CAR ALERT: Development of non-contact transducers and measurement system

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1 CAR ALERT: Development of non-contact transducers and measurement system Diogo José Bernardes Primor Dissertação para Obtenção do Grau de Mestre em Engenharia Electrotécnica de Computadores Júri Presidente: Orientador: Vogal: Vogal: Prof. Marcelino Bicho dos Santos Prof. Raúl Daniel Lavado Carneiro Martins Prof. Helena Maria dos Santos Geirinhas Ramos Prof. Ana Luísa Nobre Fred 2012

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3 Agradecimentos Este trabalho é fruto de uma colaboração entre vários sujeitos. Assim, realço o contributo de todas as pessoas envolvidas ao longo deste trabalho. Agradeço a paciência e amizade com que o meu orientador, Professor Doutor Raúl Carneiro Martins, me presenteou. A sua postura de disponibilidade, ajudou-me a cumprir com os prazos estabelecidos. Realço também a cooperação da Doutora Teresa Paiva, por ter cedido o Centro de Electroencefalografia e Neurofisiologia. Destaco os meus colegas de faculdade, Francisco Pinto, Jorge Carola e Gilberto Rodrigues, pela ajuda no nível do domínio científico da área da Electrónica. Sublinho a assistência do meu amigo, Bruno Frasquilho, pelo auxílio prestado. Quero manifestar a minha gratidão aos meus pais e à minha irmã, pela colaboração ao longo desta jornada de 13 meses de trabalho. Finalmente, agradeço á minha namorada, Nádia, pelo forte apoio e paciência no decurso do trabalho. iii

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5 Abstract Today, there is an enormous amount of car accidents due to fatigue and sleep during the activity of driving. The aim of this work is to develop a system capable of monitoring physiological variables (ECG, EEG) of drivers while driving. The use of conventional systems to record variables such as ECG, or EEG, is not suitable for day-to-day, besides the difficulty in preparing the registration. Drivers must spend as little time in preparing the systems. The solution is to create a measurement system without contact, or over clothing in case of ECG, or the scalp for EEG. The system must be able to alert the driver when his state of fatigue is advanced. In this way the driver can intervene and find a solution to combat fatigue. To achieve the objective, the author needed to study, among others, the physiological basis of variables that need to be measured, in particular the ECG and EEG. Then the devices involved in the capture and packaging signals were constructed, carrying the digitization and transfer to the computer. The work was developed at the Institute of Telecommunications, IST, in partnership with the Center Electroencephalography and Neurophysiology, Lisbon. The work also have practical applications in hospitals for monitoring and diagnosis, eliminating the physical link between the patient and the measurement system. Keywords: Electrocardiogram, Electroencephalogram, Capacitive Electrodes, Measurement System without Contact, Arduino, ADC. v

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7 Resumo Hoje em dia, existe uma quantidade enorme de acidentes de trânsito, devido à fadiga e sono durante a actividade de condução. O objectivo do presente trabalho é desenvolver um sistema capaz de monitorizar as variáveis fisiológicas (ECG, EEG) dos condutores durante a condução. A utlização dos sistemas convencionais para registar variáveis como ECG, ou o EEG, não é adequado para o dia-a-dia, além da dificuldade na preparação do registo. Não deve ser exigido ao condutor demasiado tempo na prepação dos sistemas. A solução passa por criar um sistema de medidas sem contacto, ou seja, por cima da roupa no caso do ECG, e longe do escalpe no EEG. O sistema deve ser capaz de alertar o condutor, quando o seu estado de fadiga é avançado. Desta forma o condutor poderá intervir e encontrar uma solução para combater a fadiga. Para atingir o objectivo, o autor necessitou de estudar, entre outros, as bases fisiológicas das variáveis que iriam ser medidas, em particular o ECG e EEG. Em seguida, os dispositivos envolvidos na captura e acondicionamento dos sinais foram construidos, procedendo ainda à sua digitalização e transmissão para o computador. O trabalho foi desenvolvido no Instituto de Telecomunicações do IST, em parceria com o Centro Electroencefalografia e Neurofisiologia, em Lisboa. O trabalho poderá ter ainda aplicações práticas em unidades hospitalares de monitorização e diagnóstico, eliminando as ligações fisicas entre o paciente e o sistema de medida. Palavras-chave: Electrocardiograma, Electroencefalograma, Eléctrodos Capacitivos, Sistema de Medidas sem Contacto, Arduino, ADC. vii

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9 Conteúdo Abstract Resumo Lista de Figuras Lista de Tabelas v vii xii xix 1 Introdução Contexto e Motivação Objectivos Estrutura da dissertação Estado da Arte Sistema de medida Transdutor Instrumentação Electrónica Variáveis Fisiológicas e Métodos de medida Electrocardiograma (ECG) Electroencefalograma (EEG) Sistemas Desenvolvidos para Medida de Biopotenciais Sem Contacto Sistema Experimental Captura do ECG Sem Contacto Técnica de Análise de Circuitos Eléctricos Representação Eléctrica: Grandeza física + Transdutor Protótipos Protótipo I Eléctrodos Capacitivos Circuito de Amplificação ix

10 Compatibilidade Electromagnética - EMC Esquema eléctrico Layout Registo de ECG obtido Protótipo II Circuito de Amplificação Andar de entrada Comum Electrónico Capacitivo Rejeição dinâmica de ruído Eléctrodos Compatibilidade Electromagnética - EMC Esquema eléctrico Layout Registo de ECG obtido Protótipo III Circuito de Amplificação Andar de entrada Eléctrodos Esquema eléctrico Layout Registo de ECG obtido Sistema Embebido Arquitectura do Sistema Desenvolvido Microcontrolador Conversão Analogica-Digital Interface Microcontrolador - Matlab Técnicas de processamento de sinal Resultados Experimentais Protótipo I Ganho Ruído Distorção harmónica Registo ECG Protótipo II Protótipo III Ganho x

11 5.3.2 Ruído Distorção harmónica Registo ECG Conclusões Discussão do trabalho desenvolvido Trabalho futuro Bibliografia 92 7 Anexos Protótipo I - Esquema Eléctrico Protótipo II - Esquema Eléctrico Protótipo III - Esquema Eléctrico Sistema de Aquisição - Esquema Eléctrico Protótipo I - Layout Protótipo II - Layout Protótipo III - Layout Sistema de Aquisição - Layout Insoladora UltraVioleta xi

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13 Lista de Figuras 1.1 Cartoon representativo das consequências causadas pela fadiga durante a condução Estrutura clássica de um sistema de medida (imagem adaptada [3]) Diagrama de blocos da Instrumentação Electrónica (imagem adaptada [5]) Electrómetro capilar construído por Lippmann em 1873 [12] ECG obtidos a partir do electrómetro por Waller, por Einthoven e registo actual [12] Exemplo de um ECG normal e identificação das ondas P, QRS e T Derivações introduzidas por Einthoven, Derivações Padrão Bipolares dos Membros [7] Derivações introduzidas por Wilson, Derivações Padrão Unipolares dos Membros [7] Derivações de Goldberger [7] Derivações precordiais[7] Ritmo Alfa obtido por Hans Berger em 1929 [13] Exemplo da actividade do ritmo Delta [14] Exemplo da actividade do ritmo Teta [14] Exemplo da actividade do ritmo Alfa [14] Exemplo da actividade de um ritmo Beta [14] Sistema Internacional Medidas bipolar e unipolar do EEG Esquema eléctrico do sistema de registo com eléctrodos capacitivos desenvolvido em 1969 [16] Registo do ECG utilizando os (A) eléctrodos húmidos e (B) eléctrodos sem contacto [16] Exemplo de um eléctrodo capacitivo actual [17] Exemplo de um sistema de eléctrodos capacitivos aplicado num automóvel [18] Ilustração da ligação eléctrodo-pele representada pelo condensador de placas paralelas Acoplamento Capacitivo Acoplamento Indutivo Esquema elétrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação elétrodo-pele (como condensador) xiii

14 3.5 Esquema elétrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação elétrodo-pele (como condensador), subsituição do condensador pela sua impedância Esquema eléctrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação eléctrodo-pele (como condensador) com o estágio de amplificação - Seguidor de Tensão Esquema elétrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação elétrodo-pele (como condensador) com Seguidor de Tensão, mas com o amplificador operacional real Diagrama de blocos adoptado para o sistema de registo do ECG sem contacto Acoplamento capacitivo entre o paciente e as linhas de alimentação na proximidade (imagem adaptada) [20] Eléctrodo capacitivo, modelo 3D Circuito equivalente do acoplamento capacitivo entre uma fonte de ruído e um dispositivo electrónico [21] Circuito equivalente ao da Figura 3.11, mas com blindagem entre a fonte de ruído e o dispositivo electrónico [21] Secção dos eléctrodos capacitivos (modelo 3D) que ilustra a blindagem construida Estrutura interna do amplificador de instrumentação - INA116 [22] Gráficos que representam o ganho do amplificador e o CMRR, em função da frequência [22] Circuito que exemplifica o caminho para as correntes de polarização das entradas do INA116 [22] Circuito de polarização simplificado para as entradas do INA116 com controlo externo Blindagem recomendada para o INA116 [22] (imagem adaptada) Circuito de amplificação sem blindagem, e circuito equivalente Circuito de amplificação com blindagem, e circuito equivalente Esquema eléctrico do circuito de condicionamento de sinal Layout recomendado para os pinos de entrada do INA116 [22] Layout do circuito de condicionamento de Sinal Registo de ECG com eléctrodos capacitivos, no topo o registo original e em baixo o registo filtrado Registo de ECG sem o paciente estar ligado a Terra (potencial de baixa impedância) Esquema de blocos simplificado do eléctrodo, guarda, sensor de acoplamento de campo eléctrico, realimentação da tensão de modo comum e amplificador de compensação de interferências [23] Gráficos que representam o CMRR e o ruído nas entradas do amplificador LMP7721, em função da frequência [24] a) Circuito seguidor de tensão com amplificador LMP7721 ligado ao eléctrodo, e com polarização. b) Esquema eléctrico equivalente xiv

15 3.29 Caracterização da impedância de entrada (em cima) e ganho (em baixo) do circuito seguidor de ten sao com a resistência de polarização (simulações realizadas no software MatLab) Circuito seguidor de tenão com realimentação positiva (Bootstrapping) Esquema equivalente do circuito seguidor de tenão com realimentação positiva (Bootstrapping) Caracterização da impedância de entrada (em cima) e ganho (em baixo) do circuito seguidor de ten sao com Bootstrapping (simulações realizadas no software MatLab) Caracterização da impedância de entrada (em cima) e ganho (em baixo) do circuito seguidor de ten sao com Bootstrapping (simulações realizadas no software TINA-TI) Esquema equivalente do circuito seguidor de tenão com realimentação positiva (Bootstrapping) e polarização adicional Circuito de amplificação com comum electrónico capacitivo Esquema equivalente do circuito de amplificação com comum electrónico capacitivo Caracterização do ganho do circuito para diferentes valores de ganho A X, mantendo a capacidade C CEC Caracterização do ganho do circuito para diferentes valores de capacidade do condensador C CEC, mantendo o ganho A X Circuito de medida do ECG com o circuito de rejeição dinâmica de ruído Esquema eléctrico equivalente do circuito de medida do ECG com rejeição dinâmica de ruído Esquema eléctrico equivalente do circuito de medida do ECG com rejeição dinâmica de ruído Estrutura dos eléctrodos capacitivos, modelo 3D (CEC - Comum Electrónico Capacitivo, EFCS - Eléctrodo Flutuante de captação de ruído) Gaiola de Faraday (8 cm x 8 cm x 8mm) fixada aos eléctrodos, modelo 3D Layout recomendado para a guarda dos pinos do amplificador LMP7721[24] Layout realizado para o segundo protótipo Registo de ECG obtido com o prototipo 2, aplicando pressão nos eléctrodos Esquema de blocos simplificado do eléctrodo, guarda, sensor de acoplamento de campo eléctrico, realimentação da tensão de modo comum e amplificador de compensação de interferências Andar de entrada com guarda e cancelamento da tensão de modo comum Esquema eléctrico equivalente do andar de entrada com guarda e cancelamento da tensão de modo comum Caracterização do ganho do circuito para diferentes valores de capacidade de C CEC mantendo o ganho 0 A Z Ilustração das vilosidades intestinais no intestino delgado, cujo o objectivo é aumentar a absorção dos nutrientes após a digestão Superfície dos eléctrodos depois de aplicada a cola condutora [23] Estrutura dos eléctrodos capacitivos, modelo 3D Layout recomendado pelo fabricante, exemplo do circuito de avaliação do amplificador [26] xv

16 3.55 Layout desenvolvido para o circuito de amplificação Registo de ECG obtido com o prototipo III a 11.5 cm de distância do paciente Diagrama de blocos simplificado do sistema embebido Placa de desenvolvimento Arduino Uno Ligações básicas do AD974, que permitem seleccionar o alcançe de entrada bipolar ±10 V [29] Interface SPI entre o microcontrolador e o ADC [29] Sinais de Controlo ADC Interface entre o temporizador 555 e o Arduino [31] Sistema de aquisição (em cima) acoplado à placa de desenvolvimento Arduino Uno (em baixo) Formato dos dados enviados pelo microcontrolador para o computador Buffer de entrada MatLab Representação do acoplamento capacitivo causado pelas linhas de energia Resposta em frequência do ganho do circuito de amplificação Ruido captado pelos eléctrodos e inserido também pelo circuito de amplificação Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 0,1 Hz Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 1 Hz Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 10 Hz Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 100 Hz Registo de ECG obtido pelo protótipo I utilizando a ligação de baixa impedância Disposisção dos eléctrodos Registo de ECG obtido pelo protótipo I sem utilizar a ligação de baixa impedância Registo de ECG obtido com o protótipo II, aplicando pressão nos eléctrodos Registo de ECG obtido com o protótipo II, sem aplicar pressão sobre os eléctrodos Resposta em frequência do ganho do circuito de amplificação Ruido captado pelos eléctrodos e inserido também pelo circuito de amplificação Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 0,1 Hz Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 1 Hz Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 10 Hz xvi

17 5.17 Espectro dos sinais não amplificado (em cima) e amplificado (em baixo) cuja frequência é aproximadamente 100 Hz Registo de ECG obtido com o protótipo III a 1mm (em cima) e a 11,5 cm (em baixo) xvii

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19 Lista de Tabelas 2.1 Fenómenos fisico-químicos e transdutores adequados Características de amplitude e frequência das variáveis fisiológicas em estudo [6] Combinação dos pinos de entrada do multiplexer/selector de canais Características dos sinais utilizados para calcular o ganho do circuito do protótipo I Características dos sinais utilizados para calcular o ganho do circuito do protótipo III. 85 xix

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21 Lista de abreviações ADC - Conversor Analógico-Digital (do anglosaxónico: Analog-to-Digital Converter) AI - Amplificador de Instrumentação AO - Amplificadores Operacionais ARM - Arquitectura ARM (do anglosaxónico: Advanced RISC Machine) BPM - Batimentos Por Minuto CEC - Comum Electrónico Capacitivo CMRR - Factor de Rejeição de Modo Comum (do anglosaxónico: Common-Mode Rejection Ratio) ECG - Electrocardiograma EEG - Electroencefalograma EFCS - Eléctrodo Flutuante para captar o ruído HRV - Variabilidade do Ritmo Cardíaco (do anglosaxónico: Heart Rate Variability) IO - Entrada-Saída (do anglosaxónico: Input-Output) IpDFT - Interpolação da Transformada de Fourier Discreta (do anglosaxónico: Interpolated Discrete Fourier Transform) IST - Instituto Superior Técnico I2C - Barramento de comunicação em série (do anglosaxónico: Inter-Integrated Circuit) LAM - Linha axilar-média LMC - Linha médio-clavicular LSB - Bit menos significativo (do anglosaxónico: Least Significant Bit) MIPS - Arquitectura MIPS (do anglosaxónico: Microprocessor without Interlocked Pipeline Stages) MOSFETS - Transístores de Efeito de Campo (do anglosaxónico: Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) MSB - Bit mais significativo (do anglosaxónico: Most Significant Bit) PC - Computador (do anglosaxónico: Personal Computer) PCB - Circuito Impresso (do anglosaxónico: Printed circuit board) PSRR - Factor de Rejeição da Fonte de Alimentação (do anglosaxónico: Power Supply Rejection Ratio) PWM - Modelação por largura de pulso (do anglosaxónico: Pulse-With Modulation) RISC - Conjunto Reduzido de Instruções (do anglosaxónico: Reduced Instruction Set Computing) SNC - Sistema Nervoso Central SNR - Relação Sinal-Ruído (do anglosaxónico: Signal-to-noise ratio) xxi

