ANTENAS RECONFIGURÁVEIS PARA MULTI-SERVIÇOS

Transcrição

1 UNIVERSIDADE TÉCNICA DE LISBOA Instituto Superior Técnico ANTENAS RECONFIGURÁVEIS PARA MULTI-SERVIÇOS Ana Matilde Castela, 49281, AE de Telecomunicações Carla Medeiros, nº 49301, AE de Telecomunicações LICENCIATURA EM ENGENHARIA ELECTROTÉCNICA E DE COMPUTADORES de Trabalho Final de Curso 193/2006/L Prof. Orientador: Carlos António Cardoso Fernandes (IST) Prof. Acompanhante: Jorge Rodrigues da Costa (ISCTE) Junho de 2006

2

3 Agradecimentos Aos nossos orientadores, Prof. Carlos Fernandes e Prof. Jorge Costa por todo interesse, apoio e disponibilidade na realização das várias etapas do projecto. Ao Sr. Carlos Brito e Sr. Vasco Fred pelo fabrico das antenas e ao Sr. António Almeida pela ajuda na medição das antenas. Ao Prof. João Vaz pela disponibilidade no esclarecimento de dúvidas no âmbito da electrónica. Às nossas famílias, amigos e colegas de curso por todo o apoio ao longo deste trabalho e durante todo o curso. i

4 ii

5 Resumo Este trabalho final de curso foi desenvolvido no âmbito do projecto R-Meta [1], Antenas Reconfiguráveis de baixo perfil utilizando Metamateriais, financiado pela Fundação de Ciência e Tecnologia, FCT, e o Instituto das Telecomunicações, IT. Este TFC tem como objectivo desenvolver competências na área da integração de dispositivos activos em antenas impressas e obter protótipos funcionais electronicamente reconfiguráveis para utilização em multi-serviços. Numa primeira fase abordou-se uma antena passiva multifrequência, de modo a permitir a validação da ferramenta de simulação e apreensão de conhecimentos fundamentais sobre antenas impressas: projectou-se uma antena em forma de E para as bandas do UMTS e Bluetooth. Na fase seguinte do trabalho, foram estudadas duas configurações distintas de antenas reconfiguráveis de banda-dupla: uma antena com fendas comutáveis; e uma antena quadrangular com um elemento parasita, com funcionamento nas bandas referidas. Inicialmente, estas antenas foram projectadas com interruptores ideais, sendo de seguida redesenhadas para funcionar com díodos PIN como interruptores. Nesta última abordagem é possível numa mesma antena comutar electronicamente a frequência de funcionamento. As antenas foram fabricadas e os resultados experimentais foram comparados com os simulados apresentado boa concordância. Palavras-chave Antenas reconfiguráveis; antenas multifrequência; antenas banda-dupla; antenas microstrip; interruptores; díodos PIN; fendas; elemento parasita. iii

6 Abstract This final year project is developed at Instituto de Telecomunicações, IT, in the framework of R-Meta project, Reconfigurable Low-profile Antennas Using Metamaterials [1], funded by Fundação de Ciência e Tecnologia, FCT. The goal of this thesis is to develop expertise in the integration of active components with printed antennas to obtain functional prototypes of electronically reconfigurable patch antennas for multi-services In a first stage, a multifrequency passive antenna was studied, to validate the simulation tool and to apprehend fundamental knowledge concerning patch antennas: an E-shaped antenna for the UMTS and Bluetooth bands was designed. In the subsequent stage of the project, two distinct configurations of reconfigurable antennas with dual-band behavior, working at the cited bands, were studied: one patch antenna with switched slots; and a rectangular patch with a parasitic element. Initially, the antennas where designed with ideal switches, and after the antennas were redesigned for operating with PIN diodes as switches. In this final approach it is possible to electronically switch the operating frequency in the same antenna. This antennas where fabricated and the measured results shown good agreement with simulations. Keywords Reconfigurable Antennas; Multifrequency antennas; dual-band antennas; microstrip antennas; switches; PIN diodes; slots; parasitic element. iv

7 Índice Agradecimentos...i Resumo...iii Abstract...iv Índice... v Lista de Figuras...vii Lista de Tabelas...xi Lista de Siglas...xiii Lista de Programas... xv 1. Introdução Contexto e descrição do trabalho Estado da arte Estrutura do relatório Antena passiva multifrequência em forma de E Objectivos Descrição da antena Simulação da antena Coeficiente de reflexão de entrada (S 11 ) Intensidade das correntes Diagramas de radiação Optimização da antena Resultados Experimentais Coeficiente de reflexão de entrada Diagrama de radiação Conclusões Antenas reconfiguráveis com interruptores ideais Objectivos Antena E Reconfigurável Antena impressa com fendas comutáveis Descrição Simulação da antena com interruptores ideais Resultados experimentais da antena com interruptores ideais Antena Impressa com Elemento Parasita Descrição Simulação da antena Resultados experimentais Conclusões Antenas Reconfiguráveis com interruptores activos Objectivos Estudo do comportamento dos Díodos PIN Simulação das antenas com díodos PIN Antena com Fendas Comutáveis Antena com Elemento Parasita Resultados Experimentais Antena com Fendas Comutáveis Antena com Elemento Parasita Conclusões Conclusões Anexo A. Configurações de antenas impressas v

8 A.1. Antenas impressas passivas Fendas em forma de U Antena em forma de E Antena UWB A.2. Antenas impressas com elementos activos A.2.1. Antenas com fendas comutáveis PASS Fenda Hexagonal Antena impressa triangular A.2.2. Coeficiente de reflexão de entrada A.2.3. Agregados A.2.4. Elementos parasitas Anexo B. Método e ferramenta de Análise e simulação B.1. Método dos Momentos B.2. Ansoft Designer Anexo C. Outros estudos da Antena E C.1. Influência dos parâmetros da antena Efeito do plano de terra Efeito de P s e L s e W s Efeito de W Efeito de L e X f C.2. Stubs de sintonia Anexo D. Métodos de Fabrico D.1. Obtenção da máscara D.2. Processo Fotolitográfico D.3. Fabricação D.4. Montagem Anexo E. Outros estudos sobre antenas reconfiguráveis sem elementos activos E.1. Outra configuração da antena E para funcionamento em tripla-frequência E.2. Estudo da sensibilidade da antena nos dois estados Anexo F. Estudo da inserção de elementos activos nas antenas F.1. Extracção da matriz de transmissão do díodo Matriz S extraída experimentalmente Extracção da matriz de transmissão analiticamente Comparação de Resultados F.2. Análise dos efeitos da introdução de capacidades e indutâncias nas antenas Anexo G. Estudo do comportamento dos RF MEMS Bibliografia vi

9 Lista de Figuras Figura 1.1 Tipos de configurações de antenas impressas para multi-serviços... 4 Figura 2.1 Geometria da antena em forma de E... 7 Figura 2.2 Coeficiente de reflexão de entrada da antena em forma de E em estudo (a) simulada (b) extraído do artigo [8]... 8 Figura 2.3 Impedância de entrada da antena em forma de E Figura 2.4 Comportamento da intensidade da corrente total na antena em forma de E na frequência superior num instante t Figura 2.5 Comportamento da intensidade da corrente total antena em forma de E na frequência inferior num instante t Figura 2.6 Diagramas de radiação simulados da antena em forma de E na frequência inferior: (a) Plano E; (b) Plano H Figura 2.7 Diagramas de radiação simulados da antena em forma de E na frequência superior: (a) Plano E; (b) Plano H Figura 2.8 Ganho da antena em forma de E simulada Figura 2.9 Coeficiente de reflexão da antena em forma de E resultante da optimização Figura 2.10 Impedância da antena em forma de E resultante das optimizações Figura 2.11 Ganho da antena em forma de E resultante das optimizações Figura 2.12 Antena impressa em forma de E fabricada: (a) vista de topo; (b) vista de perfil. 14 Figura 2.13 Coeficiente de reflexão de entrada da antena em forma de E simulado e medido Figura 2.14 Comparação entre os diagramas de radiação da antena em forma de E simulados e medidos da frequência inferior: (a) Plano E; (b) Plano H Figura 2.15 Comparação entre os diagramas de radiação da antena em forma de E simulados e medidos da frequência superior: (a) Plano E (b); Plano H Figura 3.1 Geometria da antena em forma de E em configuração aberta: (a) Corte em rectângulo; (b) Corte em forma de T Figura 3.2 Coeficiente de reflexão da antena em forma de E em configuração aberta (a) corte em rectângulo (b) corte em forma de T Figura 3.3 Geometria da antena em configuração fechada: (a) Corte em rectângulo; (b) Corte em forma de T Figura 3.4 Coeficiente de reflexão de entrada da antena em forma de E em configuração fechada: (a) corte em rectângulo; (b) corte em forma de T Figura 3.5 Antena impressa: (a) com uma fenda; (b) com duas fendas em extremidades opostas; (c) vista de perfil Figura 3.6 Geometria da antena impressa com fendas comutáveis: (a) configuração aberta; (b) configuração fechada Figura 3.7 Coeficiente de reflexão de entrada da antena impressa com fendas reconfiguráveis obtida através das optimizações Figura 3.8 Impedância de entrada da antena impressa com fendas reconfiguráveis: (a) interruptor desligado; (b) interruptor ligado Figura 3.9 Comportamento da intensidade da corrente total na antena impressa com fendas comutáveis, no mesmo instante: (a) na frequência inferior; (b) na frequência superior Figura 3.10 Diagramas de radiação simulados da antena com fendas comutáveis: (a) Plano E; (b) Plano H Figura 3.11 Fotos da antena com fendas comutáveis fabricada: (a) configuração aberta; (b) configuração fechada vii

10 Figura 3.12 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com fendas comutáveis simulado e medido Figura 3.13 Coeficiente de reflexão de entradao da antena com fendas comutáveis com os valores reais da antena simulados e medidos Figura 3.14 Diagrama de Radiação da antena com fendas comutáveis para a frequência de ressonância inferior: (a) plano E; (b) plano H Figura 3.15 Diagrama de Radiação da antena com fendas comutáveis para a frequência de ressonância superior: (a) plano E; (b) plano H Figura 3.16 Antena com elemento parasita: (a) interruptores desligados; (b) interruptores ligados Figura 3.17 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita obtida Figura 3.18 Impedância de entrada da antena com elemento parasita: (a) com os interruptores ligados;(b) com os interruptores desligados Figura 3.19 Diagramas de radiação da antena com elemento parasita: (a) plano E simulado;(b) plano H- simulado Figura 3.20 Correntes da antena com elemento parasita para o mesmo instante:(a) configuração aberta;(b) configuração fechada Figura 3.21 Fotos da antena com elemento parasita fabricada: (a) configuração aberta; (b) configuração fechada Figura 3.22 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita simulada e real Figura 3.23 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita simulada e real Figura Comparação entre os diagramas de radiação simulados e medidos da antena com elemento parasita para a frequência inferior (a) Plano E (b) Plano H Figura 3.25 Comparação entre os diagramas de radiação simulados e medidos da antena com elemento parasita para a frequência superior (a) Plano E (b) Plano H Figura 4.1 Circuitos equivalentes do díodo: (a) desligado; (b) ligado Figura 4.2 Díodo PIN BAR50-02V Figura 4.3 Valores experimentais e médios dos díodos: (a) isolamento; (b) perdas de inserção Figura 4.4 Posicionamento dos elementos activos na antena: (a) com fendas reconfiguráveis; (b) com elemento parasita Figura 4.5 Geometria da antena impressa reconfigurável com fendas comutáveis Figura 4.6 Coeficiente de reflexão de entrada da antena reconfigurável com fendas comutáveis simulada Figura 4.7 Impedância de entrada da antena com fendas comutáveis: (a) díodo desligado; (b) díodo ligado Figura 4.8 Comportamento da intensidade da corrente total na antena com fendas comutáveis, no mesmo instante: (a) e (b)na frequência inferior, díodos ao corte; (c) e (d) na frequência superior, díodos ligados Figura 4.9 Diagramas de radiação simulado da antena com fendas comutáveis: (a) Plano E; (b) Plano H Figura 4.10 Geometria da antena impressa com elemento parasita Figura 4.11 Coeficiente de reflexão de entrada da antena reconfigurável com elemento parasita simulada Figura 4.12 Impedância de entrada da antena com elemento parasita: (a) díodos ligados; (b) díodos desligados viii

11 Figura 4.13 Comportamento da intensidade da corrente total na antena com elemento parasita, no mesmo instante: (a) na frequência inferior, díodos ligados; (b) na frequência superior, díodos ao corte Figura 4.14 Diagramas de radiação simulado da antena com elemento parasita: (a) Plano E; (b) Plano H Figura 4.15 Foto da antena com fendas comutáveis fabricada Figura 4.16 Vista em pormenor da antena fabricada: (a) díodo e condensador; (b) bobine no plano terra Figura 4.17 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com fendas comutáveis electronicamente simulada e medida Figura 4.18 Coeficiente de reflexão da antena com fendas comutáveis medido e simulado com os parâmetros reais da bobine de 22nH Figura 4.19 Diagramas radiação medidos antena com fendas comutáveis electronicamente: (a) plano E; (b)plano H Figura 4.20 Foto da antena com elemento parasita fabricada Figura 4.21 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita simulada e medida Figura 4.22 Coeficiente de reflexão da antena com elemento parasita medido e simulado com os parâmetros reais da bobine de 22nH Figura 4.23 Comparação entre os diagramas de radiação simulados e medidos da antena com elemento parasita para a frequência inferior (a) Plano E (b) Plano H Figura A. 1 Antena Impressa com Fenda em forma de U Figura A. 2 Antena em forma de E Figura A. 3 Antena UWB extraído de [20] Figura A. 4 PASS (a) fenda no centro (b) 2 fendas em extremidades opostas Figura A. 5 PASS com duas fendas ortogonais (a) polarização circular (b) diversidade polarização circular Figura A. 6 Antena Impressa com Fenda Hexagonal Figura A. 7 Antena impressa triangular Figura A. 8 Antena alimentada por linha microstrip Figura A. 9 Agregado de antenas Figura A. 10 Antena Impressa com elemento parasita Figura A. 11 Outra configuração de antena impressa com elemento parasita Figura B. 1 Ansoft Designer- simulação de uma antena e de um array num sistema de comunicação Figura C. 1 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de L s Figura C. 2 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de P s Figura C. 3 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de W s Figura C. 4 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de W Figura C. 5 Variação do comprimento da antena Figura C. 6 Variação do ponto de alimentação da antena Figura C. 7 Posição e dimensão dos stubs na antena impressa Figura C. 8 Coeficiente de reflexão de entrada para diferentes comprimentos do stub no lado direito Figura C. 9 Coeficiente de reflexão de entrada para diferentes comprimentos do stub no lado esquerdo Figura C. 10 Coeficiente de reflexão de entrada quando se varia da largura do stub ix

