contact Semiconductors, Converteam Naval Systems Inc., Pittsburgh. [18] E. R. Motto e M. Yamamoto; New High Power Semiconductors: High Voltage IGBT s and GCTs, Powerex Inc., Youngwood, Pennsylvania, USA e Mitsubishi Electric, Power Device Division, Fukuoka, Japan [19] M. F. Furuya e Y. Ishiyama; Current Measurement Inside Press Pack IGBT s, Fuji Electric Journal, Vol.75 No.8, [20] R. Alvarez, F. Filsecker e S. Bernet; Comparison of Press-pack IGBT at Hard Switching and Clamp Operation for Medium Voltage Converters, Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the th European Conference on, Aug Sept [21] A. Müsing, G. Ortiz, e J. W. Kolar; Optimization of the Current Distribution in Press-pack High Power IGBT Modules, The 2010 International Power Electronics Conference. [22] N. Mohan, T.M. Undeland e W.P. Robbins; Power Electronics: Converters, Applications and Design, 2 nd Editions. [23] Silva, J F; Santana, J; Pinto, S F; Conversores Comutados para Energias Renováveis, Texto de apoio, IST, [24] Miguel Chaves, Elmano Margato, S. Pinto, J. Fernando Silva, New Approach in Back-to- Back m Level Diode-Clamped Multilevel Converter Modeling and DC Bus Voltages Balancing, IET Power Electronics, Volume: 3 Issue:4, pp , 2010, July, ISSN:

102 Anexo I. Exemplo de um sistema de tracção-travagem/circuito de potência 81

103 Anexo II. Características dos díodos FD Os díodos que se geralmente se encontram presentes nos módulos dos conversores de tracção são modelos SSi produzidos pela empresa SIEMENS. As características técnicas destes díodos encontram-se presentes na tabela seguinte: CARACTERÍSTICAS SÍMBOLO VALOR Limitações em tensão anódica máximas Máximo valor de pico repetitivo de tensão inversa 2000 V Limitações em correntes máximas Valor eficaz máximo da corrente directa 1350 A Máxima corrente de pico não repetitivo A (25 C, 10 ms) Característica de choque térmico (25 C, 10 ms) Limitações em Temperatura Limites de temperatura de operação da junção 135 C Resistência térmica junção cápsula 0.04 K/W Limitações nos processos de comutação Carga de Recuperação Inversa 400 As Tabela II.1 Características dos díodos FD Máximo Valor eficaz da corrente directa ( Maximum root mean square current ): Referente ao funcionamento em regime alternado, normalmente sinusoidal e de frequência especificado. Máximo corrente de pico não repetitivo ( Maximum peak non repetitive surge current ): Pico de corrente admissível, que não se pode repetir regularmente e que não pode exceder um tempo máximo de duração. Carga de Recuperação Inversa ( Reverse recovery charge ): Carga eléctrica removida da junção durante a transição condução-corte. Resistência térmica junção-cápsula ( Thermal resistance, junction to case ): Neste caso, este parâmetro é especificado para a operação em corrente contínua e depende do encapsulamento do dispositivo, normal ou com ânodo ligado à caixa. 82

104 Na figura seguinte encontra-se representada a estrutura física do díodo acima mencionado. Nela estão ilustradas duas imagens (uma de perfil e outra com vista de cima) do semicondutor, onde são visíveis as dimensões e estrutura do componente. Figura II.1 Estrutura física dos díodos FD 83

105 Anexo III. Catálogo do díodo 5SDF da ABB 84

106 85

107 Anexo IV. Catálogo dos GTO s De seguida encontra-se o catálogo dos tirístores GTO geralmente utilizados módulos dos conversores de tracção. Os GTO são fabricados pela TOSHIBA e são da série SG3. 86

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111 Anexo V. Catálogo do IGBT T1200EB45E 90

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114 Anexo VI. Catálogo do IGBT T1600GB45G 93

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117 Anexo VII. Catálogo do IGBT T2400GB45E 96