22 SPI - Barramento de comunicação em série (do anglosaxónico: Serial Peripheral Interface Bus) SS - Linha de controlo utilizada para seleccionar um dispositivo (do anglosaxónico: Slave Select) TC - Terminal Central de Wilson THD - Distorção harmônica (do anglosaxónico: Total harmonic distortion) UART - Dispositivo de comunicação Série (do anglosaxónico: Universal Asynchronous Receiver Transmitter) xxii

23 Capítulo 1 Introdução Este primeiro capítulo do relatório descreve o contexto e motivação que levou à escolha do tema da dissertação, bem como a estrutura da dissertação. 1.1 Contexto e Motivação O principal objectivo do trabalho é construir um sistema de medida aplicado à biomedicina que utiliza sensores sem contacto, capaz de capturar informação relevante do corpo humano. Esta nova abordagem é revolucionária, comparativamente com os sistemas convencionais de medida (sensores com contacto) de variáveis fisiológicas. Prevê-se que o sistema tenha inúmeras aplicações na área das ciências biomédicas, em particular, o sistema proposto neste trabalho destina-se à indústria automóvel. Hoje em dia a sociedade vive num ambiente onde as preocupações, a rotina diária intensa, e as situações de stress e desconforto são predominantes. Todos estes factores contribuem para a diminuição do bem-estar físico e psicológico, conduzindo as pessoas ao estado de fadiga. Este estado condiciona a obtenção de bons resultados no desempenho de qualquer actividade, caracterizase pela redução das capacidades perceptivas, cognitivas e motoras. A fadiga prejudica a vigilância, a capacidade de decisão, e o tempo de reacção. Se transportarmos todas estas alterações para o exercício da condução, rapidamente se conclui o perigo associado [1]. Segundo um estudo realizado pela Comissão Europeia, no sector dos Transporte e Segurança Rodoviária, a fadiga é apontada como um factor importante e influente na causa dos acidentes rodoviários, cerca de 10% a 20%. É comum pensar que a fadiga ao volante corresponde ao adormecimento no acto da condução. 1

24 Porém, o adormecimento corresponde a um estado extremo de fadiga, que transpõe o estado de sonolência. A fadiga corresponde ao estado de cansaço ou exaustão, as capacidades do condutor ficam de imediato diminuídas, muito antes de se adormecer ao volante. É importante que o condutor tenha conhecimento das principais causas da fadiga ou sonolência que o afectam, de forma a tomar antecipadamente as devidas precauções. Contudo, a maioria dos condutores não está consciente e atenta do estado de fadiga em que se encontram. Além da indústria automóvel, o conceito de monitorização e alerta do estado de fadiga e sonolência tem sido referido como uma solução para as indústrias que possuem operadores de máquinas, que trabalham por turnos e durante longos períodos. Esta nova oportunidade de aplicação do sistema surge de um apelo da Caterpillar 1 na revista Viewpoint, onde David Edwards, engenheiro da divisão de serviços de segurança, que diz o seguinte: Precisamos aumentar a consciência da comunidade científica de que é necessário fornecer soluções para ajudar os mineiros e as empresas a aliviar os efeitos da fadiga [2]. 1.2 Objectivos O cenário descrito na secção anterior serviu como ponto de partida para o desenvolvimento de um sistema denominado por CarAlert, cuja finalidade é a detecção do estado de sonolência em condutores. Esta dissertação pretende criar uma solução tecnológica, para auxiliar na gestão da fadiga e alertar o condutor. O sistema desenvolvido neste trabalho tem como objectivo uma possível integração futura em automóveis, com vista à monitorização de varias variáveis fisiológicas do condutor durante a actividade de condução e a capacidade de poder correlaciona-las com o intuito de alertar o condutor do seu estado de fadiga. O estado de fadiga pode ser obtido a partir do estudo do comportamento do Sistema Nervoso Central (SNC) e do estado mental. O comportamento do SNC pode ser obtido a partir do registo do Electrocardiograma (ECG), em particular da avaliação da Variabilidade do Ritmo Cardíaco (do anglosaxónico: Heart Rate Variability) (HRV) e da resposta do cérebro com o registo do Electroencefalograma (EEG). Estabelecido o objectivo, pretende-se realizar um conjunto de sensores de biopotencial capacitivos (sem contacto). Permitem eliminar uma quantidade de fios que habitualmente estão ligados ao individuo sujeito à monitorização, deixando de haver uma ligação física ao sistema de aquisição, prevenindo o risco de electrocussão em caso de falha do equipamento electrónico ou da 1 Caterpillar - empresa cuja actividade esta focada no fabrico de máquinas, motores e veicules pesados, voltados para a construção civil e indústria mineira 2

25 Figura 1.1: Cartoon representativo das consequências causadas pela fadiga durante a condução. alimentação. A principal vantagem está associada ao grau de locomoção que se ganha com um sistema sem fios, e que pode fazer a diferença entre aumentar a produtividade ou diminui-la. Os sensores podem ser colocados em qualquer lugar do corpo e sobre a roupa, dispensando qualquer tipo de preparação do individuo. As dimensões reduzidas permitem eliminar o desconforto característico dos sistemas convencionais. O novo sistema pode ser incluido em vários objectos, no caso do automóvel ou máquina os sensores podem estar dentro do banco do condutor. Em consonância com este objectivo, pretende-se desenvolver um sistema embebido capaz de registar e processar os resultados dos sensores. Para finalizar, é importante referir que este trabalho não tem como objectivo o desenvolvimento de uma solução final, completa, antes o de desenvolver um primeiro conjunto de protótipos que conduzam, após algum amadurecimento, à solução que tecnologicamente viabilize esta abordagem. 1.3 Estrutura da dissertação No segundo capítulo desta dissertação são introduzidos conceitos essenciais para a compreensão do trabalho, é feito o levantamento dos sistemas semelhantes que já foram desenvolvidos. Dado que este trabalho se centra sobre o sistema de medida sem contacto (eléctrodos capacitivos) este será aprofundado no terceiro capítulo, sendo descrita a sua topologia e os principais componentes que o constituem, assim como a implementação dos vários protótipos. No quarto capítulo é apresentada a arquitectura do sistema embebido, sendo abordado o microcontrolador, o módulo de aquisição de dados e a interacção (do anglosaxónico: Interface) do 3

26 sistema com o computador. A contribuição deste trabalho é validada no quinto capítulo, onde foram feitos testes e apresentados resultados seguidos da respectiva análise. capítulo. As conclusões da dissertação e propostas para trabalhos futuros são apresentadas no sexto 4

27 Capítulo 2 Estado da Arte Neste capítulo é introduzido o conceito de sistema de medida e os principais componentes, assim como as variáveis fisiológicas envolvidas no trabalho e os métodos de medida. É feito o levantamento do desenvolvimento realizado pela comunidade científica sobre o tema do trabalho. 2.1 Sistema de medida O processo de medida inicia-se pelo reconhecimento do fenómeno fisico, ou quimico, que se pretende investigar, e do conjunto de operações teóricas e práticas que envolvem o sistema de medidas. O sistema de medidas é responsável por obter e exibir os resultados do fenómeno em estudo. A estrutura clássica de um sistema de medidas, está representada na figura 2.1, composto pelo transdutor e por instrumentação electrónica. O transdutor é um dispositivo que converte um determinado tipo de energia associado ao fenómeno, num sinal eléctrico (em tensão ou corrente) mensurável pela instrumentação electrónica adequada, que permite exibir os resultados ao observador. Existem fenómenos cuja sua actividade não é permanente e portanto o sistema de medida revela-se incapaz de proporcionar quaisquer resultado. Para que os fenómenos se manifestem são necessários introduzir procedimentos adicionais no sistema de medida, tais como: a excitação, iluminação, estimulação. Uma vez que os procedimentos são imprescindíveis em algumas medidas, a influência destes sobre o fenómeno deve ser minimizada, sobretudo pela variabilidade dos resultados que dependem dos métodos adoptados e da aplicação dos mesmos. 5

28 Figura 2.1: Estrutura clássica de um sistema de medida (imagem adaptada [3]) Transdutor O transdutor converte grandezas físicas numa grandeza eléctrica. O transdutor é o elemento mais importante de todo o sistema de medida, pois estabelece a interface entre o fenómeno e a instrumentação electrónica. A qualidade das medidas dependem maioritariamente do transdutor utilizado e das suas características (Relação Sinal-Ruído (do anglosaxónico: Signal-to-noise ratio) (SNR), etc.). Diferentes tipos de fenómenos envolvem diferentes tipos de transdutores, assim como grau de exigência. Os transdutores estão divididos em dois grupos - geradores e não geradores, isto é, transdutores que têm a capacidade de produzir ou não um sinal eléctrico durante a ocorrência do fenómeno, sem o recurso a qualquer tipo de instrumentação. As características mais importantes de um transdutor são: precisão, exactidão, resolução, histerese, linearidade, sensibilidade, tempo de resposta e o comportamento dinâmico e estático [4]. Na tabela 2.1 são referidos alguns fenómenos e os transdutores adequados. Fenómeno Luz Som Temperatura Biopotenciais Transdutor Foto sensores Microfone Termopar Eléctrodos Tabela 2.1: Fenómenos fisico-químicos e transdutores adequados. 6

29 2.1.2 Instrumentação Electrónica A Instrumentação Electrónica, geralmente denominada por electrónica de Condicionamento de Sinal, é um elemento muito importante do sistema de medida, cuja função é optimizar o sinal produzido pelo transdutor, adquirir o sinal e exibir os resultados ao observador. A composição deste módulo é representada em detalhe na figura 2.2. Os sinais analógicos produzidos pelos transdutores encontram-se, de modo geral, inadequados para o sistema de aquisição e podem manifestar-se de diferentes formas. É comum o sinal apresentar uma amplitude excessiva ou demasiado pequena, impossibilitando a detecção e o registo dos sinais. É por isso que as técnicas de condicionamento de sinal são determinantes no sistema de medida, optimizando a informação produzida pelo transdutor, adequada ao sistema de registo. Figura 2.2: Diagrama de blocos da Instrumentação Electrónica (imagem adaptada [5]). Na figura 2.2 encontra-se representado os vários sistemas electrónicos que fazem parte da cadeia de condicionamento de sinal. O primeiro é a amplificação, que converte e amplifica o sinal eléctrico (corrente ou tensão) produzido pelo transdutor, num sinal mensurável. Existem fenómenos que produzem sinais eléctricos de baixa amplitude, e difíceis de identificar, e outros em que amplitude é excessiva, fora do alcance do sistema de aquisição. Também faz parte deste sistema o isolamento galvânico, utilizado para proteger o paciente do risco de electrocussão, potenciado pela alimentação da rede. O segundo sistema, o processamento de sinal analógico, é composto por filtros, geralmente filtros passa-baixo, passa-banda e rejeita-banda, que limitam a largura de banda do sistema e rejeitam as interferências provocadas pela rede de alimentação, do qual a maioria dos transdutores é susceptível (50Hz na Europa, 60 Hz nos Estados Unidos da América). Os sistemas seguintes são digitais, surgem com a facilidade e versatilidade do processamento digital de sinal. O sinal analógico que resulta do processamento analógico é convertido no formato digital, a partir do Conversor Analógico-Digital (do anglosaxónico: Analog-to-Digital Converter) (ADC), posteriormente armazenado no mesmo formato num Buffer 1 ou noutro dispositivo de armazenamento de dados, 1 memória temporária utilizada para escrita e leitura de dados 7

30 aguardando pelo processamento adequado e representação. 2.2 Variáveis Fisiológicas e Métodos de medida Neste contexto entende-se por variáveis fisiológicas aquelas que permitem ser registadas continuamente ou através do registo de diferença de potencial eléctrico entre dois pontos do corpo ou através de transdutores [6]. A maioria das variáveis fisiológicas possui amplitudes bastante reduzidas, inferiores a 1V, e surgem ao longo dos tecidos corporais, cuja constituição são as células. Estas exibem uma diferença de potencial entre o seu interior e meio externo quando se encontram em repouso, uma vez excitado um ponto de célula, o resultado é a criação de dípolos e da propagação do campo eléctrico através dos tecidos alcançando a superfície da pele. De entre todos os tipos de células, as mais excitáveis são as células musculares e nervosas [7]. A tabela 2.2 resume as características de amplitude e espectro de frequência das variáveis fisiológicas em estudo - ECG e EEG. Nas secções seguintes são expostas algumas características destas variáveis, assim como os métodos de medida convencionais. Variável Amplitude Frequência Fisiológica (µv) (Hz) ECG ,3-70 EEG ,3-70 Tabela 2.2: Características de amplitude e frequência das variáveis fisiológicas em estudo [6] Electrocardiograma (ECG) O electrocardiograma (ECG) é um traçado da actividade eléctrica do coração, que se propaga até à superfície corporal, acompanhando a sua actividade mecânica. Este método de medida é utilizado no diagnóstico de doenças cardiovasculares, uma vez que se trata de um método simples e não invasivo, causando pouco desconforto, adequado a longos períodos de medida, e ainda pelo seu custo reduzido [8]-[11]. A formação do sinal ECG durante o ciclo cardíaco, resulta dos potenciais de acção (processo de excitação e repolarização) das fibras do miocárdio, que reflectem os eventos associados ao ciclo mecânico cardíaco [11]. O primeiro registo do potencial eléctrico associado ao ciclo cardíaco realizado sobre a superfície corporal, foi obtido por Augustus Desiree Waller em 1887 utilizando um electrómetro 2 capi- 2 instrumento de medida, cujo funcionamento baseia-se na detecção da diferença de tensão superficial entre líquidos colocados num tubo (mercúrio - acido sulfúrico). A diferença de potencial é detectada, utilizando dois fios ligados cada um ao 8

31 lar, desenvolvido pelo físico franco-luxemburguês Gabriel Lippmann em 1873 [12]. Figura 2.3: Electrómetro capilar construído por Lippmann em 1873 [12]. Mais tarde, entre 1893 e 1896 George J. Burch e Willem Einthoven criaram métodos de calibração e correcção para os registos de ECG obtidos a partir do electrómetro capilar, conseguindo uma boa aproximação da morfologia conhecida do sinal. Na figura 2.4 é possível comparar o primeiro registo da actividade eléctrica efectuado por Waller, com o registo obtido por Einthoven e a notação adoptada. Figura 2.4: ECG obtidos a partir do electrómetro por Waller, por Einthoven e registo actual [12]. O ECG normal é formado por uma onda P, um complexo QRS e uma onda T que representam os fenómenos de despolarização e repolarização do miocárdio (Figura 2.5). A onda P representa a despolarização das aurículas antes da contracção, e o complexo QRS é produzido por correntes originadas quando os ventrículos se despolarizam antes da contracção. A onda T resulta de correntes originadas pela recuperação dos ventrículos, do estado de despolarização, conhecida como onda de repolarização [11]. As características do sinal, em termos de amplitude variam entre 0,5 mv e os acido sulfúrico e ao mercúrio. As variações da tensão produzem uma pequena deslocação do menisco, este deslocamento é observado por um microscópio e projectado num tela fotosensível que efectua um deslocamento perpendicular ao do menisco, permitindo o registo da variação do potencial em função do tempo. 9