12 Figura C. 11 Coeficiente de reflexão de entrada para a antena com dois stubs de sintonia Figura C. 12 Antena com dois stubs em cima e em baixo Figura C. 13 Coeficiente de reflexão de entrada com dois stubs de sintonia em cima e em baixo Figura D. 1 Máscara negativa Figura D. 2(a) máquina fotográfica (b) máquina reveladora Figura D. 3 Estufa Figura D. 4 Máquina de UV Figura D. 5 Perfil da antena Figura E. 1 Corte na antena E em forma de T inclinado Figura E. 2 Coeficiente de reflexão de entrada do corte em T inclinado variando o comprimento do braço (d w ) Figura E. 3 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia o tamanho da antena (L): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta Figura E. 4 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia o comprimento da fenda (L s ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta Figura E. 5 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia a posição horizontal da fenda (P s ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta Figura E. 6 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia a largura da fenda (W s ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta Figura E. 7 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia a posição da alimentação (X f ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta Figura F. 1 Montagem do díodo na linha microstrip Figura F. 2 Montagem da linha microstrip Figura F. 3 Coeficiente reflexão díodo desligado, valores teóricos e medidos: (a) módulo; (b) fase Figura F. 4 Isolamento, valores teóricos e medidos (a) módulo; (b) fase Figura F. 5 Coeficiente reflexão díodo ligado, valores teóricos e medidos: (a) módulo; (b) fase Figura F. 6 Perdas de inserção, valores teóricos e medidos: (a) módulo; (b) fase Figura F. 7 Variação do valor da capacidade dos condensadores na antena com fendas comutáveis: (a) díodo desligado; (b) díodo ligado Figura F. 8 Variação do valor da indutância das bobines na antena com fendas comutáveis: (a) díodo desligado; (b) díodo ligado Figura F. 9 Variação do valor da indutância das bobines na antena com elemento parasita: (a) díodo desligado; (b) díodo ligado Figura G. 1 Comparação do coeficiente de reflexão para o estado desligado entre MEMS e díodos PIN: (a) módulo; (b)fase Figura G. 2 Comparação do isolamento para o estado desligado entre MEMS e díodos PIN: (a) módulo; (b)fase Figura G. 3 Comparação do coeficiente de reflexão para o estado ligado entre MEMS e díodos PIN: (a) módulo; (b)fase Figura G. 4 Comparação das perdas de inserção para o estado ligado entre MEMS e díodos PIN: (a) módulo; (b)fase x

13 Lista de Tabelas Tabela 1.1 Intervalo de frequências e larguras de banda de diversos serviços móveis... 2 Tabela 2.1 Parâmetros da antena em forma de E referidos no artigo[8]... 8 Tabela 2.2 Parâmetros da antena resultantes da optimização da antena em forma de E Tabela 3.1 Dimensões da antena impressa com fendas comutáveis resultantes das optimizações Tabela 3.2 Frequências de ressonância e larguras de banda da antena com fendas comutáveis Tabela 3.3 Dimensões ideais e reais da antena com fendas comutáveis Tabela 3.4 Dimensões da antena com elemento parasita Tabela 3.5 Frequências de ressonância e larguras de banda para a antena com elemento parasita Tabela 3.6 Dimensões projectadas e reais da antena com elemento parasita Tabela 4.1 Dimensões da antena impressa reconfigurável com fendas comutáveis Tabela 4.2 Dimensões da antena impressa reconfigurável com elemento parasita Tabela 4.3 Frequências de ressonância e larguras de banda da antena com fendas comutáveis electronicamente Tabela 4.4 Frequências de ressonância e larguras de banda da antena com elemento parasita xi

14 xii

15 Lista de Siglas DC Direct Current, Corrente Contínua FCT Fundação de Ciência e Tecnologia GSM Global System for Mobile Communications GPS Global Positioning System IT Instituto das Telecomunicações LHCP Left- Hand Circular Polarization MEMS Micro Electro Mechanical Systems MPIE Mixed-Potencial Integral Equation PASS Patch Antenna With Switchable Slot,- Antena impressa com fenda comutável PIN p-type, intrinsic, n-type RF Radiofrequência RHCP Right-Hand Circular Polarization R-Meta Reconfigurable Low-profile Antennas Using Metamaterials TFC Trabalho Final de Curso TM Transversal Mode, Modo transversal UWB Ultra wide Band UMTS Universal Mobile Telecommunications System WLAN Wireless Local area network Rede de área local sem fios xiii

16 xiv

17 Lista de Programas - Ansoft Designer- Ferramenta que possibilita o desenho e simulação de estruturas planares utilizadas nas frequências das microondas e radiofrequência. [2] - WIPL-D Programa comercial para simulação e modulação de estruturas para análise electromagnética de alta frequência baseado no Método dos Momentos. -Wiplmask Programa para impressão das máscaras. -MatLab Programa comercial para desenvolvimento de rotinas e algoritmos. xv

18 xvi

19 1. Introdução 1.1. Contexto e descrição do trabalho Este trabalho final de curso, TFC, encontra-se integrado no projecto R-Meta 1, Antenas Reconfiguráveis de baixo perfil utilizando metamateriais, que decorre no âmbito de uma colaboração entre a Fundação de Ciência e Tecnologia, FCT, e o Instituto de Telecomunicações, IT. Tem como objectivo projectar e caracterizar superfícies de metamateriais reconfiguráveis que podem ser utilizadas como plano terra para antenas de baixo perfil, também reconfiguráveis. Elementos activos, tais como díodos varactors ou micro-electro-mechanical systems (MEMS), são introduzidos na superfície de forma a que a frequência de ressonância, bem como a resposta efectiva da superfície metamaterial, possam ser electronicamente sintonizados. Com este TFC pretende-se projectar e construir protótipos de antenas reconfiguráveis para multi-serviços. Por antena impressa reconfigurável entende-se uma antena capaz de acomodar vários requisitos de diferentes sistemas de comunicações móveis através do ajuste dinâmico da frequência de funcionamento, diagrama de radiação e/ou polarização. Estes ajustes são efectuados através da introdução de elementos activos que permitem alterar a configuração da antena electronicamente. Desta forma uma antena reconfigurável pode operar alternadamente e não apenas simultaneamente em diferentes sistemas, como é o caso das antenas multifrequência. Embora já existam na literatura trabalhos sobre antenas reconfiguráveis, o objectivo principal deste TFC é o de ganhar experiência com a introdução de elementos activos no projecto de antenas, como díodos PIN e MEMS. As antenas impressas são bastante utilizadas em comunicações móveis, bem como noutros tipos de aplicações, devido às suas vantagens conhecidas: apresentam dimensões reduzidas, baixo perfil, compatibilidade com circuitos integrados e são de baixo custo de produção, entre outras. No entanto, na sua configuração base, têm como grande desvantagem uma estreita largura de banda, que numa antena impressa rectangular é da ordem de 1-2 %. Daí que muitos investigadores tenham vindo a dedicar o seu esforço a tentar ultrapassar esta barreira. Como solução, têm sido adoptadas várias estratégias como a introdução de fendas na antena, desenvolvimento de configurações multi-camada e de outras que favorecem larguras de banda largas e ultra-largas (UWB 2 ). Actualmente existem inúmeros sistemas de comunicações móveis em fase de desenvolvimento, que correspondem a uma realidade emergente no nosso quotidiano. Deste modo, a integração de mais do que um serviço no mesmo sistema de comunicação móvel, bem como a necessidade de portabilidade da informação, vem dar origem ao desenvolvimento e estudo de novas e diversificadas configurações de antenas que satisfaçam simultaneamente os requisitos específicos dos vários serviços. 1 Reconfigurable Low-profile Antennas Using Metamaterials 2 Acrónimo Anglo-saxónico para Ultra-Wide Bandwidth 1

20 Assim, neste trabalho optou-se por concentrar a atenção em antenas com possibilidade de funcionamento multi-banda e com configurações simples. Após a análise de diversas possibilidades para os serviços móveis, cujas bandas de frequência e respectivas larguras de banda se encontram na Tabela 1.1, os sistemas escolhidos que melhor se enquadram no tipo de conceito que se pretende demonstrar são os serviços UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) e Bluetooth, visto que as respectivas frequências centrais apresentam uma separação relativamente pequena, rácio da ordem de 1.3 e correspondem a serviços recentes em fase de expansão, para além de permitirem a obtenção de uma antena com dimensões reduzidas. Pretende-se que a antena também apresente um coeficiente de reflexão de entrada abaixo do limiar de -10 db, e que os diagramas de radiação sejam similares para as duas bandas de funcionamento. Bandas de frequência f 0n Largura de banda (MHz) (MHz) (MHz) (%) GSM GSM UMTS TDD FDD Bluetooth IEEE b HiperLAN2 IEEE a WiMax IEEE e Tabela 1.1 Intervalo de frequências e larguras de banda de diversos serviços móveis. O primeiro passo, para a concretização deste trabalho, consiste numa revisão da literatura existente no âmbito deste. Nomeadamente, soluções de antenas impressas de banda larga e configurações de antenas passivas e de antenas electronicamente reconfiguráveis com mais que uma banda de funcionamento. Tem como principal objectivo a familiarização com conceitos essenciais e com as configurações existentes. Numa fase inicial, pretende-se desenvolver uma antena sem elementos activos, em forma de E, com funcionamento em dupla-frequência para as bandas anteriormente referidas. Esta fase tem como intuito uma maior familiarização com o comportamento das antenas impressas e com a ferramenta de simulação. De seguida, pretende-se obter uma antena que, consoante o estado dos interruptores, funcione alternadamente nas duas bandas correspondestes a cada um 3 Sub-banda para espaços interiores, por vezes a sub-banda de MHz para espaços exteriores também é considerada. 4 Frequências de teste do WiMax em Portugal 2

21 dos serviços pretendidos. Porém, para atingir este propósito, serão abordadas duas geometrias distintas de antenas em duas etapas: na primeira os interruptores utilizados são ideais; na etapa final os interruptores são substituídos por díodos PIN, isto porque este tipo de díodo apresenta boas características de comutação. Deste modo, são obtidas duas soluções diversificadas, com comportamentos diferentes, mas que conduzem ao mesmo objectivo final. Finalmente, e com a finalidade de trabalho futuro, as antenas serão optimizadas e simuladas para ser possível a utilização de MEMS como interruptores. É uma tecnologia que, apesar da falta de normalização global no que diz respeito ao encapsulamento, tem despertado grande interesse, devido às suas dimensões reduzidas e visto que estes apresentam excelentes características e velocidades de comutação Estado da arte De modo a ser possível a introdução de novos conceitos, e de forma a se escolher uma geometria para um estudo posterior, começou-se por tomar conhecimento das diversas configurações de antenas impressas de banda larga, multifrequência e electronicamente reconfiguráveis existentes na literatura. As antenas encontradas podem ser classificadas de diversas formas. No entanto, uma das possibilidades, na nossa perspectiva, agrupa algumas das antenas impressas para multi-serviços em antenas passivas e em antenas com elementos activos, correspondente à Figura 1.1. Foram encontradas várias soluções de antenas passivas, descritas no Anexo A - secçãoa.1. Neste caso para introduzir uma nova frequência de ressonância e/ou aumentar a largura de banda da antena impressa são inseridas fendas que podem ter a forma de U [3]-[5] ou obter-se antenas em forma de E [8]-[19] (similares às antenas em C-duplo), configuração que corresponde a uma antena impressa rectangular com duas fendas paralelas na mesma extremidade. Modificando as dimensões necessárias, também podem apresentar um comportamento de banda dupla em que uma das frequências é essencialmente definida pela dimensão da antena, a frequência inferior, e a superior pelas dimensões e posição das fendas. De modo a ultrapassar a limitação existente nas antenas impressas em relação à largura de banda em [20] é proposta uma antena com uma fenda rectangular de modo a permitir um funcionamento UWB. Como solução de antenas reconfiguráveis com elementos activos foram encontradas antenas onde são introduzidas fendas, cuja dimensão é controlada através de interruptores, que podem ser díodos ou MEMS, de modo a ser possível sintonizar a frequência de ressonância pretendida, Anexo A secção A.2. As PASS 5 [21]-[25] são configurações que permitem alterar a frequência, a polarização ou a diversidade conforme a configuração efectuada com as fendas e os díodos, no que diz respeito à orientação, quantidade e posição destes, bem como do ponto de alimentação. Com fendas hexagonais [26]-[28] também é possível encontrar diferentes configurações onde, através da conjugação do número de braços do hexágono e do número, posição e tipo dos interruptores utilizados (díodos PIN ou varactors), são cumpridas diferentes especificações. Existem também configurações de antenas triangulares [29], segundo o mesmo princípio de introdução de interruptores e fendas, que apresentam mais que uma banda de funcionamento consoante os interruptores se encontram ligados ou desligados. 5 Acrónimo Anglo-saxónico para Patch Antenna With Switchable Slot 3

22 Figura 1.1 Tipos de configurações de antenas impressas para multi-serviços. Numa antena com alimentação através de linha microstrip e com pelo menos uma fenda, são introduzidos interruptores [30]-[31] de tal modo que é induzida uma alteração na impedância de entrada, através do ajuste da posição da alimentação e do comprimento da fenda, sendo assim possível provocar um desvio na frequência de ressonância. Tal configuração encontra-se na Figura A. 8. Outra solução abordada corresponde aos agregados de antenas impressas [32]-[33] onde os interruptores interligam os vários elementos de forma a possibilitar o funcionamento, em diversas frequências de ressonância ou diferentes polarizações da antena, de acordo com o número e orientação dos interruptores activos. Também foram encontradas soluções em que se liga um elemento parasita [34]-[35] através de MEMS a uma antena impressa quadrada de modo a acomodar duas frequências de ressonância distintas, dado que quando os interruptores se encontram ligados a antena é equivalente também a uma antena impressa rectangular, mas com dimensões superiores em relação ao caso de os interruptores se encontrarem desligados, no qual a ressonância depende das dimensões do elemento radiador e da influência do elemento parasita. 4

23 1.3. Estrutura do relatório No Capítulo 2 descrevem-se os passos do projecto, elaboração do protótipo, medições e comparação dos resultados obtidos da antena passiva em forma de E que serve de ponto de partida para o desenvolvimento do trabalho. De seguida no Capítulo 3, pretende-se explicar quais as etapas necessárias para construir um protótipo estático das duas geometrias distintas de antenas, como primeiro passo para a obtenção de uma antena reconfigurável. O objectivo final de construir um protótipo activo atinge-se no Capítulo 4, onde se explica o mecanismo de funcionamento dos díodos PIN utilizados nas antenas impressas como interruptores, e se optimizam as antenas estáticas construídas de forma a se tornarem electronicamente reconfiguráveis. 5