32 4 mv, e para o espectro o intervalo de frequências de 0,3 Hz a 70 Hz (Tabela 2.2). Figura 2.5: Exemplo de um ECG normal e identificação das ondas P, QRS e T. Para o registo de ECG existem várias técnicas e derivações. Einthoven introduziu a primeira técnica de registo e derivações, adoptando um sistema de três pontos para fixação dos eléctrodos: membros superiores e membro inferior esquerdo. Por comodidade, os eléctrodos são colocados na extremidade dos membros: punhos e tornozelo. Deste modo ficam definidas 3 derivações bipolares 3, designadas actualmente por Derivações Padrão (Standard) Bipolares dos Membros [11], representadas na figura 2.6. Figura 2.6: Derivações introduzidas por Einthoven, Derivações Padrão Bipolares dos Membros [7]. As derivações definem-se da seguinte forma: derivação I mede a diferença de potencial entre os dois antebraços; a derivação II fá-lo entre a perna esquerda e o antebraço direito; a derivação III regista a diferença de potencial entre a perna esquerda e o antebraço esquerdo. 3 medida diferencial, corresponde à diferença de potencial entre dois eléctrodos, e permite eliminar o potencial de modo comum que afecta ambos os eléctrodos 10

33 Tensão na derivação I: V I = Φ L - Φ R Tensão na derivação II: V II = Φ F - Φ R Tensão na derivação III: V III = Φ F - Φ L Φ L - Potencial braço esquerdo Φ R - Potencial braço direito Φ F - Potencial da perna esquerda A investigação e o desenvolvimento das técnicas de registo foram progredindo e Wilson (1934) demonstrou uma nova técnica, baseada no registo do ECG recorrendo a derivações unipolares 4, que representam a variação de potencial num eléctrodo. Wilson mostrou que é possível ligar-se esse ponto a um dos terminais do electrocardiógrafo 5, e o outro terminal do instrumento a um ponto cujo o potencial é zero, ou próximo de zero. O potencial é obtido pelo curto-circuito dos 2 punhos e a perna com 3 fios, convergindo num único ponto, e desde que se intercale em cada fio uma resistência de 5 kω. Ao ponto de reunião dos 3 fios dá-se o nome de Terminal Central de Wilson (TC) (o exemplo de aplicação desta técnica e das derivações estão representadas na Figura 2.7). Esta técnica é conhecida por Derivações Unipolares dos Membros, segundo a Técnica de Wilson. A tensão no ponto TC, pode ser descrita pela expressão 2.1, que corresponde a um valor médio do potencial de cada um dos eléctrodos, admitindo os pontos definidos na técnica anterior por Einthoven. V T C = 1 3 (Φ R + Φ L + Φ F ) (2.1) Tensão nas restantes derivações: Braço esquerdo: V R = Φ R - V W Braço direito: V L = Φ L - V W Perna esquerda: V F = Φ F - V W Figura 2.7: Derivações introduzidas por Wilson, Derivações Padrão Unipolares dos Membros [7]. 4 medida referenciada, o potencial de uma eléctrodo é comparado com um potêncial de referência, que pode ser um potencial neutro, ou a média do potencial de todos os eléctrodos 5 instrumento de medida utilizado no registo do ECG, composto por vários canais, sendo que cada canal efectua o registo de uma tensão diferencial 11

34 A técnica de Wilson foi mais tarde melhorada e simplificada por Goldberger (1942), que introduziu uma modificação, que passa por eliminar a ligação entre o TC e o membro que se explora. As Figura 2.8: Derivações de Goldberger [7] vantagens da técnica de Goldberger são duplas, por um lado não é necessário ter um sistema duplo de eléctrodos (um sistema para a medida unipolar, e outro sistema para gerar o TC), por outro lado o potencial registado nas derivações unipolares é maior, do que nas derivações unipolares de Wilson. Na figura 2.8 é visível a eliminação do sistema duplo de eléctrodos. A adição da letra a às derivações, simboliza o aumento da amplitude no registo. A expressão em baixo demonstra que a amplitude com esta técnica é superior à de Wilson. Goldberger efectua o registo do potencial unipolar do membro que se explora em relação a um novo TC, que corresponde ao valor do potencial médio entre os outros dois membros. av R = Φ R Φ L + Φ F 2 } {{ } T C av L = Φ L Φ R + Φ F 2 } {{ } T C (2.2) (2.3) av F = Φ F Φ L + Φ R 2 } {{ } T C Wilson, pioneiro nas derivações unipolares surge com um novo método: as derivações precordiais. Estas derivações têm como objectivo, à custa de um eléctrodo explorador, registar a variação de potencial próximo do coração. Os eléctrodos (V1, V2, V3, V4, V5 e V6) são colocados directamente sobre o peito, na região precordial 6 tal como ilustrado na Figura 2.9. As derivações mencionadas são unipolares, sendo o potencial de referência definido pelo TC de Wilson. 6 região do peito que se encontra sobre o coração (2.4) 12

35 Figura 2.9: Derivações precordiais[7] Existem outras localizações possíveis para colocar eléctrodos precordiais, exemplo disso seriam as derivações direitas, simétricas das anteriores em relação à linha média 7. Assim como ainda existem outros tipos de derivações, como é o caso das derivações esofágicas, das derivações intraventriculares, depende das situações e do tipo de diagnóstico que se pretende efectuar. Para um ECG de rotina é utilizado um sistema com 12 derivações, que compreende as três técnicas atrás referidas: Derivações Bipolares Padrão (Standard) dos Membros - Técnica de Einthoven Derivações Unipolares Padrão (Standard) dos Membros - Técnica de Golberger Derivações Precordiais - Técnica de Wilson Para determinadas finalidades, o número de derivações é exagerado, enquanto para outras é manifestamente insuficiente. Como exemplo, no estudo de uma arritmia é suficiente uma derivação, geralmente V2 ou V1, o exemplo oposto pode ser o estudo de casos duvidosos de enfarte do miocárdio, que obriga a empregar derivações acessórias, para explorar regiões adjacentes [11] Electroencefalograma (EEG) A electroencefalografia é a medida da actividade eléctrica do cérebro, efectuada por eléctrodos distribuídos pelo escalpe 8. O registo obtido é o EEG, que representa o comportamento eléctrico das células excitáveis do cérebro, os neurónios. O que é medido pelo EEG são diferenças de potencial 7 linha ou eixo imaginário utilizado para dividir a parte direita do corpo humano da parte esquerda 8 couro cabeludo 13

36 em diferentes regiões do cérebro. O primeiro registo da actividade eléctrica produzida pelo cérebro (Figura 2.10) foi alcançado em 1929, por um psiquiatra alemão Hans Berger que trabalhava na cidade de Jena. Berger anunciou ao mundo científico que havia sido capaz de detectar e registar fracas correntes eléctricas produzidas pelo cérebro, utilizando um método não invasivo. Demonstrou ainda que a actividade varia de acordo com o estado funcional do cérebro, tal como o sono, a actividade cerebral associada ao raciocínio ou concentração, ou durante a anestesia. Este passo dado por Berger contribuiu para a criação de um novo ramo nas ciências médicas, a neurofisiologia clínica [13]. Figura 2.10: Ritmo Alfa obtido por Hans Berger em 1929 [13]. Os resultados obtidos naquela época são em tudo semelhantes aos obtidos nos dias de hoje, contudo Berger não dispunha das tecnologias e ferramentas actuais, utilizadas para visualizar e registar o EEG, notável o trabalho deste investigador. O EEG é aplicado em 3 tipos de medida: actividade espontânea potenciais evocados actividade eléctrica de um neurónio A actividade espontânea, corresponde ao registo do comportamento natural da actividade eléctrica do cérebro. Os potenciais evocados, são a resposta eléctrica do cérebro a determinados estímulos induzidos (que podem ser eléctricos, auditivos, visuais, etc.). Neste tipo de registo os resultados são bastante difíceis de identificar, e confundem-se com o ruído predominante nas medidas, obrigando ao uso de sequências de estímulos, e processamento de sinal para melhorar a relação sinal-ruído, tornando a resposta aos estímulos mais perceptível. A medida da actividade eléctrica de um neurónio, apenas é possível detectar com microeléctrodos. O sinal de EEG registado na superfície do escalpe caracteriza-se por ter uma amplitude média de 1 µv a 2 µv. A interpretação do EEG é feita a partir de ritmos (alfa, beta, delta, e teta), cada um com uma gama de frequências diferente que pode variar dos 0,3 Hz aos 70 Hz. Quanto aos limites destas gamas, para cada um dos ritmos, não existem definições consensuais e muitos investigadores utilizam limites diferentes. O ritmo Delta, Figura 2.11, corresponde à gama de frequências de 14

37 0,5 Hz até 4 Hz, visíveis em crianças e adultos durante o sono, frequentemente associado a encefalopatias. Figura 2.11: Exemplo da actividade do ritmo Delta [14]. O ritmo Teta, Figura 2.12, está compreendido na gama de frequências dos 4 Hz aos 8 Hz, associado à sonolência, normalmente de crianças e adolescentes. Este ritmo pode ser encontrado em estados de transe, hipnóse, sonhos diurnos, sonhos lúcidos e sono leve, no estado pré-consciente imediatamente antes de acordar e durante o adormecer. Figura 2.12: Exemplo da actividade do ritmo Teta [14]. O ritmo Alfa, figura 2.13, pertence à gama de frequências dos 8 Hz aos 13 Hz, característico do estado de vigília. Este ritmo é predominante no EEG quando a pessoa fecha os olhos. O ritmo Figura 2.13: Exemplo da actividade do ritmo Alfa [14]. Beta, Figura 2.14, na gama de frequências entre os 13 Hz e os 30 Hz, associado a períodos de actividade cerebral relacionada com o raciocínio ou concentração. 15

38 Figura 2.14: Exemplo da actividade de um ritmo Beta [14]. O sistema de medida e registo do EEG utilizado extensamente pela comunidade científica, é o sistema internacional Este sistema é composto por 21 eléctrodos colocados à superfície do escalpe, como demonstrados na figura 2.15 A e B. A localização dos eléctrodos é determinada segundo alguns pontos de referência. São estes o nasion, que corresponde à pequena depressão anatómica no topo do nariz, ao nível dos olhos, e o inion, que corresponde à pequena proeminência óssea que existe na base do crânio na linha média da nuca. A partir destes pontos é possível medir os perímetros cranianos nos planos transverso e medienal. As localizações dos eléctrodos são determinadas pela divisão destes perímetros em intervalos de 10% e 20%, os restantes eléctrodos são colocados em pontos equidistantes dos pontos vizinhos como mostrado na Figura 2.15 B. Para identificar melhor os eléctrodos foi adoptada uma notação: A - Lobo auricular, C - central, Pg - nasofaringeal, P - parietal, F - frontal, Fp - frontal polar, O - occipital. A principal vantagem deste sistema de medida é a possibilidade de obter informação espacial da actividade eléctrica no cérebro [7]. É importante recordar, que as medições do EEG, tal como do ECG, podem ser unipolares (referenciadas) ou bipolares (diferenciais). Na Figura 2.16, são ilustradas as duas medições para o EEG. 2.3 Sistemas Desenvolvidos para Medida de Biopotenciais Sem Contacto Nos dias de hoje, e cada vez mais, a preocupação das pessoas com a sua saúde é maior, assim como o interesse pelo conhecimento em detalhe sobre a fisiologia do corpo humano. Muitos investigadores identificaram esta necessidade no dia-a-dia das pessoas, e tornaram-na numa oportunidade. Aos poucos foram introduzindo no quotidiano o conceito de monitorização de variáveis fisiológicas. O ECG foi a primeira variável a ser explorada. 16

39 Figura 2.15: Disposição dos eléctrodos, de acordo com o sistema internacional (A) Vista lateral esquerda; (B) vista de topo [7]. Figura 2.16: (A) Medida bipolar; (B) Medida unipolar. Os gráficos são meramente representações qualitativas [7]. O sistema cardiovascular é influenciado pelo SNC e pelo estado mental. O estado mental e o estado de sonolência podem ser assumidos a partir da análise do HRV e do pulso sanguíneo capilar. Como referido nas secções anteriores, existem dois métodos de registo de biopotenciais, o método directo, onde existe ligação galvânica entre o eléctrodo e a pele, e o método indirecto, onde não existe ligação galvânica entre o eléctrodo e a pele. O primeiro método tem várias desvantagens, como a necessidade de preparação do paciente por pessoal habilitado, da aplicação de gel no caso de eléctrodos húmidos, das condições adequadas da pele, da fixação dos eléctrodos para períodos de registo de longa duração e do desconforto causado ao paciente. O segundo método permite eliminar os problemas anteriores referidos, assim como o risco de electrocussão e o grau 17

40 de locomoção que se ganha, tornando o sistema simples, permitindo que a qualquer pessoa possa utilizar o sistema. Muitos investigadores relatam sobre a possibilidade de incorporar estes sensores em objectos, como uma cama, cadeira, assento de automóvel ou mobiliário de habitação na perspectiva de criar um sistema de monitorização permanente da fisiologia do corpo humano, sem desconforto [15]. Os eléctrodos sem contacto capturam os sinais que resultam dos eventos bioeléctricos a partir do acoplamento capacitivo, entre o eléctrodo e a pele. Estes eléctrodos caracterizam-se pela sua impedância considerável, na ordem dos GΩ. O conceito de monitorização sem contacto de variáveis fisiológicas não é novo, já foi reportado algumas décadas atrás [16], e surge com o desenvolvimento dos ransístores de Efeito de Campo (do anglosaxónico: Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) (MOSFETs) e da possibilidade de projectar amplificadores com alta impedância de entrada mitigando a atenuação exacerbada, e capazes de ter um nível de ruído compatível com a amplitude do sinal. O método desenvolvido nessa época envolveu eléctrodos de alumínio anodizado. O alumínio é coberto por um filme isolante - óxido de alumínio, permitindo criar eléctrodos com alta impedância. Por forma a manter a impedância dos eléctrodos, estes são ligados ao circuito de condicionamento de sinal, cujo andar de entrada é composto por MOSFETs numa montagem seguidor de tensão. Na Figura 2.17 está representado o esquema eléctrico do circuito desenvolvido nessa época. Figura 2.17: Esquema eléctrico do sistema de registo com eléctrodos capacitivos desenvolvido em 1969 [16]. Para efeitos de comparação de resultados, na figura 2.18 A e B, é possível observar o registo em simultâneo do ECG com eléctrodos húmidos e eléctrodos sem contacto. Os resultados obtidos com os eléctrodos capacitivos são excepcionais, tendo em consideração a instrumentação electrónica disponivel nessa época, bem como o equipamento de medida e os métodos aplicados. Com o decorrer do tempo, o desenvolvimento do sistema de medida sem contacto centrou-se na pesquisa de técnicas de compatibilidade electromagnética, devido à susceptibilidade do acopla- 18

41 Figura 2.18: Registo do ECG utilizando os (A) eléctrodos húmidos e (B) eléctrodos sem contacto [16]. mento capacitivo ao ruído gerado por fontes externas. Acompanhando a evolução da electrónica digital e das telecomunicações, os eléctrodos passaram a integrar todo um conjunto de dispositivos electrónicos, como ADC, microcontroladores e módulos de comunicação sem fios: Bluetooth, Zig- Bee e WiFi, revolucionando o conceito de sistema de aquisição. Na figura 2.19 é representado um eléctrodo capacitivo [17], que integra todos os módulos de um sistema de medida à excepção do sistema de visualização de resultados. Figura 2.19: Exemplo de um eléctrodo capacitivo actual [17]. Recordando o tema do trabalho, que visa a aplicabilidade do sistema de registo de variáveis fisiologicas em automóveis, é feito o levantamento dos trabalhos existentes [15, 18], cujo número é reduzido. Os trabalhos desenvolvidos permitem o registo do ECG recorrendo a eléctrodos capacitivos, no entanto apresentam algumas limitações. Os autores apenas conseguem medir o evento bioeléctrico com os eléctrodos separados do individuo apenas por uma t-shirt, o que representa uma distância bastante reduzida. O sistemas desenvolvidos são bastante sensíveis ao ruído gerado por fontes externas e aos artefactos de movimento, justificando desta forma a necessidade de utilizar um eléctrodo de referência, que pode ser uma superfície condutora no volante do automóvel, ou um plano condutor 19