24 6

25 2. Antena passiva multifrequência em forma de E 2.1. Objectivos O principal objectivo desta parte do trabalho tal como referido em 1.1 é permitir a validação da ferramenta de simulação Ansoft Designer (cujo método de cálculo se encontra descrito no Anexo B) e consolidar conceitos fundamentais sobre antenas impressas. bem como uma maior sensibilidade no desenvolvimento e optimização destas. Para tal, procedeuse ao estudo e simulação de uma antena sem elementos activos com dupla-frequência para as bandas de UMTS e Bluetooth. Trata-se de uma antena impressa em forma de E baseada na configuração apresentada em [8]. Neste capítulo pretende-se explorar as diversas potencialidades que a geometria de uma antena impressa em forma de E pode apresentar e, consequentemente, adquirir uma maior sensibilidade no que diz respeito ao comportamento deste tipo de antenas. Por fim, foi fabricado um protótipo da antena para permitir a comparação dos resultados 2.2. Descrição da antena Uma antena em forma de E, como a da Figura 2.1, com uma escolha adequada das suas dimensões, permite o funcionamento em banda larga ou o funcionamento em dupla frequência. Esta geometria de antena é bastante atractiva para ultrapassar a limitação da largura de banda nas antenas impressas. Uma antena em forma de E também pode ser entendida como uma antena impressa rectangular na qual se introduz duas fendas numa das extremidades. São estas fendas que permitem o aumento da largura de banda com a introdução de uma segunda ressonância. De uma forma geral, a frequência de ressonância superior é definida pela largura da antena e a inferior é determinada pelo tamanho e posição das fendas, estas apresentam um comportamento que se assemelha a um circuito indutivo. Porém, estas antenas têm como grande inconveniente o facto de apresentarem grandes dimensões, não sendo praticáveis para alguns dos terminais pessoais dos sistemas de telecomunicações integrados actuais, mas podem ser usadas por exemplo nas estações base. W Ws (X f,y f ) Ps L Ls x h y Figura 2.1 Geometria da antena em forma de E. 7

26 2.3. Simulação da antena Inicialmente optou-se por simular uma das antenas referida em [8], mais concretamente, a que, segundo o artigo, permite o funcionamento nas bandas pretendidas. Os parâmetros da antena impressa encontram-se na Tabela 2.1 e para se efectuar a alimentação no simulador utilizou-se o cabo coaxial semi-rígido EZ141-AL, com raio do condutor interno de 0.46 mm e uma impedância de 50 Ω. O plano terra é condutor perfeito com dimensões 140 mm por 210 mm, o dieléctrico é o ar ( r =1 ) e a antena impressa é de cobre. (L, W) (70,50) mm (L s, W s ) (40, 6) mm Ps 10 mm (X f, Y f ) (35, 6) mm H 15 mm Tabela 2.1 Parâmetros da antena em forma de E referidos no artigo[8] Coeficiente de reflexão de entrada (S ) 11 Após se simular a antena, o comportamento esperado era o de uma antena de banda larga. No entanto, a simulação indica que, utilizando o critério de adaptação escolhido S 11 <- 10 db, a antena funciona em dupla-frequência, como se pode verificar na Figura 2.2 (a), sensivelmente diferente do obtido em [8]. Como se pode observar na Figura 2.2 (b), a antena para este caso funciona em banda larga. Apesar de o resultado obtido ser do mesmo tipo do artigo, verifica-se que para além do desvio da frequência inferior a segunda ressonância não se encontra bem marcada. As discrepâncias entre os resultados simulados e os valores do artigo podem dever-se ao facto de não serem especificados neste as dimensões da secção transversal do cabo de alimentação. As ressonâncias encontram-se nas frequências de 1.97 GHz e 2.36 GHz e as respectivas larguras de banda (S 11 <-10dB) são de 7,61% e 10,8%. Porém, apenas a frequência inferior se encontra adaptada nos 50 Ω, como se pode verificar no gráfico da Figura 2.3, que corresponde à variação da impedância de entrada da antena com a frequência obtida por simulação. (a) (b) Figura 2.2 Coeficiente de reflexão de entrada da antena em forma de E em estudo (a) simulada (b) extraído do artigo [8]. 8

27 Figura 2.3 Impedância de entrada da antena em forma de E Intensidade das correntes A melhor forma de se compreender o comportamento de uma antena é através da análise das correntes superficiais no elemento radiador. As amplitudes da corrente na direcção do eixo dos y ( J y) são sempre maiores que as ao longo do eixo dos x (J x) porque o modo principal na antena é o modo TM 01. Ao longo da fenda a amplitude da corrente no sentido do eixo dos y aumenta, atingindo o valor máximo na extremidade oposta à alimentação, na qual, J x também possui o seu máximo com aproximadamente a mesma amplitude. No entanto, as amplitudes de corrente em torno da fenda diferem com a frequência: na frequência de ressonância superior, as maiores amplitudes da corrente encontram-se em torno das fendas e nas extremidades (esquerda e direita) da antena, como se verifica na Figura 2.4. Isto significa que tanto a parte superior como a inferior da antena não afectam significativamente o comportamento ressonante desta. Nesta situação, a frequência é praticamente determinada pelo W; na frequência inferior, o comportamento altera-se, no mesmo instante temporal, como se verifica na Figura 2.5, as correntes à volta das fendas são mais significativas, i.e. o percurso percorrido pela corrente aumenta, porque é necessário contornar as fendas, formando-se um efeito indutivo que baixa a ressonância. De modo a melhor se compreender o efeito de cada um dos parâmetros da antena efectuou-se um estudo à cerca da variação de cada um destes que se encontra no Anexo C, secção C.1. Estes resultados comprovam a análise das amplitude de corrente e mais uma vez se pode verificar que as dimensões e posição das fendas (L s, w s e P s ) são os responsáveis pela frequência inferior de ressonância da antena e a frequência superior é essencialmente definida pela largura da antena (W). Os restantes parâmetros, altura (L) e posição da alimentação (X f e Y f ) afectam menos significativamente a antena, causam apenas um pequeno desvio em uma ou mesmo até nas duas frequências de ressonância. 9

28 Figura 2.4 Comportamento da intensidade da corrente total na antena em forma de E na frequência superior num instante t. Figura 2.5 Comportamento da intensidade da corrente total antena em forma de E na frequência inferior num instante t Diagramas de radiação Os diagramas de radiação para a frequência de ressonância inferior e superior encontram-se na Figura 2.6 e na Figura 2.7, respectivamente. Como seria de esperar, verificase claramente a simetria do diagrama de radiação no plano H (Plano yz), visto a antena ser simétrica neste plano. Já no plano E (Plano xz) tal não se verifica. No plano E a largura de feixe a -3 db corresponde a cerca de 61 graus a 1.97 GHz e a 50 graus a 2.36 GHz. A polarização cruzada atinge um máximo de cerca de 70dB abaixo da copolarização para as duas frequências, valor que na prática é muito difícil de alcançar. No plano H, a largura de feixe é cerca de 63 graus a 1.97 GHz e a 60 graus a 2.36 GHz. Neste caso a polarização cruzada atinge um máximo de 15 db na frequência inferior e cerca de 13 db abaixo da co-polarização na frequência superior. Esta situação pode ser bastante desfavorável para alguns sistemas de telecomunicações e neste caso pode dever-se ao efeito indutivo das fendas. 10

29 ( a) (b) Figura 2.6 Diagramas de radiação simulados da antena em forma de E na frequência inferior: (a) Plano E; (b) Plano H. (a) (b) Figura 2.7 Diagramas de radiação simulados da antena em forma de E na frequência superior: (a) Plano E; (b) Plano H. Na Figura 2.8 encontra-se o ganho da antena; verifica-se que para as ressonâncias inferior e superior este vale 8.95 e 9.47 dbi, respectivamente. Figura 2.8 Ganho da antena em forma de E simulada. 11

30 2.4. Optimização da antena Procedeu-se à optimização da antena por forma a obter a banda necessária ao funcionamento do UMTS e Bluetooth, visto serem estes os serviços cujas frequências e respectiva separação se considerou para que melhor se enquadrem na antena, tendo em conta as características de ressonância que esta apresenta. Nesta fase do trabalho consideraram-se já alguns aspectos de natureza prática essenciais para a viabilidade mecânica do protótipo. Uma das questões tem a ver com a necessidade de suportar o E da antena, visto o dieléctrico ser o ar. Assim, para efeitos de sustentação, foram introduzidos na antena dois dieléctricos, o Duroid 5880 (ε r =2.2) com 25 mil de espessura, sobre o qual se fabricou a antena impressa, que por sua vez assenta numa placa de capline 6 de 3mm espessura e com r próximo de O cabo utilizado foi o EZ141-AL com raio do condutor interno de 0.46 mm. O plano terra tem dimensões 140 mm por 210 mm. Dado que a banda do UMTS (FDD e TDD) é relativamente grande, a forma de respeitar este critério, com esta geometria de antena, foi obter como solução uma antena de banda larga. As optimizações foram realizadas de forma a minimizar o coeficiente de reflexão de entrada nas bandas pretendidas. Assim, após várias simulações, a antena que melhor respeitou as bandas necessárias apresenta o coeficiente de reflexão da Figura 2.9 e as dimensões da Tabela 2.2. As frequências de ressonância obtidas são de 1.96 GHz e 2.37 GHz e a largura de banda obtida é cerca de 31.11%. Na Figura 2.10 encontra-se a impedância de entrada da antena em função da frequência e, neste caso, a frequência que se encontra melhor adaptada nos 50 Ω é a frequência superior, apesar da frequência inferior também estar muito próxima, situação que não se verificava anteriormente. (L, W) (79.38,50.24) mm (L s, W s ) (43.11, 8.54) mm Ps 9.23 mm (X f, Y f ) (39.69, 7.71) mm h ar 8.27 mm Tabela 2.2 Parâmetros da antena resultantes da optimização da antena em forma de E. Na Figura 2.11 encontra-se representado o ganho da antena resultante das optimizações, este apresenta os valores de 9.2 e dbi para as frequências de ressonância inferior e superior, respectivamente. Considerou-se interessante o estudo de aplicação de stubs de sintonia fina, para permitir compensar erros de fabrico que deteriorem a resposta em frequência. As várias simulações efectuadas encontram-se no Anexo C - secção C.2. Verificou-se que ao introduzir-se stubs, principalmente nas zonas de maior intensidade de corrente, está-se a aumentar os percursos das correntes e só se conseguem obter ressonâncias abaixo do valor que estas apresentam. Isto traduz que os stubs podem acrescentar comprimento necessário na antena para se obter a adaptação pretendida, caso esta apresentasse menores dimensões. Optou-se por não recorrer ao uso de stubs, pois face aos detalhes grandes da antena, os erros no processo de fabrico são 6 Prancha formada por espuma de baixa densidade colada entre duas folhas de cartolina fina, usado em construção de modelos de arquitectura. 12

31 pouco relevantes e de pequenas percentagens, no que diz respeito as dimensões da antena, para os comprimentos de onda em questão. UMTS Bluetooth Figura 2.9 Coeficiente de reflexão da antena em forma de E resultante da optimização. UMTS Bluetooth Figura 2.10 Impedância da antena em forma de E resultante das optimizações. UMTS Bluetooth Figura 2.11 Ganho da antena em forma de E resultante das optimizações. 13

32 2.5. Resultados Experimentais De seguida, procedeu-se à fabricação e medição da antena como indicado no Anexo D. De modo a sustentar a antena impressa foi necessário colocar espassadores de acrílico entre o capline e o plano terra. Para tal foi utilizada cola de fotografia. Foram realizadas as medidas do coeficiente de reflexão de entrada e dos diagramas de radiação e comparadas com os valores teóricos da antena. A antena fabricada encontra-se na Figura (a) (b) Figura 2.12 Antena impressa em forma de E fabricada: (a) vista de topo; (b) vista de perfil Coeficiente de reflexão de entrada Restrições durante a construção obrigaram a alterar alguns parâmetros da antena. O substrato de Duroid na antena fabricada é mais fino que o simulado (20 mil em vez de 25mil) e é mais pequeno que o plano de terra. Além disso, a espessura da capline é de 3.6 mm em vez do 3 mm e a altura final da antena é cerca 0.1 mm mais pequena. Na Figura 2.13 é possível comparar o coeficiente de reflexão de entrada medido com o simulado, bem como uma nova simulação com Duroid 20 mil, h ar =7.7mm e h placa =3.6mm. Porém, esta simulação ainda não descreve completamente a antena real, porque o Ansoft Designer não permite diminuir as dimensões dos dieléctricos em relação ao plano terra. Como resultado final, obteve-se uma antena de banda larga com frequências de ressonância nos 1.91 GHz e 2.34 GHz e com uma largura de banda de 30.14%. Verificaramse desvios de cerca de 50 MHz na frequência de ressonância inferior e de 30 MHz na superior (2.6% e 1.3%, respectivamente), relativamente à simulação inicial. E de cerca de 70 MHz para ambas as frequências (correspondente a desvios de 3.6% e 3%), relativamente à simulação do protótipo final. Estes desvios podem ser justificados, porque o substrato Duroid é bastante mais pequeno que o plano terra e porque a permitividade da placa de cartolina não deve ser exactamente os 1.05 utilizados nas simulações. 14

33 UMTS Bluetooth Figura 2.13 Coeficiente de reflexão de entrada da antena em forma de E simulado e medido Diagrama de radiação Os valores medidos e simulados do diagrama de radiação para as duas frequências de ressonância encontram-se na Figura 2.14 e na Figura 2.15, respectivamente. Verifica-se que no plano E a largura de feixe a -3 db corresponde a cerca de 58.8 graus a 1.97 GHz e a 47.4 graus a 2.37 GHz. A polarização cruzada atinge um máximo de cerca de -31 db abaixo da copolarização para as duas frequências. No plano H, a largura de feixe é cerca de 62 graus a 1.96 GHz e 56.2 graus a 2.37 GHz. Neste caso a polarização cruzada atinge um máximo de 16 db na frequência inferior e cerca de 12 db, abaixo da co-polarização. As principais diferenças entre os valores teóricos e os medidos ocorrem a partir dos 125º. A partir deste valor temos obstrução da radiação pelo posicionador e equipamento de suporte da antena. As maiores diferenças verificam-se para a componente cruzada no plano E; tal pode dever-se a um possível desalinhamento entre a antena em teste e a corneta, aquando da medição Conclusões Nesta etapa do projecto adquiriu-se sensibilidade em relação aos parâmetros que influenciam o comportamento das amplitudes de corrente e ao efeito da introdução de fendas nas antenas impressas. Foi também possível validar a ferramenta de simulação e os métodos de fabrico através da simulação e construção do protótipo comparando os resultados teóricos e experimentais. 15