42 inserido dentro do banco do condutor como ilustrado na Figura Pode-se concluir, que ainda existe muito trabalho por fazer em torno desta temática. Pretendese com esta dissertação mitigar as limitações dos sistemas actuais, tais como, eliminar a dependência do eléctrodo de referência; aumentar a distância entre os eléctrodos e o indivíduo sujeito à monitorização. Figura 2.20: Exemplo de um sistema de eléctrodos capacitivos aplicado num automóvel [18]. 20

43 Capítulo 3 Sistema Experimental O presente trabalho tem como objectivo a captura de eventos bioeléctricos sem contacto, em particular, o ECG e o EEG. O primeiro evento a ser abordado é o ECG devido à característica do sinal e à simplicidade de registo em comparação com EEG. 3.1 Captura do ECG Sem Contacto Evocando a noção de sistema de medida, é importante identificar a grandeza física que se pretende medir, assim como o transdutor que permite a conversão dessa grandeza num sinal elétrico. A grandeza física que se deseja medir é o ECG, que representa a atividade elétrica do coração. O coração produz um campo elétrico variável no tempo, associado ao ciclo mecânico cardíaco que se propaga até à superfície da pele. O transdutor usado para a captura do evento bioeléctrico, é o eléctrodo capacitivo, cuja origem da designação do eléctrodo surge da representação da ligação eléctrodo-pele, por um condensador. Recordando a configuração mais simples de um condensador, entre as duas armaduras planas que o compõem existe o dieléctrico. Para a ligação eléctrodo-pele representada por um condensador, pode assumir-se que o eléctrodo e a pele representam as duas armaduras do condensador e o ar juntamente com a roupa o dieléctrico, Figura 3.1. A representação da ligação eléctrodo-pele por um condensador é o resultado obtido pela técnica de análise designada de Análise de Circuitos Eléctrico, abordada na secção seguinte Técnica de Análise de Circuitos Eléctricos A análise formal dos circuitos e o seu comportamento pode ser descrito pela resolução das equações de Maxwell dependentes do tempo (t) e do espaço (x, y, z). Para problemas simples as 21

44 Figura 3.1: Ilustração da ligação eléctrodo-pele representada pelo condensador de placas paralelas. soluções das equações de Maxwell podem ser muito complexas. Para evitar a complexidade na resolução, existe a técnica de análise designada de Analise de Circuitos Eléctricos, empregue na maioria dos circuitos devido a sua simplicidade. É imprescindível indicar que existem condições específicas para a validade na sua aplicação. A técnica de análise de circuitos eléctricos permite eliminar a dependência das variáveis espaciais, e fornece soluções aproximadas, em função apenas do tempo. A técnica menciona que os canais de acoplamento de ruido são representados por redes equivalentes de parâmetros concentrados - componentes discretos, esta afirmação só é válida se as dimensões físicas dos circuitos forem reduzidas quando comparado com o comprimento de onda dos sinais envolvidos [19]. Por exemplo, o campo eléctrico variável no tempo existente entre 2 condutores pode ser representado por um condensador ligado entre ambos, Figura 3.2. O campo magnético variável no tempo entre 2 circuitos fechados de corrente pode ser representado por uma indutância mútua, Figura

45 Figura 3.2: Quando dois circuitos estão acoplados por meio de campo eléctrico, o acoplamento pode ser representado por um condensador (imagem adaptada [19]). Figura 3.3: Quando dois circuitos estão acoplados por meio de um campo magnético, o acoplamento pode ser representado por uma indutância mútua (imagem adaptada [19]). Esta técnica subentende que os campos externos, embora existam podem ser desprezados nas soluções. De facto esses campos não podem ser totalmente negligenciados, pois têm a capacidade de surtir efeito sobre os circuitos vizinhos. É importante identificar a natureza do ruído gerado pelos circuitos emissores e transpor essa realidade para o circuito electrónico susceptível e decidir se devem ser omitidas essas fontes de ruído. Embora existam hipóteses e soluções que não são totalmente válidas, ainda assim a representação dos fenómenos recorrendo aos componentes equivalentes continua a ser útil pelas seguintes razões: As soluções das equações de Maxwell não são práticas para a resolução dos problemas de acoplamento mais frequentes; A representação do acoplamento capacitivo e indutivo pelos componentes discretos equivalen- 23

46 tes não pretende devolver uma solução numérica rigorosa, mas sim mostrar que o acoplamento depende dos parâmetros do sistema. De um modo geral, o valor numérico dos componentes é extremamente difícil de determinar com alguma precisão à parte de algumas geometrias específicas. Pode-se concluir, no entanto, que os componentes existem e como será demonstrado, os resultados podem ser muito úteis mesmo quando os componentes são definidos apenas num sentido qualitativo Representação Eléctrica: Grandeza física + Transdutor Apresentado o problema e a abordagem adoptada para o registo do ECG sem contato, é fundamental caracterizar do ponto de vista elétrico, o coração e a ligação elétrodo-pele. O coração tal como representado na Figura 3.1, é considerado como uma fonte de tensão alternada, cuja frequência está associada ao ritmo cardíaco (aproximadamente 1 Hz = 1 batimento por segundo). A fonte de tensão está ligada ao condensador que representa o acoplamento capacitivo entre a pele e o elétrodo, e está na origem do campo eléctrico que existe entre a pele e o elétrodo, dito de outra forma, entre as armaduras do condensador. O esquema eléctrico equivalente é representado na Figura 3.4. Figura 3.4: Esquema elétrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação elétrodo-pele (como condensador). Aplicando a Lei das Malhas ao circuito, é possível deduzir uma equação, que permite determinar o potencial captado pelo transdutor, equação 3.1. V condensador + V transdutor V coracao = 0 V transdutor = V coracao V condensador (3.1) No circuito da Figura 3.4, pode-se substituir o condensador pela impedância equivalente (Figura 3.5, e a partir das equações 3.2 e 3.3, para o calculo da impedância e capacidade do condensador, consegue-se reescrever a equação 3.1 na equação 3.4. Z condendador = V condensador I condensador = 1 jωc (3.2) 24

47 Figura 3.5: Esquema elétrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação elétrodo-pele (como condensador), subsituição do condensador pela sua impedância C = ε A d (3.3) V transdutor = V coracao d ωεa I condensador (3.4) É possível identificar na equação 3.4 três variáveis: distância (d), área (A), permitividade do dielétrico (ε), todas dependentes da geometria do condensador e dos materiais existentes. Uma vez optimizadas permitem reduzir a queda de tensão no condensador. O eléctrodo capacitivo pertence ao grupo dos transdutores geradores, uma vez que o campo elétrico captado por este permite desenvolver um potencial eléctrico. O eléctrodo, no entanto, não pode ser ligado directamente ao sistema de medida devido às características do sinal eléctrico em termos de SNR, impedância do transdutor e do sistema de medida, que resulta numa atenuação do sinal produzido pelo coração. Portanto é necessário optimizar o sinal produzido e adaptar as impedâncias (entre o trandutor e o sistema de medida) com o recurso a um circuito de amplificação. O circuito elétrico adequado à medida da tensão é o circuito amplificador seguidor de tensão, composto por um amplificador operacional utilizado numa configuração não-inversora. O amplificador operacional nesta configuração oferece uma impedância de entrada muito elevada, que possibilita a ligação de uma fonte de alta impedância a uma carga de baixa impedância, ou seja, permite o desacoplamento de impedâncias. No âmbito do trabalho, o elétrodo capacitivo apresenta uma impedância elevada (GΩ) quando comparado o sistema de medida (MΩ) que apresenta uma impedância manifestamente inferior. O circuito amplificador seguidor de tensão além da adaptação de impedâncias, tem como objectivo reproduzir um sinal eléctrico na saída semelhante ao da entrada (a tensão de saída segue a da entrada), e portanto o ganho do circuito deve ser unitário. 25

48 A Figura 3.6 exibe o esquema eléctrico equivalente com o transdutor e o circuito de amplificação. Para o circuito é adotada a abordagem clássica do amplificador operacional, em que se considera a impedância de entrada infinita e invariante com a frequência (resistiva pura). Naturalmente que esta abordagem é excessivamente optimista, dependente da idealidade do dispositivo, infelizmente inexistente [4]. Surgem rapidamente limites de utilização, tais como: impedância de entrada na mesma ordem dos transdutores, ou até mesmo inferior. Figura 3.6: Esquema eléctrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação eléctrodo-pele (como condensador) com o estágio de amplificação - Seguidor de Tensão. O amplificador operacional real apresenta uma impedância de entrada finita e variável com a frequência. A impedância de entrada do amplificador em malha aberta é representada por uma resistência e um condensador em paralelo [4]. Para o amplificador operacional funcionar correctamente é necessário polarizar o andar de entrada, ou seja, é exigido um circuito que forneça uma corrente ao andar de entrada e que permite o correcto funcionamento do amplificador, caso contrário este satura facilmente. Tendo em conta a natureza do elétrodo capacitivo totalmente flutuante, é de extrema importância criar o circuito de polarização na entrada do amplificador, que pode ser simplesmente uma resistência ligada entre umas das entradas e a massa do circuito. Todavia o cuidado na selecção da resistência pode comprometer a impedância de entrada do amplificador e do transdutor, e atenuar o sinal eléctrico captado. Considerando a descrição ao longo da secção, é possível construir um esquema elétrico do circuito que melhor se aproxima da realidade (Figura 3.7), e que servirá como referência para o desenvolvimento dos protótipos. Do circuito da Figura 3.7, consegue-se determinar a expressão 3.5 para o cálculo da tensão de saída do circuito seguidor de tensão, em função do potencial captado pelo eléctrodo capacitivo. A expressão possibilita identificar as variáveis que permitem maximizar o 26

49 sinal elétrico captado. Figura 3.7: Esquema elétrico do circuito equivalente composto pelo coração (como gerador) e a ligação elétrodo-pele (como condensador) com Seguidor de Tensão, mas com o amplificador operacional real. V saida = R pol //R entrada //Z Centrada (R pol //R entrada //Z Centrada ) + Z entrada V coracao (3.5) V saida = R pol+r in jωcr pol R in + Cin C V coracao (3.6) Até agora tem sido abordado apenas o circuito de amplificação para um elétrodo, mas para o registo do ECG são exigidos pelo menos 2 elétrodos. O ECG resulta da diferença de potencial dos elétrodos, que medem o potencial eléctrico desenvolvido durante o ciclo cardíaco em localizações diferentes e que diferem na fase. Para medida diferencial, é necessário reproduzir o circuito da Figura 3.7 para cada elétrodo, e ligar ambos a uma montagem diferença. Em resumo, a captura do campo elétrico desenvolvido no coração obedece à geometria do condensador e à impedância de entrada do amplificador operacional. Ao longo da secção não é feita referência aos campos externos (ruído) e a importância da blindagem para os circuitos. O tema da blindagem será abordado ao longo do desenvolvimento dos protótipos pois as exigências são diferentes para cada um. 3.2 Protótipos O diagrama de blocos do protótipo desenvolvido para o registo do ECG sem contacto, baseado num sistema de eléctrodos capacitivos é representado na Figura 3.8, composto por subsistemas 27

50 analógicos e digitais. O diagrama de blocos vai ao encontro de um dos objectivos da dissertação - construir um sistema embebido completo. Nesta secção serão abordados os subsistemas analógicos - transdutores (eléctrodos capacitivos) e circuito de condicionamento de sinal (circuito de amplificação), cujo objectivo é a captura do evento bioeléctrico e optimização do sinal eléctrico produzido. Os subsistemas digitais responsáveis pela conversão analógico-digital e processamento de sinal serão tratados no capítulo seguinte. Figura 3.8: Diagrama de blocos adoptado para o sistema de registo do ECG sem contacto. Para executar o registo, os eléctrodos capacitivos são fixados em objectos que fazem parte do quotidiano do paciente, tais como: cadeira (encosto), banco de automóvel (encosto), cama (dentro do colchão) ou até mesmo na roupa. Os eléctrodos são ligados a um amplificador de instrumentação com impedância de entrada e ganho elevados, com Factor de Rejeição de Modo Comum (do anglosaxónico: Common-Mode Rejection Ratio) (CMRR) e Factor de Rejeição da Fonte de Alimentação (do anglosaxónico: Power Supply Rejection Ratio) (PSRR) adequados. Ao contrário dos sistemas convencionais de registo de ECG onde a impedância de ligação eléctrodo-pele é baixa, o sistema de medida sem contacto apresenta uma impedância de ligação muito superior. É necessário reduzir a impedância de ligação entre os eléctrodos capacitivos e a pele, de acordo com a secção anterior, é representada pela impedância de um condensador. De modo a reduzir esta impedância é necessário o aumento da capacidade, com o incremento de área das armaduras, diminuição da distância entre ambas (diminuição da distância entre o eléctrodo capacitivo e a pele) e a utilização de diferentes tipos de materiais dieléctricos. Outra dificuldade é justamente o ambiente em torno do paciente. Rodeado por linhas de alimentação que derivam da rede de distribuição eléctrica e que operam a níveis de tensão elevados, na ordem das centenas de Volt. O paciente vai estar acoplado capacitivamente com as linhas de alimentação, Figura 3.9. O sinal de ECG é da ordem do milivolt para os sistemas convencionais, 28

51 mas para o sistema de registo sem contacto a amplitude será inferior e a interferência causada pelo acoplamento capacitivo pode mascarar por completo o sinal de biopotencial. A estratégia adoptada para evitar este tipo de interferência é criar um blindagem de campo eléctrico em toda a extensão do protótipo, desde os eléctrodos ao circuito de amplificação. Figura 3.9: Acoplamento capacitivo entre o paciente e as linhas de alimentação na proximidade (imagem adaptada) [20]. Ao todo foram desenvolvidos 3 protótipos, sempre com o objectivo de melhorar os subsistemas analógicos para a captura do ECG, enquanto os subsistemas digitais foram conservados justamente pela versatilidade que oferecem na adaptação aos vários subsistemas analógicos. Segue-se uma descrição sumária dos subsistemas analógicos desenvolvidos para cada protótipo: 1. O primeiro protótipo pretende assemelhar-se o mais possível ao modelo ilustrado na Figura 3.7. Procura-se maximizar a impedância de entrada do amplificador com a eleição de um amplificador cuja corrente de polarização é extremamente baixa (na ordem dos fa), e a capacidade dos eléctrodos capacitivos com o aumento da área. No entanto este protótipo não é totalmente capacitivo uma vez que existe uma ligação de baixa impedância (através de um eléctrodo húmido) entre o paciente e o comum electrónico do circuito de amplificação. 2. No segundo protótipo, é apresentado um novo amplificador que oferece uma impedância de entrada superior, são introduzidas técnicas de cancelamento de ruído e um circuito activo responsável por originar um potencial de referência capacitivo, partilhado pelos eléctrodos. 3. O terceiro protótipo apresenta um circuito de amplificação semelhante ao do segundo à excepção do circuito activo que gera o potencial de referência, que foi substituído por 2 circuitos activos e independentes que produzem o potencial de referência para cada eléctrodo. Além do circuito de amplificação os eléctrodos também sofreram modificações: incremento da capacidade dos eléctrodos com a utilização de dieléctricos cuja permitividade é superior à do ar e o aumento da área sem a alteração das as dimensões. 29