34 (a) (b) Figura 2.14 Comparação entre os diagramas de radiação da antena em forma de E simulados e medidos da frequência inferior: (a) Plano E; (b) Plano H. 16

35 (a) (b) Figura 2.15 Comparação entre os diagramas de radiação da antena em forma de E simulados e medidos da frequência superior: (a) Plano E (b); Plano H. 17

36 18

37 3. Antenas reconfiguráveis com interruptores ideais 3.1. Objectivos Neste capítulo pretende-se estudar diferentes geometrias de antenas impressas que, através da alteração do estado de interruptores ideais integrados na sua estrutura, alternam a frequência de ressonância. O corte corresponde a ter um interruptor ideal aberto. No estado fechado, os interruptores são substituídos por finas tiras metálicas. Deste modo, são necessárias duas configurações de antenas, uma para cada estado dos interruptores ideais, i.e., uma em configuração fechada e outra em configuração aberta. As configurações escolhidas são de geometria simples visto que o objectivo deste trabalho é obter uma antena com comutação electrónica o que por si só já introduz bastante complexidade. A primeira abordagem consiste em estudar a possibilidade de introduzir uma terceira ressonância na antena em forma de E obtida no Capítulo anterior, mantendo inalteradas as dimensões iniciais desta e apenas introduzindo cortes na metalização. A fase seguinte do projecto consiste na análise e estudo de duas configurações de antenas distintas e diferentes da anterior do ponto de vista da geometria, agora para funcionar alternadamente, nas mesmas bandas de frequência utilizadas no capítulo anterior, UMTS e Bluetooth. Uma consiste na introdução de fendas rectangulares em lados opostos de uma antena impressa rectangular cujos comprimentos são alterados através da posição e estado dos interruptores, alternando assim as frequências de ressonância. A outra consiste numa antena também rectangular, com uma esquadria parasita que se encontra ligada a esta através de vários interruptores, originado assim outra frequência de ressonância. No entanto, o maior obstáculo desta etapa consiste em obter as larguras de banda necessárias para cada serviço, visto que ambas as configurações apresentam bandas da ordem de 1 a 2 %, correspondente ao valor típico de uma antena impressa rectangular. A utilização de ar para aumentar a largura de banda foi posta de parte, visto que aumenta significativamente a espessura da antena e complica a sua fabricação. Nesta fase do projecto o principal objectivo é obter uma antena que funcione alternadamente em duas frequências, através de comutação electrónica e não obter as bandas necessárias para os serviços. Deste modo, optou-se por utilizar o substrato disponível de maior espessura para se obter uma largura de banda aceitável e suficiente para um bom funcionamento da antena. Assim, as frequências de funcionamento foram escolhidas de modo a se obter uma percentagem aceitável da banda central para o UMTS TDD e o Bluetooth. Deste modo, as ressonâncias pretendidas correspondem a 1.95 GHZ e 2.45 GHz. Nesta etapa, de modo projectar a antena pretendida, as optimizações são efectuadas separadamente para cada configuração do interruptor, dado que cada estado deste provoca uma diferente frequência de ressonância, e que cada uma é influenciada por diferentes parâmetros. Começa-se por optimizar a antena para uma das frequências e de seguida substituem-se os valores obtidos na outra configuração e assim sucessivamente até ser encontrada uma boa adaptação para ambas as frequências. Foram utilizadas funções de custo 19

38 nas optimizações de forma a se obter o melhor coeficiente de reflexão possível para cada uma das frequências Antena E Reconfigurável Começou-se por seleccionar, entre os serviços da Tabela 1.1, a terceira banda de funcionamento que melhor se enquadra na configuração da antena em forma de E anterior, tendo em conta que, ao introduzir cortes na metalização, o elemento ressonante diminui de dimensão e apresenta uma frequência de ressonância superior à original. Assim, tentou-se obter uma ressonância nos 3.5 GHz, que corresponde a uma das frequências de teste do WiMax em Portugal. Para atingir este propósito, foram testadas, as configurações apresentadas na Figura 3.1. A separação no metal possui um espaçamento de 0.5 mm. Uma configuração alternativa e menos interessante, com um corte em T inclinado, encontra-se apresentada no Anexo E - secção E.1. Os gráficos dos coeficientes de reflexão de entrada obtidos por simulação, para as duas geometrias da Figura 3.1, encontram-se na Figura 3.2. As soluções possíveis, com os coeficientes de reflexão de entrada da antena inferior ao limiar dos -10 db, correspondem maioritariamente a terceiras ressonâncias compreendidas entre os 1.9 GHz e 2.55 GHz e portanto longe dos 3.5 GHz pretendidos. l x w x (a) (b) Figura 3.1 Geometria da antena em forma de E em configuração aberta: (a) Corte em rectângulo; (b) Corte em forma de T. (a) (b) Figura 3.2 Coeficiente de reflexão da antena em forma de E em configuração aberta (a) corte em rectângulo (b) corte em forma de T. 20

39 Esta limitação resultou do facto de se ter optado por não modificar o ponto de alimentação, i.e., manter a antena original. No entanto, soluções apelativas, i.e. com frequência de ressonância acima da largura de banda da antena E passiva, correspondem a l x =30 mm e a w x =15 mm nas configurações da Figura 3.1 (a) e (b), respectivamente. Assim, o passo seguinte corresponde ao estudo destas configurações com os circuitos fechados, de forma a tentar obter os resultados do coeficiente de reflexão de entrada da antena anterior. Para tal, foram colocadas tiras de metal finas, para simular os interruptores ideais, nas zonas de maior intensidade de corrente. Na Figura 3.3 encontram-se as configurações fechadas: os números de tiras metálicas necessárias são de três para o corte em rectângulo Figura 3.3 (a) e de quatro para o corte em T. Figura 3.3 (b) Na Figura 3.4 pode se verificar que a recuperação do coeficiente de reflexão de entrada da antena E passiva anterior não constitui um problema; as curvas são praticamente coincidentes e facilmente se obtiveram os resultados pretendidos, visto que as correntes na antena se encontram muito concentradas em torno das fendas. (a) (b) Figura 3.3 Geometria da antena em configuração fechada: (a) Corte em rectângulo; (b) Corte em forma de T. (a) (b) Figura 3.4 Coeficiente de reflexão de entrada da antena em forma de E em configuração fechada: (a) corte em rectângulo; (b) corte em forma de T. De salientar que, permaneceu a ideia, durante as simulações, de que se a intenção inicial fosse obter uma antena de tripla-frequência com elementos activos tal teria sido possível realizando diversas simulações tendo em conta esta mesma finalidade e alterando a posição da alimentação. 21

40 3.3. Antena impressa com fendas comutáveis Descrição Após a revisão da literatura, uma das geometrias possíveis para se obter uma antena impressa electronicamente reconfigurável corresponde a uma antena quadrangular com uma ou mais fendas cujo comprimento é ajustável através da introdução de interruptores, denominada PASS, [22]. O principal objectivo consiste em optimizar a antena para que apresente valores de amplitude do coeficiente de reflexão de entrada reduzidos nas frequências de ressonância dos serviços pretendidos Simulação da antena com interruptores ideais Inicialmente, tentou-se obter as bandas pretendidas utilizando apenas uma fenda, centrada em relação ao eixo vertical da antena (y) ( Figura 3.5 (a)). No entanto, esta configuração não permite obter uma separação entre as frequências de ressonância além de um rácio de Assim, a solução para se obter um maior rácio entre as frequências de ressonância consiste em utilizar duas fendas em extremidades opostas, solução que maximiza o percurso médio das correntes na antena, que se encontra em [22] e cuja configuração se apresenta na Figura 3.5 (b). h y x Figura 3.5 Antena impressa: (a) com uma fenda; (b) com duas fendas em extremidades opostas; (c) vista de perfil. Após várias optimizações da antena nas configurações aberta e fechada, que se apresenta na Figura 3.6 e na qual os interruptores foram colocados a meio das fendas, obteve-se a antena pretendida, com as dimensões da Tabela 3.1. O substrato utilizado corresponde ao Duroid 5880 com h=125 mils de espessura, o plano terra tem como dimensões 60 mm por 60 mm e o cabo coaxial utilizado é o Ez-141-AL, cujo raio do condutor central é de 0.46 mm e impedância de entrada de 50 Ω. A antena optimizada e final apresenta o coeficiente de reflexão da Figura 3.7, na qual se pode verificar que as larguras de banda nesta geometria são muito reduzidas, cerca de 13 MHz (0.6 %) para a frequência de ressonância inferior de 1.95 GHz e cerca de 10 MHz (0.45 %) para a superior de 2.45 GHz. As larguras de banda desejadas são de 125 MHz (6.14 %) para o UMTS TDD e de 83.5 MHz (3.48%) para o Bluetooth. Tal facto constitui um grande inconveniente das antenas impressas em geral, mas 22

41 este ponto não está em questão neste trabalho conforme já foi realçado. Como se pode verificar nos gráficos da impedância da Figura 3.8, a frequência de ressonância superior encontra-se muito mais adaptada à alimentação de 50 Ω que a inferior. W (X f, Y f ) L s W s P s (a) (b) Figura 3.6 Geometria da antena impressa com fendas comutáveis: (a) configuração aberta; (b) configuração fechada. L=W mm X f 11.85mm Y f mm L s mm P s mm W s 3.19 mm Tabela 3.1 Dimensões da antena impressa com fendas comutáveis resultantes das optimizações. UMTS TDD Bluetooth Figura 3.7 Coeficiente de reflexão de entrada da antena impressa com fendas reconfiguráveis obtida através das optimizações. 23

42 UMTS TDD Bluetooth. (a) (b) Figura 3.8 Impedância de entrada da antena impressa com fendas reconfiguráveis: (a) interruptor desligado; (b) interruptor ligado. A análise da intensidade da corrente total na antena impressa, como se pode verificar na Figura 3.9, mostra que na frequência inferior as correntes se concentram em torno das fendas. No entanto, na frequência superior o valor da intensidade é consideravelmente maior e as correntes encontram-se essencialmente nos interruptores. Como complemento, o estudo da influência dos parâmetros da antena nas configurações aberta e fechada, encontra-se no Anexo E secção E.2. Neste se pode verificar que a dimensão da antena (L), a largura e a posição das fendas (L s e P s, respectivamente) influenciam ambas as frequências de ressonância, apesar de o L ser definido essencialmente pela frequência de ressonância inferior. O comprimento da fenda L s, induz um maior efeito na ressonância inferior, porque as correntes no caso do interruptor desligado se concentram em torno das fendas. Desta análise pode-se concluir que as fendas afectam as frequências de ressonância em ambos os estados dos interruptores, isto porque no caso do interruptor se encontrar desligado as amplitudes de corrente concentram-se em torno das fendas e no caso ligado atravessam os interruptores no centro destas. (a) (b) Figura 3.9 Comportamento da intensidade da corrente total na antena impressa com fendas comutáveis, no mesmo instante: (a) na frequência inferior; (b) na frequência superior. 24

43 Os diagramas de radiação no plano E, plano xz phi=0º, encontram-se na Figura 3.10 (a). Em ambas as frequências de ressonância, a largura de feixe a -3 db corresponde a cerca de 87.6 graus. No caso da frequência inferior (f 1 ), 1.95 GHz, o máximo da componente cruzada encontra-se 20 db abaixo da co-polarização, enquanto que na frequência superior (f 2 ), correspondente a 2.45 GHz, o valor é de 9.5 db. A variação brusca do valor dos campos que se verifica aos ±90º, corresponde à posição do plano terra e deve-se ao método de cálculo da ferramenta de simulação. No plano H, plano yz phi=90º, Figura 3.10 (b), o comportamento dos campos é semelhante ao plano E. A largura de feixe a -3 db corresponde a cerca de 95 graus nos dois casos. Na frequência inferior (f 1 ), o máximo da componente cruzada encontra-se db abaixo da co-polarização, porém, na frequência superior (f 2 ), a polarização cruzada encontrase apenas a -9.5 db da co-polarização. Na frequência inferior de 1.95 GHz a polarização da antena é aproximadamente linear em ambos os planos. No que diz respeito à frequência superior de 2.45 GHz, a polarização linear da antena segundo x deteriora-se na frequência superior. As fendas têm uma maior influência nesta ressonância, deste modo o seu efeito capacitivo é maior neste caso, resultando numa componente cruzada mais elevada. (a) (b) Figura 3.10 Diagramas de radiação simulados da antena com fendas comutáveis: (a) Plano E; (b) Plano H Resultados experimentais da antena com interruptores ideais Após a fabricação das antenas da Figura 3.11, conforme descrito no Anexo D, foram realizadas as medidas do coeficiente de reflexão da antena e dos diagramas de radiação. Os resultados experimentais do coeficiente de reflexão de impedância de entrada encontram-se na Figura 3.12 e pode-se verificar que existe um desvio na frequência aproximadamente constante para ambas as ressonâncias (entre 1 e 2 %), Tabela 3.2. Estas discrepâncias são justificadas por erros nas escalas horizontais e verticais que foram introduzidas pela impressora utilizada para o fabrico das máscaras, Tabela 3.3. A repetição das simulações da antena utilizando as dimensões do protótipo real passam a apresentar uma melhor concordância de reflexão de entrada, como se pode verificar na Figura

44 (a) (b) Figura 3.11 Fotos da antena com fendas comutáveis fabricada: (a) configuração aberta; (b) configuração fechada. UMTS TDD Bluetooth Figura 3.12 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com fendas comutáveis simulado e medido. Simulado Medido Desvio Frequência inferior (F 1 ) 1.95 GHz GHz 34 MHz (1.55 %) Frequência superior (F 2 ) 2.45 GHz GHz 22 MHz (1%) Largura de Banda (F 1 ) 13 MHz (0.6%) 10 MHz (0.45%) 2 MHz (0.1%) Largura de Banda (F 2 ) 50 MHz (2.3%) 30 MHz (1.36%) 20 MHz (0.9%) Tabela 3.2 Frequências de ressonância e larguras de banda da antena com fendas comutáveis. 26

45 Os diagramas de radiação medidos e simulados para a frequência inferior encontram-se na Figura 3.14 e para a frequência superior na Figura Como se pode verificar, os diagramas de radiação medidos são bastante concordantes com os simulados, pelo menos até cerca de ±120 graus, limite a partir do qual os valores medidos não são fiáveis, como foi justificado no capítulo anterior. As larguras de feixe a -3 db mantêm-se inalteradas, havendo apenas uma ligeira subida no valor da componente cruzada da ordem de 2 db no plano H da frequência inferior e no plano E da frequência de ressonância superior. Valores resultantes da simulação (mm) Valores após o fabrico (mm) Desvio (%) W L X f L s P s W s Tabela 3.3 Dimensões ideais e reais da antena com fendas comutáveis. UMTS TDD Bluetooth Figura 3.13 Coeficiente de reflexão de entradao da antena com fendas comutáveis com os valores reais da antena simulados e medidos. 27

46 (a) (b) Figura 3.14 Diagrama de Radiação da antena com fendas comutáveis para a frequência de ressonância inferior: (a) plano E; (b) plano H. 28

47 (a) (b) Figura 3.15 Diagrama de Radiação da antena com fendas comutáveis para a frequência de ressonância superior: (a) plano E; (b) plano H Antena Impressa com Elemento Parasita Descrição De modo a construir uma antena reconfigurável que funcione nas bandas antes especificadas, Nesta caso temos como que duas antenas impressas quadradas, uma dentro da outra. A antena que consiste numa antena impressa quadrangular que tem uma frequência de ressonância nos 2.45GHz, sendo que a frequência de ressonância dos 1.95 GHz, é efectuada através da ligação de um elemento parasita com o uso de interruptores à antena impressa 29

48 quadrada, aumentando assim as dimensões da antena, logo obtém-se uma frequência de ressonância inferior. Efectuaram-se diversas optimizações de modo a obter um bom coeficiente de reflexão de entrada nas frequências pretendidas e a diminuir a influência do elemento parasita. C M (X f, Y f ) W Q tiras de metal L y x (a) (b) Figura 3.16 Antena com elemento parasita: (a) interruptores desligados; (b) interruptores ligados Simulação da antena Começou-se por projectar duas antenas impressas quadradas, cada uma para sua frequência. De seguida, calcularam-se as dimensões que deveria ter a antena quadrada e o elemento parasita e efectuaram-se diversas optimizações de modo a obter as frequências e bandas desejadas, as dimensões finais são indicadas na Tabela 3.4. O substrato utilizado foi o Duroid 5880, com espessura de h=125 mil, sendo o plano terra de 75 mm por 75 mm; o cabo coaxial utilizado é o Ez-141-AL, cujo raio do condutor central é de 0.46 mm e impedância de entrada de 50 Ω. De modo a simular os interruptores ideais, na configuração fechada, são colocadas tiras de metal de 0.5mm por 0.5 mm, nos locais indicados na Figura 3.16 (b) L=W mm x f mm y f L/2= mm M 2.08 mm C 6.35 mm Q 7.30 mm Tabela 3.4 Dimensões da antena com elemento parasita. A antena projectada apresenta o coeficiente de reflexão da Figura 3.17, verifica-se que a largura de banda obtida em cada uma das frequências de ressonância é de 50 MHz, ou seja, cerca de 2.54 % para a frequência inferior e 2.04 % para a frequência superior. A impedância de entrada encontra-se na Figura 3.18, sendo possível verificar que a frequência superior se encontra melhor adaptada ao valor de 50 Ω. 30

49 UMTS TDD Bluetooth Figura 3.17 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita obtida. UMTS TDD Bluetooth (a) (b) Figura 3.18 Impedância de entrada da antena com elemento parasita: (a) com os interruptores ligados;(b) com os interruptores desligados. (a) (b) Figura 3.19 Diagramas de radiação da antena com elemento parasita: (a) plano E simulado;(b) plano H- simulado. 31

50 Na Figura 3.19(a) verifica-se que os diagramas de radiação, no plano E (xz), tanto o da co-polarização como o da polarização cruzada, são bastante similares, existindo uma ligeira assimetria no diagrama de radiação da polarização cruzada para a frequência de 2.45 GHz. A largura de feixe a -3 db é cerca de 80 graus para ambas as frequências. O máximo da polarização cruzada encontra-se cerca de 40 db abaixo da co-polarização. Na Figura 3.9 (b) encontram-se os diagramas de radiação para o plano H (yz), estes também são bastante similares sendo a largura de feixe a -3 db, também cerca de 80 graus. O máximo da polarização cruzada encontra-se cerca de 30dB abaixo da co-polarização no caso da frequência inferior e cerca de 22 db abaixo para a frequência superior. Na Figura 3.20(a) encontra-se a representação das correntes no mesmo instante temporal na configuração aberta; é possível verificar que as correntes são mais intensas na antena impressa do que no elemento parasita dado que este não é alimentado. Na Figura 3.20(b), as correntes são mais intensas junto dos interruptores devido ao fluxo de corrente para o elemento parasita. (a) (b) Figura 3.20 Correntes da antena com elemento parasita para o mesmo instante:(a) configuração aberta;(b) configuração fechada Resultados experimentais Depois de fabricadas as antenas da Figura 3.21, foram efectuadas as medições já descritas anteriormente, da medição do coeficiente de reflexão de entrada e dos diagramas de radiação. Os resultados obtidos para as duas antenas encontram-se descritos na Figura 3.22 e na Tabela 3.5. Verifica-se que para a banda inferior a frequência de ressonância se encontra exactamente no valor projectado, no entanto a largura de banda diminuiu cerca de 2.72%, em relação ao simulado. Para a frequência superior verifica-se um deslocamento de 30 MHz (1.36%) e a largura de banda diminuiu 1.8%. 32

51 (a) (b) Figura 3.21 Fotos da antena com elemento parasita fabricada: (a) configuração aberta; (b) configuração fechada. UMTS TDD Bluetooth Figura 3.22 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita simulada e real. Simulado Medido Desvio Frequência inferior 1.95 GHz 1.95 GHz 0 MHz (F 1 ) Frequência 2.45 GHz 2.42 GHz 30 MHz 1.36% superior (F 2 ) Largura de Banda 50 MHz 2.54% 44 MHz 2.22% 6 MHz 2.72% (F 1 ) Largura de Banda (F 2 ) 50 MHz 2.04% 56 MHz 2.31% 4 MHz 1.8 % Tabela 3.5 Frequências de ressonância e larguras de banda para a antena com elemento parasita. Os valores realmente obtidos das dimensões da antena após a fabricação encontram-se na Tabela

52 Na Figura 3.23 encontra-se a comparação do coeficiente de reflexão simulado com os valores dos parâmetros de projecto e simulado com as dimensões do protótipo final da antena: sobrepõem-se no mesmo gráfico as curvas medidas. Verifica-se que para a frequência de 1.95 GHz, o resultado mantém-se coincidente, no entanto para a frequência de 2.42 GHz, agrava-se ligeiramente a discrepância. Valores resultantes da Valores após o fabrico Desvio (%) simulação(mm) (mm) L x % L y % x f % y f % M % C % Q % Tabela 3.6 Dimensões projectadas e reais da antena com elemento parasita. UMTS TDD Bluetooth Figura 3.23 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita simulada e real. Na Figura 3.24 encontram-se os diagramas de radiação medidos para a frequência inferior. No plano E, como era de esperar a co-polarização é simétrica. Verifica-se que a largura de feixe a -3dB é cerca de 76 graus, sendo que a polarização cruzada se encontra cerca de -35 db abaixo da co-polarização. No plano H, a largura de feixe a -3 db, é cerca de 80 graus, sendo que a polarização cruzada se encontra -30 db abaixo da co-polarização. 34

53 (a) (b) Figura Comparação entre os diagramas de radiação simulados e medidos da antena com elemento parasita para a frequência inferior (a) Plano E (b) Plano H. Na Figura 3.25 encontram-se os diagramas de radiação para a frequência superior de 2.42 GHz, no plano E a largura de feixe a 3dB é de cerca de 85 graus. Neste caso, a polarização cruzada encontra-se -30 db abaixo da co-polarização. Para o plano H, a largura de feixe a - 3dB é cerca de 80 graus, e o valor máximo da polarização cruzada é -30 db que o da copolarização. 35

54 (a) (b) Figura 3.25 Comparação entre os diagramas de radiação simulados e medidos da antena com elemento parasita para a frequência superior (a) Plano E (b) Plano H Conclusões Esta etapa do projecto permitiu concluir que é possível construir antenas reconfiguráveis utilizando interruptores ideais, ou seja, elaborando dois protótipos em que um simula o estado desligado e outro o ligado. Neste caso são utilizadas tiras de metal nos locais onde se situam os interruptores. 36

55 4. Antenas Reconfiguráveis com interruptores activos 4.1. Objectivos Esta etapa é de grande interesse e relevância para este trabalho, dado que se começa o estudo da inserção de elementos activos. Consiste essencialmente na substituição dos interruptores ideais por interruptores activos nas antenas obtidas anteriormente. Os interruptores seleccionados foram os díodos PIN 7, porque apresentam boas características para comutação em RF, dimensões relativamente reduzidas e custo baixo. Após a análise do comportamento destes, no que diz respeito às suas perdas de inserção e isolamento, os díodos foram inseridos e simulados na antena. Deste modo, obtém-se uma configuração única para cada antena, que possibilita o funcionamento em ambos os estados dos interruptores, e assim, obter uma antena impressa com frequências de ressonância electronicamente reconfiguráveis. A inserção de elementos activos nas antenas introduz efeitos, por vezes indesejados, devido ao comportamento não linear destes. Por outro lado, é necessária a introdução na antena de circuitos para a polarização DC dos díodos de modo a minimizar a interferência no comportamento de RF da antena. Consequentemente, impõem-se optimizar novamente as dimensões das antenas para minimizar os valores do coeficiente de reflexão de entrada nas bandas de frequência pretendidas Estudo do comportamento dos Díodos PIN De modo a ser possível compreender o comportamento dos díodos PIN no domínio da frequência, procedeu-se ao estudo destes nos estados ligado e desligado. Estes díodos, consoante se encontram polarizados ou não, apresentam diferentes circuitos equivalentes, de acordo com os parâmetros específicos fornecidos pelo fabricante, Figura 4.1. Aparte uma indutância em série que é igual em ambos os estados, quando o díodo se encontra desligado o seu circuito equivalente corresponde a uma resistência em paralelo com uma capacidade e quando se encontra ligado equivale a uma resistência. (a) (b) Figura 4.1 Circuitos equivalentes do díodo: (a) desligado; (b) ligado. O desempenho de um díodo pode ser medido através da sua matriz de dispersão (matriz S), em especial pelo seu elemento S 21, que corresponde às perdas de inserção ou ao isolamento quando o díodo se encontra ligado ou desligado, respectivamente. Assim, um 7 Acrónimo Anglo-saxónico para p-type, intrinsic, n-type 37

56 díodo ideal possui perdas de inserção de 0 db e um isolamento, menos infinito (em db). Pretende-se um interruptor de reduzidas dimensões e de fácil inserção na antena. Dos tipos disponíveis para aquisição, foi escolhido o díodo que apresentava melhores valores de perdas de inserção e, preferencialmente, de isolamento, o díodo PIN BAR50-02V da Infineon, Figura 4.2, no qual L=0.6nH, R f =3Ω, R p =5kΩ e C T =0.15pF, para as frequências em análise. De modo a determinar experimentalmente os parâmetros da matriz S do díodo nas frequências de funcionamento das antenas, este foi inserido em série numa linha de transmissão, conforme o esquema descrito no Anexo F - secção F.1. No qual, a partir da matriz de dispersão medida do conjunto formado pela linha e pelo díodo procedeu-se analiticamente à extracção da matriz S pretendida do díodo. O processo foi repetido para dois exemplares do mesmo tipo de díodo e tomou-se o valor médio. Como se pode verificar, pela Figura 4.3 (a), o isolamento do díodo, nas frequências desejadas, encontra-se compreendido entre os -12 e os -14 db, bastante afastado dos valores ideais. No entanto, as perdas de inserção apresentam valores aceitáveis, próximo dos 0 db, Figura 4.3 (b). Quanto aos valores fornecidos pelo fabricante, estes indicam que o isolamento toma valores de -21 a -18dB e as perdas de inserção de a - 0.2dB. Figura 4.2 Díodo PIN BAR50-02V (a) (b) Figura 4.3 Valores experimentais e médios dos díodos: (a) isolamento; (b) perdas de inserção. Após a análise do desempenho dos díodos, a fase seguinte consiste em inseri-los nas antenas, em substituição das tiras metálicas. Porém a introdução de elementos activos implica a sua polarização DC, preferencialmente usando para esse fim o próprio cabo coaxial que leva o sinal de RF para evitar a complicação de circuitos adicionais. Assim é necessário incorporar na antena elementos que permitam separar a componente DC da componente RF. Com esta finalidade, foram introduzidas bobines entre o plano terra e o elemento metalizado da antena (patch) através de vias em zonas de menor amplitude de corrente de RF, Figura 4.4 (a) e (b), mantendo assim a metalização da antena (patch) isolada do plano de terra quanto à componente de RF. Porém, na antena impressa com fenda comutável (Figura 4.4 (a)) é necessário criar uma ilha por forma a permitir polarizar o díodo adequadamente sem afectar a componente de RF. 38

57 Com este fim, introduziram-se cortes finos na metalização que são fechados por condensadores que bloqueiam a corrente DC mas permitem a passagem da componente de RF. Os condensadores são colocados na margem junto às fendas, porque corresponde à zona de maior intensidade das corrente, como se pode verificar na Figura 4.4 (a). Alimentação DC + RF Via bobine Via bobine Alimentação DC+RF Díodos (3/4) Ls L d condensadores díodos (a) (b) Figura 4.4 Posicionamento dos elementos activos na antena: (a) com fendas reconfiguráveis; (b) com elemento parasita Os valores da capacidade dos condensadores e da indutância das bobines foram escolhidos de modo a causarem a menor interferência possível ao sinal de RF e, também, em função da disponibilidade e dimensões destes componentes. As simulações para a escolha dos melhores parâmetros encontram-se no Anexo F secção F.2. Durante esta análise verificou-se que a introdução de condensadores e bobines afecta fortemente as frequências de ressonância. No entanto, a variação do valor dos condensadores não afecta a frequência superior, porque as amplitudes de corrente da antena atravessam os interruptores e não contornam as fendas. A maior dificuldade, consistiu em escolher um valor da indutância suficientemente elevado para não provocar uma grande influência na componente de RF e cuja frequência de ressonância da bobine se encontre bastante acima da gama de funcionamento da antena. Após esta análise, os valores da capacidade e da indutância escolhidos e a utilizar são de 100 pf e de 22 nh, respectivamente. Na ferramenta de simulação, tanto os condensadores como os díodos PIN são representados através de blocos (N-ports) com os respectivos parâmetros da matriz de transmissão. As bobines são introduzidas através de vias e ligadas ao plano terra, com o respectivo valor da indutância que se pretende Simulação das antenas com díodos PIN Devido à influência dos díodos, bobines e condensadores nas antenas é necessário reoptimizar as antenas anteriormente projectadas. Dado que os parâmetros da matriz de transmissão dos díodos diferem conforme o estado do interruptor, tornou-se necessário efectuar simulações para o caso ligado e para o caso desligado, separadamente. Ou seja, primeiro optimizou-se uma das frequências de ressonância e substituíram-se os valores dos parâmetros obtidos na outra configuração de modo a obter uma boa adaptação para a outra frequência, dado que cada uma delas é mais fortemente influenciada por diferentes parâmetros das geometrias das antenas. 39