52 3.2.1 Protótipo I Eléctrodos Capacitivos O potencial eléctrico desenvolvido pelo coração é capturado pelos 2 eléctrodos capacitivos que estão por de cima da roupa. O eléctrodo capacitivo é composto pela face do eléctrodo e pela guarda e/ou blindagem, como representado na Figura Figura 3.10: Eléctrodo capacitivo, modelo 3D. A face do eléctrodo, quadrada (8 cm x 8 cm) foi projectada numa placa de circuito impresso flexível e com dupla face (10 cm x 30 cm x 50 µm). Para a espessura de roupa (t-shirt de algodão) considera-se 1 mm, com uma permitividade relativa de ε r = 2 [8]. Portanto, a capacidade entre o corpo e a face do eléctrodo foi estimada em 113 pf, e a sua impedância varia entre os 2 GΩ e 14 MΩ para o intervalo de frequências que vai desde 0,7 Hz até 100 Hz. A face de cada eléctrodo é ligada directamente às entradas de alta impedância do amplificador de instrumentação. A guarda (ou blindagem) para este tipo de eléctrodos é fundamental uma vez que permite mitigar o acoplamento capacitivo entre a face do eléctrodo e ligação ao amplificador com fontes de ruído na proximidade. O acoplamento capacitivo é desejado, mas apenas entre a pele e a face do eléctrodo e para o espectro de frequências envolvidas no evento bioeléctrico. Para compreender a importância da blindagem fez-se uma breve descrição do problema, com um exemplo prático. O acoplamento capacitivo existente entre as fontes ruído pode ser modelado pelo circuito da 30

53 Figura 3.11, onde V n é a fonte de ruído (linhas de alimentação V/50 Hz, máquinas eléctricas, circuitos de RF, etc.), C s é o condensador que representa o fenómeno de acoplamento capacitivo, Z é a impedância do receptor (face do eléctrodo capacitivo ligada à entrada de alta impedância do amplificador), e V no é a tensão resultante do ruído aos terminais de Z. Figura 3.11: electrónico [21]. Circuito equivalente do acoplamento capacitivo entre uma fonte de ruído e um dispositivo A corrente gerada pelo ruído, i n = V n /Z + Z Cs, dá origem a uma tensão de ruído, V no = V n /(1 + Z Cs /Z). Por exemplo, se C s = 2.5 pf, Z = 70 MΩ, e V n = 100 mv com 50 Hz, o ruído gerado teria 5 mv, superior à amplitude do ECG que se estima inferior a 100 µv para este tipo de eléctrodos. É importante reconhecer o efeito que este tipo de capacidades parasitas (causadas pelo acoplamento indesejado) tem sobre circuitos sensíveis, sobretudo circuitos com níveis de impedância elevados. Quando a guarda é adicionada, ocorre a mudança de situação do circuito da Figura 3.11 que é exemplificado pelo circuito da Figura Assumindo que a impedância da blindagem é nula, a corrente i n1 (gerada pela fonte de ruído) na malha esquerda será V n /Z Cs, enquanto a corrente i n2 na malha direita será zero, desde que não exista nenhuma fonte. Desta forma, na ausência de corrente não será desenvolvida tensão em Z, ou seja, a face do eléctrodo e a ligação ao amplificador estão protegidas do ruído irradiado por outras fontes [19][21]. A blindagem da face dos eléctrodos foi projectada na mesma placa de circuito impresso. A face dos eléctrodos ocupa parte de uma das faces da placa, enquanto a blindagem está presente em ambas as faces. Em torno dos eléctrodos é criada uma moldura (1 a 2 cm) que dista 1 mm dos eléctrodos, e que está ligada à face oposta aos eléctrodos. Desta forma as faces dos eléctrodos capacitivos estão protegidas do ruído que pode surgir das direcções que não aquelas que se pretende captar o ECG. A blindagem entre o eléctrodo capacitivo e o circuito de amplificação é feita com um cabo coaxial. Na Figura 3.13 podemos observar em detalhe a secção dos eléctrodos capacitivos com a blindagem. 31

54 Figura 3.12: Circuito equivalente ao da Figura 3.11, mas com blindagem entre a fonte de ruído e o dispositivo electrónico [21]. Figura 3.13: Secção dos eléctrodos capacitivos (modelo 3D) que ilustra a blindagem construida Circuito de Amplificação Depois de captado pelos eléctrodos capacitivos, o sinal de biopotencial segue para a fase de amplificação. O amplificador de instrumentação utilizado é o INA116 da Burr Brown [22], cuja estrutura interna está representada na Figura Este amplificador tem uma impedância de entrada elevada e uma corrente de polarização extremamente baixa, bem como um elevado CMRR e PSRR. Recordando a aplicação do amplificador de instrumentação, este é utilizado para amplificar a diferença de potencial nos dois eléctrodos capacitivos. 32

55 Figura 3.14: Estrutura interna do amplificador de instrumentação - INA116 [22]. O sinal de ECG medido num eléctrodo está desfasado relativamente ao sinal medido no outro eléctrodo, portanto a diferença entre os sinais é amplificada e o ruído em comum aos dois eléctrodos, é atenuado. O rácio de amplificação exigido para um sinal diferencial relativamente a amplificação do sinal de modo comum é chamado de CMRR. Contemplando este e outros parâmetros técnicos do INA116 como a curva de CMRR versus frequência (Figura 3.15), ganho e largura de banda dos sinais, a escolha para o nível de amplificação foi de 1000 V/V, mas com este ganho tão elevado facilmente o amplificador pode saturar mesmo alimentado a ±12V. A razão pelo qual foi escolhido este valor para o ganho deve-se ao facto de a amplitude reduzida dos sinais de ECG capturados pelos eléctrodos. Figura 3.15: Gráficos que representam o ganho do amplificador e o CMRR, em função da frequência [22]. A topologia de 3 amplificadores operacionais adoptada para o INA116 (Figura 3.14) permite que o ganho seja estabelecido apenas por uma resistência externa, de acordo com a equação 3.7. O valor de R G é portanto, 50 Ω. A estabilidade e desvio da temperatura de R G podem afectar o ganho e diminuir reduzir a exactidão. 33

56 G = kΩ R G (3.7) Num registo ideal, o acto de medida não deve interferir no comportamento do sistema eléctrico sujeito à medição, ou seja, o sistema de medida não deve actuar como uma carga [20]. De forma a minimizar a presença do circuito de medição, o INA116 dispõe de uma impedância de entrada muito grande (> Ω). A corrente de polarização das entradas do INA116 é extremamente pequena 3 fa, o circuito de polarização consiste numa resistência de 100 MΩ ligada entre cada entrada e a massa (circuito da Figura 3.16). Sem o caminho para a corrente de polarização, as entradas estariam flutuantes e a diferença de potencial entre ambas facilmente conduzem o amplificador à saturação. Figura 3.16: Circuito que exemplifica o caminho para as correntes de polarização das entradas do INA116 [22]. No entanto o INA116 tem a capacidade de funcionar adequadamente com as entradas flutuantes. Esta vantagem do amplificador é possível graças à ínfima corrente de polarização e alguns procedimentos específicos. Para que o amplificador funcione com as entradas flutuantes é imprescindível que estas sejam ligadas ao circuito de polarização (Figura 3.16) pelo menos uma vez após estabilizada a alimentação do INA116, ou então, serem ligadas periodicamente. Quando se liga as resistências, o que se esta a fazer é retirar a carga das capacidades parasitas do andar de entrada do amplificador, deste modo é possível maximizar a impedância de entrada do amplificador na ordem dos Ω, muito superior aos 100 MΩ quanto as entradas então ligadas ao circuito de polarização. A solução encontrada para ligar/desligar o circuito de polarização das entradas do INA116 consiste em intercalar com as resistências (R1 e R2) relés de estado sólido, que são accionados por um sinal de controlo externo. Os relés utilizados são R32MA1 (Figura estrutura interna) fabricados pela SHARP (Opto Analog Devices Division Electronic Component), o critério de selecção deve-se as suas dimensões reduzidas, e simplicidade de implementação. Os relés são accionados em simultâneo por uma fonte de corrente controlada por tensão, que está ligada ao sinal de controlo. A Figura 3.17 ilustra a solução descrita para o circuito de polarização com os relés ligados e 34

57 desligados, e a impedância equivalente para as entradas do INA116. Figura 3.17: Circuito de polarização simplificado para as entradas do INA116 com controlo externo Compatibilidade Electromagnética - EMC O sucesso do circuito não depende apenas do eléctrodo e da instrumentação electrónica, o cuidado com a compatibilidade electromagnética é um aspecto muito importante. A compatibilidade electromagnética define-se como a capacidade do sistema eléctrico ou electrónico funcionar correctamente num ambiente eletromagnético. A compatibilidade pode ser analisada do ponto de vista de radiação ou susceptibilidade. No sistema desenvolvido o aspecto mais importante é a susceptibilidade, e as principais causas de acoplamento de ruído do sistema são: por condução e campos eletromagnéticos radiados. Existem três tipos de acoplamento que devem ser considerados. O primeiro é o acoplamento capacitivo, que resulta da interacção de campos eléctricos entre dois circuitos. O segundo é o acoplamento indutivo, que resulta da interacção do campo magnético de dois circuitos. O terceiro é a combinação dos campos eléctrico e magnético (apropriadamente) designado por acoplamento electromagnético, ou radiação. Os cabos são da maior importância, porque são os elementos do sistema mais longos e susceptíveis ao ruído radiado. A principal fonte de ruído que afecta o funcionamento do sistema é a rede eléctrica (230V/50 Hz), e devido ao acoplamento capacitivo e por condução (introduzido pela 35

58 fonte de alimentação que está ligada à rede eléctrica). Contudo, não devem ser desprezadas outras fontes externas de ruído, que variam com o ambiente electromagnético onde o sistema é utilizado [19]. Da mesma forma que os eléctrodos capacitivos, a solução para minimizar o acoplamento capacitivo passa por utilizar blindagem do campo eléctrico, mas existem diferenças na implementação da blindagem do circuito de amplificação e dos eléctrodos. A blindagem do circuito é feita com uma gaiola de Faraday, a ligação ao sistema de aquisição é feita com um cabo coaxial e para alimentação utilizou-se um cabo com dois fios condutores envolvidos por uma malha condutora, semelhante ao cabo coaxial. Estes componentes da blindagem do circuito estão ligados entre si, e a um potencial eléctrico de baixa impedância, como é o caso da Terra. A guarda dos eléctrodos descrita no ponto não está ligada a Terra. O fabricante do amplificador recomenda para aplicações que exigem impedância de entrada elevada, uma configuração específica, representada na Figura Cada entrada do amplificador dispõe de pinos de guarda que facilitam a blindagem das entradas em toda a sua extensão, entre o amplificador e os eléctrodos capacitivos. Figura 3.18: Blindagem recomendada para o INA116 [22] (imagem adaptada). A dimensão dos fios e cabos foi minimizada de modo a reduzir o acoplamento e o ruído. Se a blindagem não for suficiente, é feita a filtragem por software (filtros digitais). Nas figuras 3.19 e 3.20, podemos observar o circuito de amplificação com e sem blindagem, bem como o esquema eléctrico equivalente. Nas figuras, V n representa a fonte de ruído, C n1, C n2 e C n3 os condensadores de acoplamento entre o circuito de amplificação e a fonte de ruído, C e1 e C e2 os eléctrodos capacitivos e R pol as resistências de polarização do INA116. Na figura 3.20 existem dois condensadores que ilustram o acoplamento entre as entradas do amplificador e a blindagem, C b1 e C b2. No circuito da Figura 3.19, a fonte de ruído dá origem a uma tensão de ruído, V no1 = (Z 1 V n )/(Z 1 + Z Cn2 ) presente em ambas as entradas (V no1 = V no2 ) do INA116. O amplificador 36

59 graças ao elevado CMRR (95dB) permite rejeitar parte do ruído, o restante será amplificado. Figura 3.19: Circuito de amplificação sem blindagem, e circuito equivalente. Aplicando a blindagem ao circuito de amplificação (Figura 3.20) verifica-se que a fonte de ruído deixa de induzir ruído nas entradas do amplificador. A fonte de ruído passa a estar acoplada à blindagem, que cria um caminho de baixa impedância para o ruído. É importante referir que esta é uma abordagem simplificada, mas suficiente para identificar a fraqueza do circuito em termos de compatibilidade electromagnética, e elaborar uma solução para atenuar o ruído externo. Figura 3.20: Circuito de amplificação com blindagem, e circuito equivalente. 37

60 Esquema eléctrico O esquema eléctrico do circuito de condicionamento de sinal que engloba os pontos descritos anteriormente, está representado na Figura Figura 3.21: Esquema eléctrico do circuito de condicionamento de sinal Layout O circuito de condicionamento de sinal é bastante sensível relativamente à impedância e corrente de polarização das entradas do amplificador. O fabricante do amplificador refere que os cuidados no layout do circuito e na montagem do componente na PCB são fundamentais para diminuir as correntes de fuga e maximizar a impedância das entradas [22]. Nas Figuras 3.22 e 3.23 podemos ver o layout recomendado para as entradas do INA116, e o que foi concebido para o protótipo. 38

61 Figura 3.22: Layout recomendado para os pinos de entrada do INA116 [22]. Figura 3.23: Layout do circuito de condicionamento de Sinal Registo de ECG obtido Na Figura 3.24 observa-se o registo de ECG obtido com este primeiro protótipo, onde é possível identificar 5 complexos QRS num intervalo de tempo de 6 segundos, o que equivale a um ritmo cardíaco mínimo de 50 batimentos por minuto (BPM). Acontece que para o registo da Figura 3.24 utilizou-se uma ligação de baixa impedãncia entre o paciente e o comum electrónico do circuito de amplificação, que está ligado a Terra. Na Figura 3.25 podemos observar um novo registo de ECG mas desta vez sem ligação de baixa impedância entre o paciente, ou seja, o corpo está flutuante e verifica-se que a relação sinal ruído piora drasticamente. Em resumo, este primeiro protótipo permitiu validar o principal objectivo da dissertação - medida do electrocardiograma sem contacto. Ainda assim, o objectivo não foi satisfeito na totalidade já que continua a existir uma ligação de baixa impedância entre o paciente e o sistema de medida. Esta limitação é suficiente para estimular o desenvolvimento de novos protótipos. 39

62 2.5 Filtro Passa Baixo (fc = 80 Hz) 2 Amplitude/mV Tempo/s 2 Filtro Passa Baixo (fc = 80 Hz) e Sine fit (50 Hz) 1.5 Amplitude/mV Tempo/s Figura 3.24: Registo de ECG com eléctrodos capacitivos, no topo o registo original e em baixo o registo filtrado. 5 Filtro Passa Baixo (fc = 80 Hz) Amplitude/mV Tempo/s 0.2 Filtro Passa Baixo (fc = 80 Hz) e Sine fit (50 Hz) Amplitude/mV Tempo/s Figura 3.25: Registo de ECG sem o paciente estar ligado a Terra (potencial de baixa impedância) Protótipo II O segundo protótipo surge na sequência da insatisfação do protótipo anterior no registo do ECG sem contacto, que utiliza uma ligação de baixa impedância entre o paciente o circuito electrónico de amplificação para melhorar relação sinal-ruído. O objectivo deste protótipo consiste em eliminar a ligação de baixa impedância, tornando o sistema registo do electrocardiograma abso- 40

63 lutamente capacitivo. O novo sistema é composto por um par de eléctrodos capacitivos (à semelhança do protótipo I) cercados por um eléctrodo maior, que está ligado a um circuito electrónico com realimentação permitindo criar um comum electrónico capacitivo. Existe ainda outro eléctrodo que liga a um circuito electrónico adicional, que em conjunto tem a capacidade de rejeitar de forma dinâmica as interferências presentes nos sinais de ECG captados. Desta forma os eléctrodos e o circuito de amplificação têm a capacidade de cancelar directamente as interferências que atingem os eléctrodos sem haver qualquer tipo ligação entre o paciente o sistema [23] Circuito de Amplificação Na Figura 3.26 podemos observar o esquema de blocos simplificado para o segundo protótipo. Esta ilustração permite dar enfâse aos três blocos que compõem o novo circuito de amplificação: Andar de entrada com alta impedância Comum electrónico capacitivo Circuito activo de cancelamento de interferências Figura 3.26: Esquema de blocos simplificado do eléctrodo, guarda, sensor de acoplamento de campo eléctrico, realimentação da tensão de modo comum e amplificador de compensação de interferências [23]. 41