58 Antena com Fendas Comutáveis A descrição da geometria da antena impressa com fendas comutáveis encontra-se na Figura 4.5. Efectuando as optimizações necessárias de modo a obter as frequências de ressonância desejadas de GHz e GHz. obtiveram-se as dimensões da Tabela 4.1, em que o substrato utilizado corresponde ao Duroid 5880 com h=125 mils de espessura, o plano terra tem como dimensões 60 mm por 60 mm e o cabo coaxial utilizado é o Ez-141-AL, cujo raio do condutor central é de 0.46 mm e impedância característica de 50Ω. A antena resultante das optimizações apresenta o coeficiente de reflexão de entrada apresentado na Figura 4.6, na qual se pode verificar que as larguras de banda são cerca de 23.1 MHz (1.18 %) para a frequência de ressonância inferior e cerca de 60 MHz (2.45 %) para a superior. Embora as larguras de banda continuem muito reduzidas,, dado que na banda UMTS TDD tem 125MHz (6.14 %) e a banda do Bluetooth 83.5 MHz (3.48 %), aumentaram relativamente à antena com interruptores ideais devido às capacidades introduzidas pelos condensadores e díodos. P s L s (X f, Y f ) 2 mm W s W (3/4)Ls L d L Figura 4.5 Geometria da antena impressa reconfigurável com fendas comutáveis. L=W mm P s mm L s mm W s mm L d mm (X f, Y f ) ( mm, L/2) Tabela 4.1 Dimensões da antena impressa reconfigurável com fendas comutáveis. Na Figura 4.7(a) é possível analisar a impedância de entrada quando o díodo se encontra desligado e na Figura 4.7 (b) quando se encontra ligado. Verifica-se que a antena se encontra melhor adaptada à alimentação de 50Ω no caso da frequência inferior. 40

59 UMTS TDD Bluetooth Figura 4.6 Coeficiente de reflexão de entrada da antena reconfigurável com fendas comutáveis simulada. UMTS TDD Bluetooth (a) (b) Figura 4.7 Impedância de entrada da antena com fendas comutáveis: (a) díodo desligado; (b) díodo ligado. Na Figura 4.8 (a) e (b) pode se verificar o comportamento da corrente total para ambas as frequências. Tal como já tinha sido referido para o caso dos interruptores ideais as amplitudes de corrente na antena diferem consoante a frequência. Para a frequência inferior verifica-se que a corrente é mais intensa em torno das fendas. No caso da frequência superior a corrente tem maior intensidade junto dos díodos, dado que neste caso estes se encontram ligados. Os diagramas de radiação simulados obtidos para o Plano E e Plano H encontram-se na Figura 4.9. Para o Plano E verifica-se que a largura de feixe a -3 db é de 84 graus para a frequência inferior e de 83 graus para a frequência superior. No plano H, para a frequência inferior a largura de feixe a -3 db é de 95 graus e para a frequência superior 92 graus. Comparativamente à antena impressa com díodos ideais, a polarização cruzada é mais elevada. Apresenta valores semelhantes para o plano E e para o plano H. Para a frequência inferior encontra-se cerca de 5 db abaixo da co-polarização. No caso da frequência superior a polarização cruzada é mais reduzida, db comparativamente à co-polarização, dado que para este caso as fendas não influenciam tão significativamente. 41

60 (a) (c) (b) (d) Figura 4.8 Comportamento da intensidade da corrente total na antena com fendas comutáveis, no mesmo instante: (a) e (b)na frequência inferior, díodos ao corte; (c) e (d) na frequência superior, díodos ligados. (a) (b) Figura 4.9 Diagramas de radiação simulado da antena com fendas comutáveis: (a) Plano E; (b) Plano H Antena com Elemento Parasita Após terem sido efectuadas as optimizações necessárias para geometria da antena impressa com elemento parasita da Figura 4.10, obtiveram-se as dimensões da Tabela 4.2, em que o substrato utilizado corresponde ao Duroid 5880 com h=125 mils de espessura, o plano terra tem como dimensões 75mm por 75mm e o cabo coaxial utilizado é o Ez-141-AL, cujo raio do condutor central é de 0.46 mm e a impedância é 50Ω. O coeficiente de reflexão de 42

61 entrada da antena optimizada encontram-se na Figura 4.11, na qual se pode verificar que as larguras de banda, cerca de 216 MHz (9.82%) para a frequência de ressonância inferior de 1.95 GHz e cerca de 150 MHz (4.1%) para a superior de 2.45 GHz. Estas larguras de banda também aumentaram consideravelmente em relação à antena com interruptores ideais, neste caso devido apenas à capacidade introduzida pelos díodos. No entanto não é possível obter totalmente a banda UMTS TDD de 125 MHz (6.14%) e Bluetooth (3.48%). C W Q M L C Figura 4.10 Geometria da antena impressa com elemento parasita. L=W 37.41mm x f 10.42mm y f L/2= mm M 2.51mm C 8.44mm Q 5.78mm Tabela 4.2 Dimensões da antena impressa reconfigurável com elemento parasita. Na Figura 4.12 encontra-se a impedância de entrada para o caso dos díodos ligados e díodos desligados respectivamente. É possível verificar que ambas as frequências se encontram bem adaptadas à alimentação de 50 Ω. 43

62 UMTS TDD Bluetooth Figura 4.11 Coeficiente de reflexão de entrada da antena reconfigurável com elemento parasita simulada. UMTS TDD Bluetooth (a) (b) Figura 4.12 Impedância de entrada da antena com elemento parasita: (a) díodos ligados; (b) díodos desligados Na Figura 4.13 encontra-se o comportamento da intensidade de corrente na antena impressa.. Para o caso em que os díodos se encontram ligados, ou seja para a frequência inferior, verifica-se que a corrente atravessa os interruptores existindo correntes elevadas no elemento parasita. Para a frequência superior, os díodos encontram-se desligados, apesar de isso existe alguma corrente elemento parasita mas com uma amplitude de menor comparativamente ao caso ligado, assim a corrente localiza-se maioritariamente no elemento radiador. Os diagramas de radiação obtidos através da simulação da antena para o plano E e para o plano H encontram-se na Figura 4.14 (a) e (b), é possível verificar que são praticamente simétricos em ambos os planos dado a simetria existente na geometria da antena. Tanto no plano E como no plano H a largura de feixe a -3 db é cerca de 80 graus para a frequência inferior e cerca de 85 graus para a frequência superior. Nesta antena a polarização cruzada é mais elevada no plano H, encontrando-se o seu máximo cerca de 17.5 db abaixo da co-polarização no caso da frequência superior e db para a frequência inferior. Para o plano E, a polarização cruzada tem o seu máximo cerca de 26 db abaixo da co-polarização no caso da frequência superior e -30 db para frequência inferior. 44

63 (a) (b) Figura 4.13 Comportamento da intensidade da corrente total na antena com elemento parasita, no mesmo instante: (a) na frequência inferior, díodos ligados; (b) na frequência superior, díodos ao corte. (a) (b) Figura 4.14 Diagramas de radiação simulado da antena com elemento parasita: (a) Plano E; (b) Plano H Resultados Experimentais Antena com Fendas Comutáveis A antena com fendas comutáveis fabricada encontra-se Figura Na Figura 4.16 é possível ver em pormenor a integração do díodo, do condensador e da bobine ligada ao plano terra. Todos estes elementos de circuito são de tecnologia SMD. Procedeu-se à medição do coeficiente de reflexão na entrada, o qual se encontra na Figura 4.17 e onde se verifica um deslocamento nas frequências de ressonância de e uma degradação do valor do coeficiente de reflexão da antena, valores que se encontram na Tabela 4.3. A frequência inferior diminui cerca de 2.4% e a superior 3.7%, as discrepâncias nos valores simulados e experimentais podem dever-se ao aumento não contabilizado do valor da indutância das bobines com a frequência e também à existência de um risco profundo (fortuito) na metalização. 45

64 Figura 4.15 Foto da antena com fendas comutáveis fabricada (a) (b) Figura 4.16 Vista em pormenor da antena fabricada: (a) díodo e condensador; (b) bobine no plano terra UMTS TDD Bluetooth Figura 4.17 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com fendas comutáveis electronicamente simulada e medida. Como se pode verificar na Figura 4.18, quando se utilizam os parâmetros S da bobine, fornecidos pelo fabricante, os valores da frequência de ressonância são mais próximos da realidade, especialmente na frequência inferior. No entanto, as discrepâncias ainda verificadas podem se dever à necessidade de adicionar metalização e substrato abaixo do plano terra para a correcta simulação das bobines. 46

65 Simulado Medido Desvio Frequência inferior (F 1 ) GHz GHz 53 MHz (2.41%) Frequência superior (F 2 ) GHz 2.37 GHz 82 MHz (3.73%) Largura de Banda (F 1 ) 23.1MHz (1.18%) 10.5 MHz (0.48%) 12.6 MHz (0.7%) Largura de Banda (F 2 ) 60 MHz (2.45%) 60 MHz (2.45%) 0 MHz Tabela 4.3 Frequências de ressonância e larguras de banda da antena com fendas comutáveis electronicamente. Figura 4.18 Coeficiente de reflexão da antena com fendas comutáveis medido e simulado com os parâmetros reais da bobine de 22nH. A comparação entre os diagramas de radiação para o plano E e H quando o díodo não se encontra polarizado apresenta-se na Figura 4.19 (a) e (b). Os resultados da componente copolar são bastantes coincidentes com os simulados, apresentam larguras de feixe a -3dB de 84 graus para o plano E e de 93 graus para o plano H. No entanto a componente cruzada em ambos os planos aumentou cerca de 5dB em relação à componente de co-polarização. No que diz respeito à situação em que o díodo se encontra ligado não foi possível efectuar as medições por falta de equipamento para polarizar o díodo na câmara anecóica. 47

66 (a) (b) Figura 4.19 Diagramas radiação medidos antena com fendas comutáveis electronicamente: (a) plano E; (b)plano H Antena com Elemento Parasita Na Figura 4.20 encontra-se a antena com elemento parasita fabricada. O coeficiente de reflexão medido encontra-se na Figura 4.21, sendo possível verificar um deslocamento da frequência inferior de 28 MHz, com uma diminuição do valor do coeficiente de reflexão de entrada, a largura de banda diminuiu para 90MHz. No caso da frequência superior a frequência superior também se deslocou cerca de 44 MHz, e a largura de banda diminuiu cerca de 25MHz. A diferença existente entre o valor das indutâncias considerado na simulação e o valor real crescente na frequência usado na antena fabricada, leva a uma diferença significativa entre os resultados. Os gráfico resultante das simulações, tendo em conta estes factores, encontra-se na Figura 4.22, onde se verifica que, utilizando os parâmetros s da bobine, os resultados para o caso ligado, ficam mais próximos dos medidos. O valor das perdas do coeficiente de reflexão é perfeitamente coincidente existindo no entanto um deslocamento na frequência. Em relação à frequência superior a bobine não afecta o resultado dado que os díodos estão desligados. 48

67 Figura 4.20 Foto da antena com elemento parasita fabricada UMTS TDD Bluetooth Figura 4.21 Coeficiente de reflexão de entrada da antena com elemento parasita simulada e medida. Simulado Medido Desvio Frequência inferior (F 1 ) GHz 1.92 GHz 28 MHz (1.27%) Frequência superior (F 2 ) GHz GHz 44 MHz (2%) Largura de Banda (F 1 ) 216MH (9.82%) 150MHz (6.8%) 66 MHz (3.02%) Largura de Banda (F 2 ) 90MHz (4.1%) 75MHz (3.4%) 15 MHz (0.7%) Tabela 4.4 Frequências de ressonância e larguras de banda da antena com elemento parasita. 49

68 Figura 4.22 Coeficiente de reflexão da antena com elemento parasita medido e simulado com os parâmetros reais da bobine de 22nH. Nas Figura 4.23 (a) e (b) encontram-se os diagramas de radiação medidos em comparação com os valores simulados para a frequência inferior: não foi possível efectuar a medida para o caso em que o díodo se encontra ligado, dado que não existe o circuito de alimentação DC necessário para efectuar as medições na câmara anecóica. No Plano E verifica-se que a largura de feixe a 3 db obtida é de graus, a polarização cruzada tem o seu valor máximo cerca de 25 db abaixo da co-polarização.para o Plano H a largura de feixe a 3 db é graus, a polarização cruzada é mais elevada que para o Plano E estando o seu máximo 20 db abaixo da co-polarização. Os valores medidos são bastante concordantes com os simulados utilizando os valores de projecto. (a) 50

69 (b) Figura 4.23 Comparação entre os diagramas de radiação simulados e medidos da antena com elemento parasita para a frequência inferior (a) Plano E (b) Plano H. A tecnologia dos MEMS desempenha um factor muito importante no desenvolvimento da miniaturização dos sistemas electrónicos. Enquanto que os sistemas MEMS que operam na zona das baixas frequências já são implementados em muitas aplicações, na zona de RF ainda se encontram em fase de estudo e desenvolvimento. Os interruptores RF MEMS apresentam excelentes características propriedades em RF, baixo consumo de potência, baixas perdas e isolamento elevado e são de fácil inserção nos sistemas RF, por exemplo, nas antenas impressas. Daí o interesse pelo estudo do comportamento dos interruptores RF MEMS, para eliminar alguns efeitos indesejados provocados pelos díodos e obter um melhor desempenho. Foram estudados no Anexo G os parâmetros fornecidos pelo fabricante, mais concretamente a matriz de dispersão, dos MEMS TT712-68CSP da Teravicta. Verifica-se que os MEMS apresentam melhores valores para o isolamento do que os díodos, toma valores entre -24 a -21dB, e também para as perdas de inserção, cerca de -0.4dB. Verificou-se, no entanto, grandes discrepâncias nos valores das fases, relativamente aos díodos, que impossibilitaram uma correcta simulação das antenas com os RF MEMS, resultando em coeficientes de reflexão na antena muito acima dos esperados Conclusões Nesta última parte do projecto pretendia-se essencialmente compreender quais os parâmetros dos componentes activos que influenciam uma antena electronicamente reconfigurável. Tornou-se óbvio que de modo a obter uma antena com o funcionamento desejado é necessário medir os componentes utilizados de modo a verificar se os seus parâmetros são coincidentes com os valores especificados pelo fabricante, dado que sua alteração destes provoca um comportamento diferente do desejado, conforme se verificou experimentalmente. 51