64 Andar de entrada O andar de entrada do novo protótipo, visto pelos eléctrodos é equivalente ao do protótipo anterior, no entanto o circuito eléctrico é diferente. No protótipo I, o circuito de amplificação resume-se ao amplificador de instrumentação INA116, que integra num único chip o andar de entrada para cada eléctrodo e o amplificador diferencial. Para o novo protótipo é adoptada uma topologia diferente para o circuito de amplificação, em que os eléctrodos não ligam directamente ao amplificador de instrumentação. Para cada eléctrodo capacitivo existe um andar de entrada independente. Recordando o esquema da Figura 3.26, o motivo da nova implementação para o andar de entrada surge com a necessidade de implementar os circuitos para o comum electrónico capacitivo e cancelamento activo de interferêrencias, que utilizam os sinais gerados pelos amplificadores de entrada, e que com o INA116 seria impossível. Para o circuito eléctrico do andar de entrada procurou-se pôr amplificadores cujas características de entrada são parecidas às do INA116 e o resultado foi o amplificador LMP7721 da National Semiconductor com corrente polarização inferior a 3 fa, CMRR na ordem dos 100 db e de acordo com o datasheet oferece um valor médio de ruído de 30 nv/ Hz entre os 0,1 Hz e os 100 Hz. Para a banda de 100 Hz o nível de ruído é sensivelmente 300 nv, bastante inferior à amplitude do ECG captado pelo protótipo anterior ( 1, 5 mv). É importante não desprezar outras fontes de ruído que afectam o andar de entrada do amplificador, como o ruído térmico que pode ser mitigado através do arrefecimento das resistências e do amplificador, enquanto o ruído com origem no campo eléctrico e captado pelo circuito pode ser atenuado com cuidados no design da PCB (minimizando as capacidades parasitas) e através de blindagem. Na Figura 3.27 estão representadas as curvas de CMRR e ruído de entrada em função da frequência, para o amplificador LMP7721. Figura 3.27: Gráficos que representam o CMRR e o ruído nas entradas do amplificador LMP7721, em função da frequência [24]. Da mesma forma que o INA116, o amplificador LMP7721 requer a polarização das entradas 42

65 para funcionar adequadamente, uma vez que liga directamente ao eléctrodo capacitivo. A abordagem comum para o circuito de polarização dos amplificadores consiste em ligar uma resistência (com impedância elevada) entre a entrada do amplificador e o comum electrónico do circuito. Acontece que esta passa a definir a impedância de entrada do amplificador. O circuito da Figura a) ilustra a abordagem descrita anteriormente aplicada ao amplificador LMP7721, e na Figura b) está representado o circuito equivalente, considera-se os mesmos valores para a resistência de polarização (100 MΩ) e capacidade dos eléctrodos (113 pf) utilizados no protótipo I. Figura 3.28: a) Circuito seguidor de tensão com amplificador LMP7721 ligado ao eléctrodo, e com polarização. b) Esquema eléctrico equivalente. Analisando o circuito é possível determinar a função de transferência (Equações 3.8 e 3.9) e caraterizar o ganho do circuito em função da frequência. Na Figura 3.28 o condensador C elec representa o eléctrodo capacitivo, R pol a resistência de polarização, R entrada e C entrada a impedância de entrada do amplificador. A fonte V i representa o sinal de entrada e V o o de saída, a fonte de tensão V oao controlada por V X representa o circuito seguidor de tensão, sendo V X a tensão à entrada do 43

66 circuito. V o = V o R pol //R entrada //Z Centrada = (3.8) V i V X (R pol //R entrada //Z Centrada ) + Z Celec V o V i = V o V X = R entrada + R pol + ωc entrada R entrada R pol R entrada + R pol + R entradar pol (3.9) ωc elec + ωc entrada R entrada R pol O datasheet do LMP7721 não fornece o valor da impedância de entrada (resistência e capacidade). Para calcular a resposta em frequência do ganho e impedância de entrada do circuito, considerou-se os valores de impedância de entrada do INA116, resistência de entrada Ω e capacidade 0, 2 pf. Na Figura 3.29 podemos observar as características de transferência para as baixas frequências correspondente à componente espectral do ECG, o ganho aproximadamente 10 db e a impedância igual à resistência de polarização (10 8 Ω). Pode-se concluir que a resistência de polarização tem capacidade de estabilizar o amplificador quando ligado a sensores capacitivos, no entanto tem a desvantagem de atenuar a amplitude do sinal captado Caracteristica Transferencia Impedancia de entrada MOhms X: 1 Y: X: 10.2 Y: Ganho(dB) Frequencia (Hz) Caracteristica Transferencia Ganho X: 1 Y: X: 10 Y: Frequencia (Hz) Figura 3.29: Caracterização da impedância de entrada (em cima) e ganho (em baixo) do circuito seguidor de ten sao com a resistência de polarização (simulações realizadas no software MatLab). A solução encontrada para equilibrar o ganho do circuito seguidor de tensão para as baixas frequências, mantendo a polarização da entrada do amplificador, é a técnica de Bootstrapping. Esta técnica permite ao amplificador manter a impedência de entrada elevada, próxima da especificação 44

67 fornecida pelo fabricante e consiste na realimentação positiva do amplificador. A Figura 3.30 revela a malha de realimentação positiva para o circuito seguidor de tensão com o amplificador LMP7721. Figura 3.30: Circuito seguidor de tenão com realimentação positiva (Bootstrapping). Para compreender a malha de realimentação e dimensionar os componentes desenhou-se o circuito eléctrico equivalente com componentes discretos (Figura 3.31). Figura 3.31: Esquema equivalente do circuito seguidor de tenão com realimentação positiva (Bootstrapping). A análise do circuito permite determinar uma expressão para a impedância de entrada do circuito em função dos componentes da malha de realimentação: R a, R b e R c. A capacidade dos eléctrodos (113 pf) e a impedância de entrada do amplificador (10 15 Ω e 0,2 pf) são iguais aos do circuito da Figura 3.28 para efeito de comparação. 45

68 V X R entrada K = (3.10) i X R entrada + K + ωkc entrada R entrada K = R b + R c + R br c R a (3.11) V o = V o ωkr entrada C elec = (3.12) V i V X R entrada + K + ωkc entrada R entrada + K + ωkc elec R entrada A partir das equações 3.10 e 3.12 pode-se concluir que o aumento do ganho do circuito e da impedância de entrada são directamente proporcionais a R b e R c e inversamente proporcional a R a. Na Figura 3.32 estão as características de transferência para o ganho e impedância de entrada para várias combinações de valores na malha de realimentação R a, R b, R c. GOhms Caracteristica Transferencia Impedancia de entrada Ra=4.7k,Rb=10M, Rc=100M Ra=4.7k,Rb=7.5M,Rc=100M Ra=4.7k,Rb=5.0M,Rc=100M Ra=4.7k,Rb=2.5M,Rc=100M 50 Ganho(dB) Frequencia (Hz) Caracteristica Transferencia Ganho 1 Ra=4.7k,Rb=10M, Rc=100M 1.5 Ra=4.7k,Rb=7.5M,Rc=100M 2 Ra=4.7k,Rb=5.0M,Rc=100M Ra=4.7k,Rb=2.5M,Rc=100M Frequencia (Hz) Figura 3.32: Caracterização da impedância de entrada (em cima) e ganho (em baixo) do circuito seguidor de ten sao com Bootstrapping (simulações realizadas no software MatLab). Para validar os resultados das simulações obtidas a partir do modelo da Figura 3.31, procedeuse à simulação do circuito num software específico de simulação, e com o modelo do amplificador LMP7721 fornecido pelo fabricante. A ferramenta de simulação utilizada foi o TINA-TI desenvolvido pelas Texas Instruments baseado em SPICE (Simulated Program with Integrated Circuits Emphasis). 46

69 Na Figura 3.33 estão os resultados das simulações realizadas no software TINA-TI para o circuito seguidor de tensão com realimentação, preservando o valor dos componentes utilizados nas simulações da Figura Observa-se algumas diferenças nos resultados derivado da incerteza no valor da impedância de entrada utilizado nas simulações anteriores. O comportamento do ganho é semelhante em ambas as Figuras 3.32 e 3.33, mas o da impedância revela melhor desempenho para as simulações que utilizam o modelo do amplificador LMP7721, uma vez que a impedância de entrada se mantém aproximadamente constante. GOhms Caracteristica Transferencia Impedancia de entrada Ra=4.7k,Rb=10M, Rc=100M Ra=4.7k,Rb=7.5M,Rc=100M Ra=4.7k,Rb=5.0M,Rc=100M Ra=4.7k,Rb=2.5M,Rc=100M 50 Ganho(dB) Frequencia (Hz) Caracteristica Transferencia Ganho 0.3 Ra=4.7k,Rb=10M, Rc=100M Ra=4.7k,Rb=7.5M,Rc=100M 0.4 Ra=4.7k,Rb=5.0M,Rc=100M Ra=4.7k,Rb=2.5M,Rc=100M Frequencia (Hz) Figura 3.33: Caracterização da impedância de entrada (em cima) e ganho (em baixo) do circuito seguidor de ten sao com Bootstrapping (simulações realizadas no software TINA-TI). Recordando o ganho do circuito e a impedância de entrada, pode-se concluir que a melhoria foi significativa com a realimentação positiva, o ganho atinge agora os 0 db antes de 1Hz. A impedância de entrada no circuito 3.28 é inferior a 10 8 Ω e agora é da ordem dos Ω. Os valores das resistências seleccionados para o circuito de realimentação são: Ra 4, 7kΩ, Rb 10MΩ, Rc 100MΩ. Semelhante ao primeiro protótipo, foi construído um circuito de polarização adicional para as entradas do amplificador apesar da polarização estar assegurada pela malha de realimentação. O circuito tem a capacidade de ser controlado externamente, é constituído pelos relés de estado 47

70 sólido (R32MA1) já utilizados e por resistências de 1 MΩ (Figura 3.34). A vantagem deste circuito é apressar a descarga das capacidades parasitas do andar de entrada do amplificador e a sua polarização. Figura 3.34: Esquema equivalente do circuito seguidor de tenão com realimentação positiva (Bootstrapping) e polarização adicional Comum Electrónico Capacitivo O circuito de medida de ECG do novo protótipo deseja encontrar uma solução para o problema do comum electrónico. Pretende-se eliminar a ligação de baixa impedância entre o paciente e o circuito de amplificação, que conduz ao desenvolvimento de um Comum Electrónico Capacitivo (CEC), formado por um circuito amplificador e um eléctrodo capacitivo. O objectivo do CEC é diminuir a tensão de modo comum captada por cada um dos eléctrodos do registo do ECG, que aumenta consideravelmente com esta nova configuração, porque o paciente passa a estar flutuante (não existe nenhum potencial de referência ligado ao paciente). A abordagem por detrás deste objectivo é simples, e consiste na determinação do valor médio dos sinais de ECG e injectar esse resultado de volta no paciente através de um eléctrodo semelhante aos utilizados no registo do ECG. O eléctrodo utilizado no cancelamento da tensão de modo comum circunda os eléctrodos capacitivos de registo do ECG, sendo que o cancelamento é local, ou seja, apenas na região do corpo que está acoplada com os eléctrodos capacitivos. No protótipo anterior este eléctrodo estava ligado ao comum electrónico do circuito de amplificação e desempenhava a função de guarda/blindagem. A 48

71 Figura 3.35 ilustra o circuito electrónico responsável pelo cálculo da tensão de modo comum, a partir dos sinais de saída de cada amplificador de entrada. O circuito consiste numa montagem somador inversor, que fornece ao eléctrodo capacitivo a tensão de modo comum com sinal contrário. Figura 3.35: Circuito de amplificação com comum electrónico capacitivo. Para compreender o funcionamento do circuito de cancelamento da tensão de modo comum desenhou-se o circuito equivalente, da Figura A avaliação de desempenho do circuito é feita a partir da função de transferência do potencial de modo comum no paciente (V MC ), com a fonte de ruído externa (V n ). Figura 3.36: Esquema equivalente do circuito de amplificação com comum electrónico capacitivo. Na Figura 3.36, os condensadores C e1 (113pF) e C e2 (113pF) representam os eléctrodos capacitivos para o registo do ECG, e C CEC o eléctrodo que injecta no paciente a tensão de modo comum invertida. Os condensadores C n (2 pf) e C b (200 pf) [25] representam o acoplamento do 49

72 paciente com fonte de ruído e o comum electrónico do circuito de amplificação, que é a Terra. A fonte de tensão V x = A X (V c1 + V c2 ), descreve o circuito de cálculo da tensão de modo comum, sendo A x = R f /R g o ganho do circuito somador inversor. Os amplificadores de entrada com realimentação positiva, que ligam aos eléctrodos, são representados por uma impedância (Z A ), equivalente à impedância de entrada e por um AMPOPs ideais. A impedância entrada (Z A ) toma o valor de 130 GΩ determinado pelas simulações anteriores (Figura 3.33). A expressão 3.13 descreve a função de transferência do circuito, e permite identificar quais as variáveis que favorecem o ganho do circuito. Apesar da quantidade de variáveis disponíveis (associadas a cada um dos componentes) investigou-se apenas duas, A X e C CEC. O amplificador utilizado no cálculo da tensão de modo comum não exige os mesmos requisitos de impedância de entrada que os utilizados para os eléctrodos, no entanto requer que a tensão residual de entrada seja baixa, devido à amplitude reduzida dos sinais de ECG captados. O amplificador utilizado foi o OPA2604 produzido pela Burr-Brown, e especifica 1 mv para a tensão residual de entrada. V MC V n = C p C CEC (ωc b + ωc p + 1 K K 2 ωc CEC A X ( Z A K 1 + Z A K 2 ) + 1) (3.13) K 1 = Z A + 1 ωc e1, K 2 = Z A + 1 ωc e2 (3.14) A partir da expressão 3.13 pode-se simular a característica de transferência para o ganho do circuito em função da frequência, para diferentes valores de A X e C CEC (Figura CMV3). Figura 3.37: Caracterização do ganho do circuito para diferentes valores de ganho A X, mantendo a capacidade C CEC. 50

73 Figura 3.38: Caracterização do ganho do circuito para diferentes valores de capacidade do condensador C CEC, mantendo o ganho A X. Os resultados das simulações revelam a capacidade do circuito em atenuar a tensão de modo comum no paciente, permitindo maximizar a SNR dos sinais de ECG captados. A solução para melhorar o desempenho do circuito passa pelo aumento do ganho A X, e da capacidade do eléctrodo C CEC. No entanto o aumento deve ser ponderado, o ganho deve ser maximizado tendo em conta a saturação do amplificador, e a capacidade está limitada pela dimensão do eléctrodo. Para o protótipo desenvolvido, o eléctrodo tem uma área 3 vezes superior à dos eléctrodos de ECG perfazendo uma capacidade de 340 pf, enquanto o ganho A X = 1/2. É importante lembrar que o desempenho/comportamento do circuito é reduzido pelos movimentos do paciente, com o aumento da distância entre a superfície corporal e os eléctrodos capacitivos, que se traduz na redução da capacidade Rejeição dinâmica de ruído Os sinais de ECG captados e reproduzidos pelos amplificadores de entrada seguem para o amplificador de instrumentação, que tem a capacidade de remover a tensão de modo comum presente em ambos os sinais. Com o propósito de melhorar o CMRR do amplificador construiu-se um circuito adicional e um eléctrodo flutuante, que captam o ruído com origem no campo eléctrico, e que é subtraído do ruído de modo comum proveniente dos eléctrodos, como representado na Figura Na Figura 3.39 podemos observar que o eléctrodo flutuante está acoplado aos 2 eléctrodos capacitivos de registo do ECG, e liga a um andar de entrada idêntico ao dos eléctrodos. Depois captado o ruído, o sinal resultante segue para a montagem inversora que liga a cada um dos sinais provenientes dos eléctrodos. No circuito não está representado o circuito electrónico para o 51