70 52

71 5. Conclusões Dada a pouca experiência no projecto de protótipos de antenas reconfiguráveis funcionais no IST, este Trabalho Final de Curso foi realizado em etapas progressivas para familiarização com os diversos aspectos envolvidos, incluindo os aspectos tecnológicos e de natureza prática até se atingir uma antena impressa electronicamente reconfigurável paras as bandas de funcionamento predefinidas. No Capítulo 2 foi estudada e fabricada uma antena passiva multifrequência de configuração simples para validação da ferramenta de simulação e do processo de fabrico. Verificou-se uma boa concordância entre os resultados teóricos e experimentais, no que diz respeito ao coeficiente de reflexão de entrada e aos diagramas de radiação. Já o Capítulo 3, denominado Antenas reconfiguráveis com interruptores ideais, correspondeu à fase inicial para a construção de protótipos reconfiguráveis funcionais com interruptores ideais. O maior inconveniente reside no facto que serem necessárias duas configurações para cada antena, uma para a configuração fechada e outra para a configuração aberta; assim, as optimizações efectuadas impondo coeficiente de reflexão de entrada mínimo para a frequência pretendida, foram realizadas alternadamente, de modo a se obter adaptação para as duas frequências de ressonância. Foram construídos os protótipos das antenas resultantes das optimizações e os resultados experimentais coincidem de certo modo com os simulados. No Capítulo 4, os interruptores ideais foram substituídos por reais, mais concretamente por díodos PIN. Apesar de neste caso se obter uma configuração única para cada antena, os díodos apresentam dois estados distintos, ligados e desligados. Deste modo, também foi necessária realizar optimizações alternadas. Porém a inovação nesta etapa, consistiu no facto de a introdução de elementos activos na antena levar à necessidade da análise do comportamento destes na frequência, bem como a introdução de circuitos de alimentação DC. Apesar de alguns efeitos indesejados, em particular da inesperada forte dependência das indutâncias com a frequência, obtiveram-se protótipos funcionais de antenas impressas reconfiguráveis com comportamento eléctrico bastante concordante com as simulações. O trabalho futuro para este projecto consiste em substituir os díodos PIN por interruptores com melhor isolamento e melhores perdas de inserção e que apresentam, de uma forma geral melhores características de comutação, os denominados RF MEMS. Também se pretende que as bandas dos serviços escolhidos, UMTS e Bluetooth, sejam cumpridas na totalidade e proceder a uma possível redução das dimensões das antenas. Em suma, pode-se dizer que os objectivos deste trabalho foram conseguidos, dado que se obteve experiência na construção de antenas com elementos activos, e foi possível compreender neste contexto quais os parâmetros que influenciam o correcto funcionamento das antenas. 53

72 54

73 Anexo A. Configurações de antenas impressas A.1. Antenas impressas passivas Nas configurações de antenas passivas existentes nos artigos, as que apresentam resultados mais interessantes para este trabalho, são aquelas que possuem um funcionamento de multifrequência e que possibilitam o aumento da largura de banda. Por vezes estes conceitos podem coexistir na mesma configuração de antena, através de algumas modificações. Fendas em forma de U Introduzindo fendas, em forma de U, como a da Figura A. 1, numa antena impressa rectangular [4] com uma só camada, é possível aumentar a largura de banda em relação às antenas impressas rectangulares cerca de 10 a 40%. A fenda introduz uma carga capacitiva que contrabalança a indutiva da rede de alimentação e o aumento da largura de banda deve-se às correntes nas extremidades da fenda. Figura A. 1 Antena Impressa com Fenda em forma de U Têm vindo a ser desenvolvidos vários trabalhos com base nas fendas em forma de U, tendo sido encontradas soluções de banda dupla, por exemplo, com duas fendas para GSM 8 900/1800 [5], em que uma das fendas em U provoca a frequência de ressonância nos 900 MHz e a outra nos 1800 MHz. No entanto esta antena não tem largura de banda para cumprir as especificações, sendo necessário aumentar o número de camadas, ou diminuir a espessura do substrato de modo a obter largura de banda para as duas frequências. Posteriormente surgiram antenas impressas para banda tripla, GSM1800, UMTS e Hiperlan2, utilizando duas fendas em forma de U [6], dado que as primeiras duas bandas são muito próximas, opta-se por construir uma antena de banda larga nestas frequências. Com o objectivo de construir uma 8 - Acrónimo anglo-saxónico para Global System for Mobile Communications 55

74 antena para GSM900, UMTS e Hiperlan2 encontram-se duas fendas em U com cinco pinos de curto-circuito [7] para reduzir as dimensões da antena. Antena em forma de E Outra forma de aumentar a largura de banda das antenas impressas rectangulares, para cerca de 30%, ou obter uma antena com funcionamento em dupla-frequência é introduzir duas fendas paralelas na antena impressa, como se verifica na Figura A. 2, ou seja, realizar uma antena em forma de E [8]. Esta configuração permite obter duas frequências de ressonância fundamentais, a frequência superior é essencialmente definida pela largura da antena e a frequência inferior pelo tamanho e posição das fendas, isto porque as amplitudes de corrente neste caso se concentram muito mais em redor das extremidades das fendas. Normalmente, apresenta também níveis de polarização cruzada aceitáveis, relativamente à co-polarização, para ambos os planos E e H. Figura A. 2 Antena em forma de E Alguns trabalhos têm surgido para tentar ultrapassar o principal inconveniente desta antena, as suas grandes dimensões.com este intuito, bons resultados foram obtidos com metade de uma antena em forma de E nos artigos [9] e [10], em que este último também propõe o aumento do comprimento da fenda. Outro artigo, o [11], demonstra que o que permite o funcionamento em banda larga é o comprimento da antena, ou seja, a antena comporta-se de forma que para uma largura suficientemente pequena o funcionamento é de dupla-frequência e à medida que este aumenta a largura de banda também aumenta, resultando assim numa antena de banda larga. No artigo [12] são introduzidos patamares no cobre da antena impressa e assim diminui em cerca de 25% o espaço que ocupa em relação ao comprimento desta. Existem ainda métodos para aumentar a largura de banda, entre os quais o empilhamento de antenas impressas, artigo [13] e até obter uma antena UWB, artigo [14], a utilização de um meta-substrato, artigo [15], e uma geometria mais elaborada que utiliza de uma parede de curto-circuito e um degrau, como se encontra no artigo [16] que por sua vez também diminui o tamanho da antena. Porém para a redução da polarização cruzada é sugerido que se adicione uma alimentação de igual amplitude, mas com uma diferença de fase de 180 graus, artigo [17]. 56

75 Outros estudos, entre os quais o artigo [18], apresentam agregados para diversidade de polarização e espacial. Recentemente surgiu hipótese da utilização em têxteis para fins medicinais ou militares, como se pode verificar no artigo [19] Antena UWB Em [20] propõem-se uma antena impressa rectangular com uma fenda rectangular e uma fenda em trapézio, com a particularidade de se encontrar no plano terra como é possível visualizar na. De modo a obter o funcionamento em banda larga, a fenda em forma de trapézio está localizada junto à linha microstrip que efectua a alimentação. A fenda primária é a rectangular, o seu perímetro define a frequência inferior, as outras frequências de ressonância são obtidas através da variação dos parâmetros que definem a fenda trapezoidal. Esta antena permite um funcionamento em UWB, tendo uma largura de banda cinco vezes superior a uma antena com fenda convencional. Figura A. 3 Antena UWB extraído de [20] A.2. Antenas impressas com elementos activos No estudo dos diferentes artigos de antenas reconfiguráveis, verificou-se que as configurações mais relevantes se agrupam essencialmente em antenas com fendas, pontos de alimentação, agregados e elementos parasitas. A.2.1. Antenas com fendas comutáveis As antenas impressas com fendas comutáveis são aquelas cujos comprimentos das fendas são ajustados através de interruptores. Apesar de permitirem sintonizar a frequência de ressonância, as configurações abaixo mencionadas, apresentam larguras de banda estreitas, da ordem de 1-2%. 57

76 PASS As PASS são antenas que permitem obter determinadas características consoante a sua configuração, entre as quais, a dupla-frequência, banda dupla com polarização circular e diversidade da polarização circular com apenas uma camada de substrato e um ponto de alimentação. Um exemplo de uma PASS de dupla-frequência é a antena da Figura A. 4 (a), que consiste numa simples fenda rectangular com um díodo no centro desta. Quando o díodo está desligado a corrente circula em redor da fenda, ou seja, o seu percurso é maior, logo a frequência de ressonância é menor. No entanto, quando o díodo está ligado, algumas correntes atravessam o interruptor e o percurso médio efectuado pela corrente diminui dando origem à frequência superior. Assim, a antena possui duas frequências de ressonância distintas consoante o estado dos interruptores, com larguras de banda de cerca de 8% cada, na banda entre os 4-5 GHz, [21]. (a) (b) Figura A. 4 PASS (a) fenda no centro (b) 2 fendas em extremidades opostas Esta antena tem um rácio de frequência pequeno mas flexível, cerca de 1.10, que é ajustável através da posição, comprimento e quantidade de fendas. No entanto, de forma a aumentar a separação entre frequências de ressonância, podem se introduzir fendas adicionais quer no interior da antena quer nas extremidades, esta última, caso as extremidades sejam opostas, corresponde ao caso de maior rácio, configuração que se encontra na Figura A. 4 (b), e permite atingir rácios de frequência de cerca de 1.3, [22]. Quando o comprimento da fenda aumenta, a frequência de ressonância tanto inferior como superior diminuem. No entanto a frequência associada ao modo no qual os díodos estão desligados é a mais afectada, porque o comprimento médio efectivo do percurso das correntes é mais afectado. A posição da fenda também afecta as frequências de ressonância, de tal modo que, à medida que esta varia a sua posição deste o centro até à extremidade da antena impressa, ambas as ressonâncias aumentam. A polarização circular, é bastante atractiva para aplicações tipo o GPS 9, robots planetários e outros sistemas comunicações móveis, como é possível obter com a antena de banda dupla da Figura A. 5 (a),[21], [22] e [23]. Obtém-se polarização circular colocando o ponto de alimentação segundo a orientação diagonal da antena. Consequentemente, ambos os modos TM 01 e TM 10 são excitados com a mesma amplitude, e, por sua vez, como são sintonizados por dois stubs, em extremidades opostas da antena, os campos apresentarem um desfasamento de 90º. Deste modo, a antena apresenta uma polarização circular. 9 - Acrónimo anglo-saxónico para Global Positioning System 58

77 (a) (b) Figura A. 5 PASS com duas fendas ortogonais (a) polarização circular (b) diversidade polarização circular O funcionamento em banda dupla obtém-se introduzindo duas fendas na antena de iguais dimensões, mas ortogonais entre si, para que o efeito destas nos dois modos seja o mesmo e se mantenha a polarização circular. A introdução de diversidade na polarização tem como objectivo diminuir os efeitos do desvanecimento causado pelo multipercurso e também pode aumentar para o dobro a capacidade dos sistemas de comunicações. Tal obtém-se com a configuração anterior, colocando os interruptores com orientações opostas, para que apenas um se encontre activo de cada vez, Figura A. 5 (b). Assim, quando o interruptor na fenda horizontal está activo o modo TM 10 possui uma frequência de ressonância mais elevada que o modo TM 01 e a polarização é RHCP 10. No outro caso (interruptor na fenda vertical) é o modo TM 01 com maior ressonância e a polarização é LHCP 11, [21] e [22]. As larguras de banda aumentam para cerca de 10%. No entanto estas antenas possuem rácios entre as frequências de ressonância de cerca de 1.1 No entanto, com base nestas configurações, mas introduzindo 2 pares de fendas ortogonais, é possível rácios de 1.3, necessários, por exemplo, para aplicações para GPS diferencial, [24]e [25]. Fenda Hexagonal Encontrou-se, em estudos recentes de 2004 e 2005, configurações de antenas impressas rectangulares com uma fenda em forma de hexágono e pelo menos um braço estendido. Estas antenas permitem reduzir o tamanho da antena impressa em média 40%, em comparação com a antena impressa rectangular, e também aumentar a largura de banda para valores em torno dos 2%. Foram encontradas na literatura diversas configurações, tais como: em conjunto com um varactors e com dois braços [26], com um díodo e um braço [27], como na Figura A. 6, e com 3 varactors e 3 braços [28]. 10 Acrónimo anglo-saxónico para Right- Hand Circular Polarization 11 Acrónimo anglo-saxónico para Left- Hand Circular Polarization 59

78 Figura A. 6 Antena Impressa com Fenda Hexagonal A fenda hexagonal com o braço estendido aumenta o comprimento efectivo dos dois modos ressonantes (TM 10 e TM 01 ) e as correntes superficiais são perturbadas de modo que os modos são excitados para funcionamento em dupla frequência, com polarizações ortogonais. Quando se coloca o díodo PIN, este altera o percurso da corrente, visto que diminui o comprimento efectivo da fenda, ou seja, varia as duas frequências de ressonância. A posição do díodo é a responsável pela adaptação da antena. No entanto, quando se substitui o díodo PIN por um varactor na extremidade das fendas. Estes díodos possuem uma capacidade variável com a tensão inversa aplicada. Assim, as diferentes capacidades correspondem a diferentes comprimentos efectivos de corrente, originando diferentes frequências de ressonância dependentes da tensão DC aplicada ao díodo. Em suma, o díodo varactor permite sintonizar a antena na frequência do modo ressonante que o díodo se encontra a perturbar. Antena impressa triangular Uma antena impressa triangular [29] onde se incorporam duas fendas com dois díodos PIN no fim destas, como a indicada na Figura A. 7, é utilizado para uma operação com frequência dupla e polarização linear. Este tipo de antena funciona como uma cavidade ressonante, do mesmo modo que as antenas impressas quadradas, a única particularidade é a sua forma. Figura A. 7 Antena impressa triangular 60