74 com electrónico capacitivo, esta descisão foi tomada no sentido de tratar cada circuito de forma independente, e simplificar a abordagem para cada um. Figura 3.39: Circuito de medida do ECG com o circuito de rejeição dinâmica de ruído. A Figura 3.40 ilustra o esquema equivalente do circuito da Figura 3.39, permitindo identificar os componentes intervenientes do circuito. Figura 3.40: Esquema eléctrico equivalente do circuito de medida do ECG com rejeição dinâmica de ruído. No circuito equivalente os condensadores C EF CS1 e C EF CS2 representam o acoplamento capacitivo entre os eléctrodos e o Eléctrodo Flutuante para captar o ruído (EFCS), cuja capacidade é a soma das anteriores (C EF CS = C EF CS1 + C EF CS2 ). As fontes de tensão controladas por tensão, ilustram as saídas dos amplificadores ligados aos eléctrodos capacitivos (V 1 e V 2 ), bem como o circuito que liga ao EFCS (V 3 = A Y V EF CS ). Os valores dos restantes componentes do circuito são mantidos, de acordo com as seções anteriores: C n =2 pf, C b = 200 pf, C e1 = C e2 =113 pf e Z A =140 GΩ. 52

75 Para caracterizar o circuito é fundamental determinar o ganho, que corresponde ao quociente da tensão de modo comum presente em cada uma das entradas o amplificador de instrumentação (V MC3,V MC4 ) com o ruído gerado pela fonte de ruído externa (V p ). Apesar da simplicidade do esquema equivalente, a determinação do ganho não é trivial, bem como a expressão equivalente que sustenta imensas variáveis. A forma adequada para representar o circuito é a equação matricial (Equação 3.15), que resulta da aplicação das Leis de Kirchhoff. A dificuldade reside na determinação da ten sao V EF CS, ou seja, o ruído captado pelo eléctrodo flutuante. A partir da equação matricial, e recorrendo a um software de cálculo numérico é possível determinar o ruído captado sem esforço Z p Z b Z b Z Ce1 0 Z A Z Ce1 Z CEF CS1 0 Z Ce2 Z CEF CS Z CEF CS1 Z A Z A Z CEF CS2 Z A Z A i 1 i 2 i e1 i e1a i e1b i e2 i e2a i e2b i efcs = V n (3.15) Além da determinação do ruído captado (V EF CS ), é necessário achar o valor da tensão de modo comum presente em cada um dos eléctrodos - V MC1 e V MC2. A tensão de modo comum em cada uma das entradas é atenuada pelo circuito de rejeição como exemplificam as seguintes equações: V MC3 = V CM1 2 V EF CS + A Y, A Y = R f (3.16) 2 R a V MC4 = V CM2 2 V EF CS + A Y, A Y = R f (3.17) 2 R a As simulações realizadas investigam a influência da capacidade do eléctrodo flutuante no ganho do circuito, na Figura 3.41 pode-se observar as características de transferência para diferentes valores de capacidade do eléctrodo. Visto que o objectivo do circuito é mitigar o ruído, as simulações abrangem um espectro superior ao do ECG, porque o ruído que atinge o sistema de registo do ECG varia com o ambiente eletromagnético onde está inserido. Na maioria dos casos, o ruído predominante é gerado pela rede eléctrica (50 Hz/60 Hz), no entanto existem outras fontes que não devem ser desprezadas. 53

76 Figura 3.41: Esquema eléctrico equivalente do circuito de medida do ECG com rejeição dinâmica de ruído. Os resultados das simulações revelam a capacidade extraordinária do circuito em atenuar o ruído, porém é difícil antecipar se o desempenho se verifica na prática. Como se assiste, o ganho do circuito melhora com o aumento da capacidade do eléctrodos (C EF CS = C EF CS1 + C EF CS2 ), mas análogo ao eléctrodo utilizado no Comum Electrónico Capacitivo o aumento da capacidade está limitada pelas dimensões dos eléctrodos capacitivos que captam o ECG Eléctrodos Os eléctrodos desenvolvidos para o segundo protótipo numa primeira apreciação são parecidos com os primeiros desenvolvidos, por causa das dimensões (10cm x 30cm) que se mantêm, mas na realidade o novo eléctrodo esconde uma particularidade. No novo design existem 3 camadas condutoras, a terceira camada está escondida pelos eléctrodos e pela blindagem. Recordando a estrutura dos eléctrodos do primeiro protótipo, a camada adicional foi inserida entre as camadas existentes. Também é importante lembrar que a placa de Circuito Impresso (do anglosaxónico: Printed circuit board) (PCB) que sustenta os eléctrodos é flexível, adaptando-se ao corpo do paciente com o objectivo de reduzir a distância entre os eléctrodos e a pele, aumentando a capacidade dos eléctrodos. Na Figura 3.42, é ilustrada a configuração dos eléctrodos, as camadas impares são condutoras (cobre com 35 µm de espessura) e as pares isolantes (FR-4 com 50µm de espessura). A primeira camada inclui as faces dos eléctrodos capacitivos destinados ao registo do ECG, e o eléctrodo utilizado como Comum Electrónico Capacitivo. A camada 3 representa o eléctrodo flutuante que faz parte do circuito de Rejeição Dinâmica de Ruído, que capta o ruído presente nos eléctrodos de ECG. A última camada é utilizada como blindagem, e está ligada ao comum electrónico do circuito 54

77 de amplificação, que liga à Terra. As camadas 2 e 4 isolam as várias camadas condutoras. Figura 3.42: Estrutura dos eléctrodos capacitivos, modelo 3D (CEC - Comum Electrónico Capacitivo, EFCS - Eléctrodo Flutuante de captação de ruído). A capacidade dos eléctrodos de ECG mantém-se (113 pf), uma vez que não foram alteradas as dimensões. A capacidade do eléctrodo de comum electrónico é estimada em C CEC = 305 pf, e do eléctrodo flutuante em C EF CS = 33 nf. A blindagem destes eléctrodos é assegura apenas pela última camada, a decisão de retirar a blindagem da camada dos eléctrodos de ECG surge com a necessidade de implementar o comum electrónico capacitivo, permitindo a reutilização da PCB do primeiro protótipo Compatibilidade Electromagnética - EMC Os cuidados de compatibilidade electromagnética empregues no segundo protótipo são em tudo idênticos aos do primeiro, que consiste essencialmente na blindagem do campo eléctrico. Recordando, a blindagem é efectuada por uma gaiola de Faraday para o circuito de amplificação, e por cabos coaxiais para as ligações ao circuito. Na tentativa de melhorar o desempenho da blindagem, construiu-se uma gaiola de Faraday com dimensões reduzidas, e capaz de se fixar à PCB dos eléctrodos (Figura 3.43). A vantagem 55

78 desta configuração é a redução do ruído que afecta as ligações, através da diminuição das mesmas entre os eléctrodos e o circuito de amplificação. Figura 3.43: Gaiola de Faraday (8 cm x 8 cm x 8mm) fixada aos eléctrodos, modelo 3D Esquema eléctrico O esquema eléctrico do circuito de condicionamento de sinal que reúne os sub-circuitos apresentados anteriormente, encontra-se no anexo Layout Análogo ao protótipo I, o circuito de condicionamento de sinal (ou amplificação) é bastante sensível quanto á impedância de entrada, e ao ruído. O fabricante do novo amplificador (LMP7721) reforça a importância do layout e da montagem do componente no desempenho da impedância de entrada, e na susceptibilidade ao ruído. Na Figura 3.44 é ilustrado o layout recomendado para o componente, cujo cuidado está na protecção dos pinos de entrada do amplificador, através da guarda que os circunda. A guarda permite mitigar o acoplamento entre fontes ruído exteriores e os pinos de entrada do amplificador, 56

79 e sucessivamente reduzir as correntes de fuga que contribuem para a diminuição da impedância de entrada. A guarda prolonga-se desde os pinos do amplificador até aos eléctrodos capacitivos, para evitar o acoplamento das ligações com as fontes de ruído. O potencial da guarda é definido pelo circuito do comum electrónico capacitivo, possibilitando o cancelamento da tensão de modo comum presente em cada eléctrodo. Figura 3.44: Layout recomendado para a guarda dos pinos do amplificador LMP7721[24]. Na Figura 3.45 observa-se o layout efectuado para o segundo protótipo, onde é visível a guarda dos pinos de entrada para os vários amplificadores de captação do ECG, e do ruído. Figura 3.45: Layout realizado para o segundo protótipo. 57

80 Registo de ECG obtido Na Figura 3.46 observa-se o registo de ECG obtido com o segundo protótipo, onde é possível identificar 4 complexos QRS durante um período de 4 segundos, o que equivale a um ritmo cardíaco mínimo de 60 batimentos por minuto. O registo obtido foi inteiramente capacitivo, o que significa que não houve contacto (ohmico) entre o paciente e o sistema de registo. Os complexos QRS da Figura 3.46 exibem uma morfologia próxima dos complexos obtidos por um sistema convencional de registo do ECG. Contudo, para alcançar este desempenho foi necessário pressionar os eléctrodos contra o paciente, de forma a reduzir a distância entre ambos e aumentar a capacidade dos eléctrodos. Sucede que, o esforço necessário aplicado sobre os eléctrodos é de tal ordem excessivo que acaba por magoar o paciente. Figura 3.46: Registo de ECG obtido com o prototipo 2, aplicando pressão nos eléctrodos Em resumo, os resultados alcançados com este protótipo vão ao encontro do objectivo da dissertação, mas em contrapartida o sistema torna-se desconfortável para o paciente, sendo inevitável o desenvolvimento de outro protótipo para mitigar este constrangimento. 58

81 3.2.3 Protótipo III A eliminação do desconforto do paciente durante o registo do ECG é o motivo da realização deste protótipo. O novo protótipo é idêntico ao anterior à parte de algumas alterações especificas que afectam o circuito de amplificação e os eléctrodos. As alterações visam a melhoria da guarda e da impedância dos amplificadores de entrada, assim como a capacidade dos eléctrodos Circuito de Amplificação Na Figura 3.47 podemos observar o esquema de blocos do novo protótipo baseado no anterior, apesar da simplicidade permite identificar os blocos ou subcircuitos do circuito de amplificação sujeitos às alterações, que são: Andar de entrada com alta impedância Comum electrónico capacitivo Figura 3.47: Esquema de blocos simplificado do eléctrodo, guarda, sensor de acoplamento de campo eléctrico, realimentação da tensão de modo comum e amplificador de compensação de interferências. O circuito do Comum Electrónico Capacitivo foi retirado devido às alterações implementadas em cada um dos andares de entrada dos eléctrodos. Cada amplificador de entrada passa a ter um circuito de guarda activo, que se prolonga até aos eléctrodos. O circuito de guarda além de proteger do ruído o amplificador e a ligação entre o eléctrodo, tem também a capacidade de atenuar a tensão de modo comum presente em cada eléctrodo, como se para cada um existisse um comum electrónico próprio. 59

82 Andar de entrada O andar de entrada dos eléctrodos é igual ao do protótipo 2 à excepção do circuito de guarda adicionado, mostrado pela Figura Para simplificar a abordagem, decidiu-se representar os circuitos de amplificação do andar de entrada por AMPOPs ideais e pela sua impedância de entrada equivalente. A impedância do circuito de amplificação com Bootstrapping (Figura 3.34) é representada por Z A, e a impedância do seguidor de tensão da guarda, por Z B. Figura 3.48: Andar de entrada com guarda e cancelamento da tensão de modo comum. A opção de acrescentar o circuito de guarda foi tomada no sentido de cumprir as recomendações do fabricante do amplificador LMP7721, para este tipo de aplicações que exigem correntes de polarização extremamente baixas (<1 pa). O fabricante afirma que a guarda também actua como Bootstrapping da entrada, uma vez que a capacidade entre as pistas de guarda e as da entrada são canceladas (incluindo a capacidade dos cabos ligados à entrada e cuja a blindagem está ligada à guarda) [26]. A aplicação do circuito de guarda permite reduzir a capacidade de entrada do amplificador de 13 pf para 11 pf e aumentar a impedância de entrada [26]. O circuito de guarda é também utilizado no cancelamento da tensão de modo comum captada por cada eléctrodo. Relembrando a forma dos eléctrodos do protótipo anterior, para concretizar o cancelamento da tensão de modo comum é preciso adicionar uma cercadura/moldura (1 cm) em torno de cada eléctrodo, ligada à guarda. Esta configuração permite a cada eléctrodo injectar de 60

83 volta no paciente a tensão de modo comum captada. A vantagem do novo circuito está no tratamento individual da tensão de modo comum presente em cada eléctrodo, ao contrário do protótipo anterior que devolve o valor médio do modo comum dos 2 eléctrodos. Como consequência, o valor médio pode estar desviado do valor individual de um dos eléctrodos, e reduzir o cancelamento do modo comum nesse eléctrodo. A Figura 3.49 ilustra o esquema equivalente do circuito da Figura 3.48, onde C CMV representa a capacidade cercadura/moldura em torno do eléctrodo capacitivo de registo de ECG, e a fonte de tensão V Z = AV C1 substitui o amplificador de guarda. Este amplificador (LMP7715) está em paralelo com o amplificador de entrada (LMP7721), e portanto as impedâncias de entrada também. A impedância de entrada do circuito que liga aos eléctrodos como concluído do protótipo anterior é estimada em Z A = 140 GΩ, e a do amplificador LMP7715 em Z B = 10 TΩ (corrente de polarização < 100 fa), a impedância equivalente é aproximadamente igual a Z A. Figura 3.49: Esquema eléctrico equivalente do andar de entrada com guarda e cancelamento da tensão de modo comum. Para validar o desempenho do circuito de guarda no cancelamento da tensão de modo comum é indispensável determinar o ganho (Equação 3.18), que corresponde ao quociente da tensão de modo comum (V MC ) no paciente (na região do corpo acoplada com eléctrodo capacitivo), com a fonte de ruído externa (V n ). V MC Z b Z CMV (Z A + Z CE1 ) = V n Z Ab (Z CMV + Z p A x Z p ) + Z Ap Z CMV + Z CE1MV (Z b + Z p ) + Z bp (Z CE1 + Z CMV ) (3.18) Z Ab = Z A Z b Z Ap = Z A Z p Z bp = Z b Z p Z CE1MV = Z CE1 Z CMV 61

84 O comportamento do circuito no cancelamento da tensão de modo comum, é verificado através da característica de transferência do ganho, para diferentes valores de capacidade do eléctrodo capacitivo correspondente à cercadura/moldura. A modificação da capacidade manifesta-se através da alteração das dimensões da moldura. Os valores de capacidade utilizados nas simulações são determinados em função da capacidade dos eléctrodos de registo do ECG (C e1 = C e2 = 113 pf). Figura 3.50: Caracterização do ganho do circuito para diferentes valores de capacidade de C CEC mantendo o ganho 0 A Z 1. As simulações divulgam a robustez do circuito de guarda no cancelamento da tensão de modo comum no paciente, visto que o comportamento do ganho é idêntico nas várias simulações. No entanto é difícil assegurar que este se mantenha quando o circuito for implementado na PCB. Os valores de capacidade utilizados nas simulações correspondem a cercaduras/molduras com as seguintes dimensões de perfil: 3.81 mm (20%C e1 ), 7.32 mm (40%C e1 ), mm (60%C e1 ) e mm (60%C e1 ). Como a distância entre o paciente e os eléctrodos está sempre a mudar, as dimensões do perfil não devem ser reduzidas, de forma a compensar as oscilações da distância Eléctrodos Recordando, para captar o ECG sem contacto é preciso garantir duas coisas: maximizar a impedância de entrada do circuito amplificador que liga ao eléctrodo capacitivo, assim com a capacidade dos eléctrodos. Neste protótipo os eléctrodos foram sujeitos a várias alterações, no sentido de aumentar a capacidade, a rejeição da tensão de modo comum e a blindagem. O aumento da capacidade dos eléctrodos é alcançado de dois modos, o primeiro envolve a utilização de um material dieléctrico com permissividade superior à da roupa, e o segundo consiste 62

85 no aumento da área das armaduras. A implementação de ambos os modos embora pareçam simples, mas na realidade isso não se verifica. No caso do dieléctrico existem imensos materiais ou combinações deles com permissividade elevada, mas que acabam por não estar ao alcance devido à dificuldade de os reproduzir, ou por serem demasiados dispendiosos. O dieléctrico escolhido foi o silicone cuja permissividade relativa é de ε r = 11.7, além de ser económico e fácil de encontrar. O silicone aumenta em 6 vezes a capacidade dos eléctrodos comparativamente com a capacidade obtida com a roupa (ε r = 2). O aumento da área das armaduras (da face do eléctrodo) depende apenas das dimensões do eléctrodo, mas por outro lado o tamanho exagerado impede a sua utilização em sistemas que se pretendem pequenos. Recordando as dimensões dos eléctrodos usados nos vários protótipos - 8 cm x 8 cm, para duplicar a capacidade os eléctrodos passariam a ter 11.3 cm x 11.3 cm, que tem a particularidade de exceder as dimensões da PCB flexível (10 cm x 30 cm). O aumento da área das armaduras foi conseguido através da transformação da superfície dos eléctrodos (que dantes era plana). A superfície criada foi inspirada nas Vilosidades Intestinais (Figura 3.51) que graças à sua estrutura permite aumentar a área de absorção do intestino delgado. Figura 3.51: Ilustração das vilosidades intestinais no intestino delgado, cujo o objectivo é aumentar a absorção dos nutrientes após a digestão. Pretende-se criar uma superfície o mais irregular possível, mantendo uma espessura mínima. A solução encontrada foi pintar as faces dos eléctrodos capacitivos com uma cola condutora, constituída por uma mistura de pó de cobre e verniz das unhas, que depois de aplicada tem o aspecto da Figura Instintivamente podemos afirmar que o método utilizado na aplicação da tinta e os recursos disponíveis comprometem a eficiência da área eléctrica, assim como a determinação da área efectiva. 63

86 Figura 3.52: Superfı cie dos ele ctrodos depois de aplicada a cola condutora [23]. As modificac o es realizadas no sentido do cancelamento da tensa o de modo comum consistem essencialmente no acrescento das cercaduras/molduras em tornos dos ele ctrodos capacitivos que captam o ECG, cujo o perfil tem apenas 5mm (Figura 3.53) por causa das dimenso es da PCB flexı vel. Com a implementac a o dos circuitos independentes de cancelamento do modo comum, o comum electro nico capacitivo que existia no proto tipo 2 foi extinto, permitindo reforc ar a blindagem em redor dos ele ctrodos. E importante referir que os ele ctrodos deste proto tipo reutilizaram os do anterior devido a dificuldade implicita na construc a o dos ele ctrodos de raiz. Na Figura 3.53 podemos observar as va rias camadas dos ele ctrodos, iguais a s do proto tipo 2 a excepc a o da camada de silicone acrescentada sobre os ele ctrodos. Na camada 1 sa o visı veis as molduras de cada ele ctrodo, assim como a blindagem. Figura 3.53: Estrutura dos ele ctrodos capacitivos, modelo 3D. 64

87 Esquema eléctrico O esquema eléctrico do circuito de amplificação encontra-se no anexo Layout As recomendações do fabricante do LMP7721 para a configuração do andar de entrada estendem-se também ao layout. É recomendado colocar traços (ou pistas) de guarda à volta do amplificador LMP7721, e todos os componentes sensíveis que fazem parte da realimentação e do circuito de guarda devem estar dentro deste perímetro. A Figura 3.54 representa o layout recomendado para o LMP7721 [26], onde é perceptível a região de guarda e os vários componentes no seu interior. É aconselhado a remoção da máscara de solda nesta região, para evitar a acumulação de cargas e a formação de correntes de fuga. Figura 3.54: Layout recomendado pelo fabricante, exemplo do circuito de avaliação do amplificador [26]. Na Figura 3.55 é apresentado o layout desenvolvido para este protótipo onde é possível identificar 3 regiões idênticas, correspondentes ao layout dos 2 andares de entrada dos eléctrodos que captam o ECG, e do andar de entrada do eléctrodo flutuante que capta o ruído presente nos eléctrodos. Figura 3.55: Layout desenvolvido para o circuito de amplificação. 65

88 Registo de ECG obtido Na Figura 3.56 observa-se o registo de ECG obtido com o terceiro protótipo, onde é possível identificar 12 complexos QRS durante um período de 10 segundos, o que corresponde a um ritmo cardíaco mínimo de 72 batimentos por minuto. O registo do ECG foi absolutamente capacitivo (sem contacto), e os eléctrodos foram posicionado a cerca de 11,5 cm de distância do paciente, que se traduz na alteração da amplitude e morfologia dos complexos QRS. Figura 3.56: Registo de ECG obtido com o prototipo III a 11.5 cm de distância do paciente. Em síntese, a continuidade e o esforço empregues neste protótipo permitem satisfazer o objectivo principal da dissertação - registo do ECG sem contacto, além disso os resultados obtidos superam as expectativas relativamente à distância máxima que é possível detectar o ritmo cardíaco. 66

89 Capítulo 4 Sistema Embebido 4.1 Arquitectura do Sistema Desenvolvido O sistema embebido é um sistema computacional que utiliza processadores dedicados (Single Purpose), cujo as funcionalidades são limitadas quando comparado com um computador pessoal que utiliza processadores programáveis (General Purpose). A maioria dos sistemas embebidos são projectados para executar uma única função (repetidamente), com especificacões apertada, tais como: custo, dimensões, desempenho e potência. Os sistemas computacionais embebidos utilizam geralmente microcontroladores: microprocessadores adaptados para aplicações de controlo. No presente trabalho, o sistema embebido desenvolvido consiste num sistema de aquisição dedicado, cujo objectivo é o registo dos eventos bioelectricos e envio dos resultados para o computador, posteriormente processados e exibidos ao observador. O sistema é composto 3 blocos: microcontrolador, ADC e computador, de acordo com o diagrama da Figura 4.1. São identificados também os protocolos de comunicação entre os vários dispositivos. Figura 4.1: Diagrama de blocos simplificado do sistema embebido. 67

90 4.2 Microcontrolador Microcontroladores são microprocessadores orientados para o controlo (operações com bits, interacção entre sensores e actuadores, comunicação entre dispositivos e utilizadores) e estão presentes na grande maioria dos equipamentos electrónicos utilizados diariamente (principalmente em sistemas embebidos). Um microcontrolador é um computador e como tal tem um processador (geralmente até 32 bits), memória de programa (Flash) e de dados (RAM) e dispositivos de entrada e saída de informação sendo por isso autónomo [27]. Ao contrário dos computadores de utilização doméstica e/ou de trabalho que estão preparados para executar uma grande variedade de aplicações, os microcontroladores têm uma utilização muito específica e incluem algumas ou a totalidade das seguintes características: Inclusão de diversos periféricos: temporizadores, conversores analógicos/digitais, watchdog, geradores de relógio e dispositivos de comunicação série; Inclusão de memória de dados e de programa no mesmo circuito integrado; Possibilidade de o programador ter acesso directo aos pinos do circuito; Existência de instruções especializadas para operações comuns em sistemas embebidos tais como manipulação de bits. Isto permite melhorar o desempenho do sistema. O facto de os periféricos e a memória estarem localizados no mesmo circuito integrado, permite reduzir o número de componentes diminuindo a área, o consumo e o preço da implementação. O acesso aos pinos do microcontrolador permite aos programas monitorizarem de uma forma mais simples e directa os diversos sensores, controlar os actuadores e transferir dados entre outros dispositivos. Um microcontrolador deve ser escolhido de acordo com a funcionalidade pretendida e devem ser tidos em conta aspectos como o custo, consumo de energia e software necessário ao desenvolvimento das aplicações. A qualidade do ambiente de desenvolvimento e as ferramentas disponíveis são também deveras importantes para permitir a actualização e crescimento do sistema e como tal, o seu custo de aquisição deve também ser tido em conta. Para aplicação em sistemas embebidos, podem ser consideradas várias arquitecturas baseadas em Conjunto Reduzido de Instruções (do anglosaxónico: Reduced Instruction Set Computing) (RISC) ou seja, as instruções demoram aproximadamente o mesmo tempo a serem executadas pois são executadas directamente pelo hardware de modo a melhorar o desempenho. As arquitecturas Arquitectura ARM (do anglosaxónico: Advanced RISC Machine) (ARM), Arquitectura MIPS (do anglosaxónico: Microprocessor without Interlocked Pipeline Stages) (MIPS) e Atmel AVR são as mais 68

91 utilizadas sendo que algumas famílias destes processadores recorrem a uma arquitectura de Harvard separando a memória do programa e de dados. Isto permite programar o microcontrolador apenas uma vez na memória não volátil (Flash) ficando este com o código armazenado durante o seu tempo de vida útil. Para aplicações biomédicas que envolvam o registo do ECG, a velocidade não é à partida um requisito muito importante, à excepção se for exigido um número elevado de canais de registo do ECG. Deste modo, qualquer um dos microcontroladores de 8 ou 16 bits das arquitecturas acima citadas tem o desempenho adequado à aplicação. Optou-se, no presente trabalho, por utilizar um Arduino que é uma plataforma livre (opensource) de desenvolvimento de sistemas electrónicos [28], destinada a simplificar o contacto a electrónica, nos mais variados projectos. A preferência por esta plataforma deve-se à simplicidade de desenvolvimento de software, rapidez de integração com outros sistemas e na obtenção rápida de resultados. Mas a principal razão é o facto de o fabricante disponibilizar, de forma gratuita, toda a informação relativa ao hardware utilizado (esquema eléctrico e layout em formato EAGLE, permitindo adicionar novo hardware) e ferramentas de desenvolvimento de software (Arduino IDE) compatíveis com todos os sistemas operativos (Mac OS X, Windows e Linux). O Arduino tem uma elevada aceitação porque para além da qualidade dos recursos disponibilizados que permitem a utilização de programação Wiring (inspirada nas linguagens C e C++), tem uma grande variedade de placas de demonstração de baixo custo que incluem tudo o que é necessário para começar fazer o protótipo visto que estas além do microcontrolador já incluem memórias, acesso aos portos do microcontrolador, botões, conectores, leds e controladores para comunicação com o Computador (do anglosaxónico: Personal Computer) (PC). A placa de desenvolvimento preferida para o trabalho foi o Arduino Uno (Figura 4.2) baseada num microcontrolador Atmel de 8-bit, ATmega328. A placa tem à disposição 14 pinos digitais, 6 entradas analógicas, um oscilador de cristal de 16 MHz, ligação USB, conector de alimentação e botão de reset. O Arduino pode ser alimentado através da ligação USB, ou em alternativa por uma fonte de alimentação externa (DC), compreendida entre os 7 e os 12 volts. As entradas analógicas estão ligadas a um ADC integrado no microcontrolador, e dispõem cada de 10 bits de resolução. Os pinos digitais podem ser configurados como entradas ou saídas, e além disso alguns deles tem funções especializadas, como: interrupções externas, SPI, I 2 C, PWM e UART. 69

92 Figura 4.2: Placa de desenvolvimento Arduino Uno 4.3 Conversão Analogica-Digital O ADC utilizado neste trabalho é o circuito integrado AD974, produzido pel Analog Devices. O AD974 dispõe de 4 canais de aquisição e uma interface 1 de comunicação série. Contém um multiplexerador de entrada, uma resolução de 16-bit por amostra, e uma taxa de amostragem máxima de 250 ksps. O AD974 é bastante versátil, uma vez que é alimentado apenas com 5 volts, e admite três gamas de entrada: 0 V até +4 V, 0 V até +5 V ou ±10 V. Para este trabalho foi seleccionada a gama de entrada bipolar ±10 V, que produz um Bit menos significativo (do anglosaxónico: Least Significant Bit) (LSB) de 305 µv, de acordo com a equação 4.1. Para que o ADC opere com o alcançe de entrada escolhido, é necessário assegurar algumas ligações básicas nos pinos do ADC, ilustrado na Figura 4.3. LSB = V INmax V INmin (4.1) A Figura 4.4 mostra a interface entre o AD974 e o módulo SPI do microcontrolador. Essa interface pressupõe que o microcontrolador é o dispositivo mestre e o ADC o dispositivo escravo. A interface SPI entre os dispositivos necessita de 2 fios. O sinal de sincronismo é gerado pelo microcontrolador no pino SCK e segue para o pino DATACLK do ADC. A informação a transmitir pelo ADC é colocada no pino DATA, e enviada para o microcontrolador, que captura essa informação no pino MISO. Para controlador a conversão e o multiplexer interno do AD974 são necessários mais quatro sinais. A selecção do canal de aquisição é efectuada através dos pinos A0 e A1, de acordo com a 1 interligação entre dispositivos electrónicos 70

93 Figura 4.3: Ligações básicas do AD974, que permitem seleccionar o alcançe de entrada bipolar ±10 V [29] Figura 4.4: Interface SPI entre o microcontrolador e o ADC [29]. Tabela 4.1. A1 A0 Canal de Entrada 0 0 AIN1 0 1 AIN2 1 0 AIN3 1 1 AIN4 Tabela 4.1: Combinação dos pinos de entrada do multiplexer/selector de canais O controlo do processo de amostragem e envio do resultado é feito pelos sinas CS e R/ C, 71

94 fornecido pelo microcontrolador, Figura 4.5. O sinal R/ C é o primeiro sinal a comutar para 0, seguido do sinal CS, com um atraso minimo entre eles. Quando ambos os sinais estiverem no nivel lógico 0, e permanecerem pelo menos 50 ns, o sinal colocado na entrada analógica activa será armazenado num condensador, iniciando a conversão. Depois de iniciada a conversão, em primeiro lugar, o sinal CS pode voltar para o valor lógico 1 seguido do sinal R/ C. A conversão demora cerca de 4 a 5 µs, e o resultado da conversão é uma amostra com 16 bits, que está pronta para ser lida e transmitida quando o sinal CS voltar o nivel lógico 0. Para o processo de leitura é necessário que o microcontrolador disponibilize no pino DATA- CLK do ADC um sinal de clock. O microcontrolador captura a informação no flanco descendente, enquanto o ADC envia cada bit no flanco ascendente do sinal de sincronismo. O Bit mais significativo (do anglosaxónico: Most Significant Bit) (MSB) é o primeiro bit a ser transmitido, e são necessários pelo menos 16 ciclos de relógio para completar o envio da amostra [29, 30]. Figura 4.5: Sinais de Controlo ADC O sistema de aquisição exige temporização nos eventos realizados, nomeadamente no período de amostragem ( t) do ADC, visto que a reconstrução dos dados pressupõe que periodo de amostragem e a frequência de aquisição (Fs) inversamente proporcional, se mantenham constantes durante o periodo de aquisição. O circuito de temporização construido, utiliza o temporizador integrado 555. O objectivo deste circuito temporizador, é fornecer um sinal quadrado estável, de forma que possa ser utilizado como um sinal de trigger externo [31]. O Arduino utiliza o sinal de trigger para activar uma rotina de interrupção, programada num pino especifico do microcontrolador, e sensivel ao flanco ascendente do sinal, Figura 4.6. A cada chamada da rotina de interrupção, o microcontrolador acciona o ADC, dando inicio ao processo de aquisição de uma amostra. O resultado da aquisição é enviado para o computador, através da UART do microcontrolador. 72

95 Figura 4.6: Interface entre o temporizador 555 e o Arduino [31]. O esquema eléctrico e o layout do sistema de aquisição encontram-se nos anexos 7.4 e 7.8. Na Figura 4.7 está representado o sistema de aquisição desenvolvido, acoplado à placa de desenvolvimento Arduino Uno. Figura 4.7: Sistema de aquisição (em cima) acoplado à placa de desenvolvimento Arduino Uno (em baixo). 4.4 Interface Microcontrolador - Matlab Ao iniciar, o microcontrolador começa por configurar os pinos (entrada ou saída), bem como as interfaces de comunicação série - UART e SPI, e a rotina de interrupção. Quando o microcontrolador atingir o ciclo principal do programa, aguarda por um caractere de controlo, enviado através da UART pelo programa que coordena a aquisição. O carácter avisa que o programa no computador, 73