79 As duas fendas que possui vão provocar uma frequência de ressonância menor que a fundamental do modo TM 10, com a mesma polarização da antena sem fendas. Quando se ligam os díodos, as fendas passam do tipo L para o tipo I, como estas são paralelas aos lados do triângulo o seu efeito na frequência de ressonância do modo TM 10 é praticamente nulo. Os diagramas de radiação da componente de co-polarização mantêm-se praticamente inalterados nos casos ligados e desligado e nos planos E e H, como é de desejar. No entanto, os níveis de polarização cruzada encontram-se acima dos -20 db e na frequência inferior são maiores que os da superior devido ao efeito provocado pelas fendas. A.2.2. Coeficiente de reflexão de entrada Uma forma de alterar a frequência de funcionamento de uma antena é alterar o ponto de alimentação. Antenas reconfiguráveis de dupla frequência são atingíveis através da introdução de fendas em determinadas posições da antena impressa. No entanto, não é fácil obter baixos valores do factor de reflexão à entrada para ambas as frequências de ressonância. Como tal, normalmente, estabelece-se um compromisso para o coeficiente de reflexão de entrada nos dois casos, usando apenas uma alimentação. Como solução para este problema, surge uma antena com alimentação através de uma linha microstrip, como a indicada na Figura A. 8, que altera localização da alimentação através de MEMS [30]. Deste modo é possível obter uma boa adaptação da de entrada simultaneamente para as duas frequências. Figura A. 8 Antena alimentada por linha microstrip De modo a permitir a sua utilização em sistemas de comunicações móveis e redes sem fios a antena foi projectada para as frequências 1.8 GHZ, 1.9 GHz e 2.4 GHz. As dimensões da antena juntamente com as dimensões da fenda determinam duas frequências de ressonância os 1.8 GHz e 2.4 GHz, sendo a terceira frequência obtida através dos MEMS colocados nas extremidades da fenda. As larguras de banda são as típicas de uma antena impressa rectangular. Nos vários artigos encontrados os MEMS são simulados por tiras metálicas. No entanto são substituídas por estes, ocorre um deterioramento dos resultados, porque estes não são ideais. Posteriormente, um estudo sobre configurações de MEMS [31] contorna este problema utilizando MEMS de asa dupla que necessitam de pouca tensão DC para serem accionados. 61

80 A.2.3. Agregados Os MEMS são bastante atractivos porque possuem excelentes características de comutação numa larga banda de frequências (acima de DC-40GHz). Relativamente aos semicondutores, estes têm menores perdas de inserção e menor consumo de potência. O aparecimento dos MEMS levou ao aparecimento de novos estudos no que diz respeito às antenas reconfiguráveis. Têm vindo a surgir configurações de antenas com o propósito de se utilizarem MEMS, um exemplo corresponde ao agregado 3x3 [32] de antenas impressas quadradas representadas na Figura A. 9. O funcionamento é simples, quando os MEMS se encontram fechados o sistema funciona na banda L (1-2GHz) e apresenta cerca de 1.2% de largura de banda, caso contrário, funciona na banda X (8-12.5GHz), com largura de banda acima de 7%. Figura A. 9 Agregado de antenas Alternativamente, uma configuração com maior número de antenas impressas e mais complexa permite obter diferentes polarizações. Ajustando o número de antenas impressas activas e a sua disposição é também possível comutar entre polarização linear e circular. [33]. O facto do circuito alimentação ser diagonal à antena impressa induz uma polarização dupla linear, se os MEMS se encontrarem ligados nas direcções X e Y simultaneamente. Também é possível obter polarização linear X ou linear Y, ligando apenas os MEMS quer na direcção X ou Y, respectivamente. É possível também obter polarização circular, para tal, deixam-se os elementos da antena impressa inactivos de modo a se formarem fendas com dimensão e direcção apropriada para a frequência pretendida, de forma que os modos são excitados com igual amplitude, mas desfasados de 90º. Esta geometria permite obter polarização circular direita ou esquerda e apresenta uma largura de banda inferior a 0.5% (com frequência de ressonância nos 4.1 GHz). No caso da polarização linear a banda é ligeiramente maior, no entanto, encontra-se abaixo dos 1%. 62

81 A.2.4. Elementos parasitas Os MEMS também podem ser utilizados para ligar uma antena impressa principal a um elemento parasita tal como na Figura A. 10, por exemplo em forma de L [34], esse conceito foi provado utilizando tiras de metal para simular a utilização de MEMS. Figura A. 10 Antena Impressa com elemento parasita Quando os interruptores estão desligados o elemento L apenas tem um efeito parasita e a frequência de ressonância corresponde à frequência superior, definida pela antena impressa principal, que neste caso foi projectada para 28 GHZ. Quando os interruptores estão ligados a corrente flúi para o outro elemento, o comprimento eléctrico efectivo aumenta, e a frequência de ressonância diminui para 18 GHZ, sendo este valor influenciado pelo acoplamento capacitivo causado pelo elemento parasita. Esta antena também permite alterar a direcção do feixe entre consoante o interruptor esteja ligado ou desligado sendo a sua aplicação bastante importante para a utilização em Satélites. Em [35] encontra-se uma antena impressa quadrada com um elemento parasita, e MEMS, Figura A. 11, para controlar a frequência de ressonância e alimentação diagonal e um stub ligado à extremidade da antena impressa de modo a obter polarização circular. Figura A. 11 Outra configuração de antena impressa com elemento parasita 63

82 Quando os interruptores estão desligados, só a antena impressa principal está activa e o elemento parasita tem um efeito capacitivo diminuindo a frequência de ressonância comparando com o valor obtido sem o elemento adicional. No caso em que os interruptores estão ligados, o comprimento eléctrico aumenta, e tal como no caso anterior a frequência diminui. Dado que os interruptores estão localizados nos dois lados simetricamente obtém-se polarização circular para ambas as frequências. Neste caso as frequências obtidas foram 6.69 GHz e 7.08 GHz. Este artigo demonstra que a frequência de ressonância tende a aumentar com o aumento do número de interruptores activos quando estes estão activos, sendo que o coeficiente de reflexão é afectado pelo número de interruptores activos verificando-se que somente a partir de 5 interruptores activos se encontram abaixo dos -10 db. Em contraste, a frequência de ressonância diminui à medida que o número de interruptores inactivos aumenta. Deste modo, o rácio entre a frequência superior e a inferior diminui com o aumento do número de MEMS no sistema. Tal deve-se ao facto que, quanto menor o número de interruptores activos, maior o percurso médio da corrente, que por sua vez, baixa a frequência de ressonância e aumenta o rácio de frequência. Novamente, quando se comparam os resultados medidos e simulados diferentes valores surgem devido ao facto de os MEMS não serem ideais e ao acoplamento causado por estes quando estão desligados. 64

83 Anexo B. Método e ferramenta de Análise e simulação O projecto de uma antena impressa é muito complexo dado que é uma estrutura não homogénea. O seu dimensionamento consiste em obter as equações de Maxwell aplicando as condições fronteiras. Para tal existem vários modelos, analíticos ou numéricos. Será abordado o Método dos Momentos (MoM) que se encontra na segunda categoria, pois aquele em que se baseia a ferramenta de simulação utilizada. Só através deste auxiliar é possível projectar uma antena num tempo razoável. B.1. Método dos Momentos Este método consiste em dividir a estrutura em triângulos ou rectângulos de modo a que o tamanho de cada segmento seja pelo menos um décimo do comprimento de onda. A definição dos parâmetros do segmento é bastante importante dado que influência o nível de precisão do resultado. Quanto menores forem os triângulos menor e quanto maior a sua quantidade maior será a precisão da solução. No entanto tem de existir um compromisso entre esta e o número de triângulos dado que o tempo de computação e a memória utilizada são finitos e aumenta com o aumento de número de triângulos. Através deste método obtém-se a impedância da antena através de equações integrais. Os pequenos elementos em que a superfície é dividida são chamadas as funções base, sendo normalmente os triângulos ou rectângulos, podendo variar dependendo da complexidade estrutura em estudo. O método baseia-se na resolução da seguinte equação: J M = α J (B. 1) i= 1 i i sendo J e J i são as densidades de corrente total e das bases utilizadas, respectivamente. De modo a resolver esta equação é necessário introduzir as condições fronteiras para obter a solução. Este método satisfaz as condições fronteiras em pontos discretos da superfície, devido à capacidade computacional que seria necessária para o realizar em todos os pontos. B.2. Ansoft Designer O Ansoft Designer permite desenhar, simular e optimizar circuitos e sistemas para as frequências das microondas e radiofrequência, de modo a permitir a construir um protótipo de acordo com as especificações desejadas, Figura B. 1. Tem uma interface bastante simples e uma tecnologia Solver on Demand, permitindo flexibilidade e uma verificação e modelo bastante preciso das estruturas. 65

84 Figura B. 1 Ansoft Designer- simulação de uma antena e de um array num sistema de comunicação Facilmente se escolhem as camadas a utilizar (plano terra, substrato e camada metálica), define-se a alimentação e qual a solução a obter. Como já foi referido o Ansoft Designer baseia-se no Método dos Momentos, resolvendo a equação MPIE 12 e de seguida calcula a densidade de corrente J. Aos triângulos e rectângulos em que a estrutura é dividido é chamado mesh. Depois de este ter sido gerado sendo aplicada a seguinte MPIE, ( ω ) nˆ j Α Φ = nˆ ZsJ (B. 2) Onde ˆn é o vector normal à superfície do triângulo, Α o potencial vector magnético, Φ o potencial eléctrico, Z s a impedância superficial e J a densidade de corrente. Calcula-se assim, a corrente no interior de cada triângulo, efectuando a interpolação do valor desta nos lados do elemento base (triângulo ou rectângulo), através da sobreposição das componentes da corrente normais aos lados do triângulo. O Método dos Momentos divide-se nas funções de base e as funções de teste. As funções de base são funções de ordem zero normais para interpolar a corrente no interior dos triângulos atribuindo uma variável a cada um. Às funções de teste aplicam-se as MPIE de modo a obter a equação matricial utilizada para descobrir o J. Através deste o Ansoft calcula os parâmetros S e os campos E e H. Este método tem um peso computacional muito elevado, tipicamente a solução matricial aumenta com n 3, sendo n o número de incógnitas, e a memória com n 2. Para ultrapassar o problema da complexidade para estruturas muito grandes, utiliza uma tecnologia de solução rápida baseada num algoritmo de decomposição de valor singular para comprimir a matriz do método dos momentos e reduzir a memória necessária. Este algoritmo tem em conta as características físicas das estruturas, algumas zonas da matriz não contém informação relevante para a solução final. Assim, efectua a divisão da matriz em sub-matrizes cada uma com diferente relevância. E limita-se o número de vectores próprios de modo a diminuir a memória necessária e efectuar um cálculo mais rápido. A compressão depende da estrutura, do mesh e da frequência em análise. Para estruturas complexas o factor de compressão é normalmente entre 10 e 20 e permite reduzir o tempo de computação para 1/3 em comparação com o Método clássico. Para efectuar a optimização dos parâmetros da antena foi utilizada a aplicação Optimetrics, que permite descobrir qual a melhor variação dos parâmetros em estudo. È 12 Acrónimo anglo-saxónico para Mixed-Potencial Integral Equation 66

85 necessário definir uma função de custo e qual o objectivo a atingir. Dado que é utilizado o método iterativo Quasi-Newton o valor obtido vai dependendo do ponto de partida escolhido, sendo necessário efectuar um elevado número de iterações até ser atingido o resultado pretendido. 67

86 68

87 Anexo C. Outros estudos da Antena E C.1. Influência dos parâmetros da antena De modo a ser possível avaliar como cada parâmetro da antena influencia as frequências de ressonância e o coeficiente de reflexão, realizaram-se diversas simulações, variando os valores de cada um destes. Efeito do plano de terra O plano terra finito com as dimensões escolhidas e na posição central não altera as frequências de ressonância nem o coeficiente de reflexão relativamente ao plano de terra infinito. Porém é na frequência inferior que se verifica uma maior concentração e ocupação das correntes no plano de terra. Isto significa que as dimensões, a partir das quais o plano de terra altera o comportamento em frequência da antena, são definidas pela frequência inferior. Efeito de P s e L s e W s As dimensões e posição das fendas são as responsáveis pela frequência inferior de ressonância da antena. O comportamento da antena quando L s (comprimento da fenda) varia encontra-se na Figura C. 1, quando este é pequeno a antena apenas possui uma frequência de ressonância e à medida que este aumenta começa a surgir outra ressonância. 69

88 Figura C. 1 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de L s Outro comportamento similar é o da posição da fenda, P s, como se verifica na Figura C. 2. Quando este é pequeno a frequência inferior não está bem definida, quando aumenta as duas ressonâncias tornam-se distintas. Para um dado valor de P s, é possível que a antena funcione em dupla frequência ou em banda larga. A posição das fendas é um dos parâmetros ao qual a antena apresenta uma maior sensibilidade. Figura C. 2 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de P s Por fim a variação da largura da fenda, W s, encontra-se na Figura C. 3. A sua influência na antena é menos significativa que os parâmetros anteriores. Permite adaptar a impedância de entrada da antena. 70

89 Figura C. 3 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de W s Efeito de W Como já vimos, a frequência superior é essencialmente determinada pela largura da antena (W), porque as fendas têm pouco influência neste caso. Como se verifica na Figura C. 4, o coeficiente de reflexão de entrada varia muito quando W varia. Á medida que este aumenta começa a surgir a ressonância superior. Assim, um ajustamento da largura da antena permite obter funcionamento em dupla-frequência. Figura C. 4 Coeficiente de reflexão de entrada simulado com a variação de W Efeito de L e X f Alguns dos parâmetros da antena, quando se efectua a sua variação não provocam uma variação significativa em relação ao que era desejado obter, maiores perdas sem afectar as 71

90 frequências de ressonância. Quando se varia o comprimento da antena L, verifica-se que o coeficiente de reflexão de entrada na frequência inferior varia, mas perde-se a frequência superior. O resultado obtido encontra-se na Figura C. 5. A variação do ponto de alimentação ao longo da coordenada Y, provoca também a perda da frequência superior, tal como se comprova na Figura C. 6. Figura C. 5 Variação do comprimento da antena Figura C. 6 Variação do ponto de alimentação da antena C.2. Stubs de sintonia Considerou-se interessante o estudo dos stubs de sintonia, porque estes permitem compensar erros de fabrico que deteriorem a resposta em frequência. 72

91 Esta experiência consistiu em colocar os stubs nas regiões de maior intensidade de corrente para verificar a influência destes. Como se observou na análise das correntes, além das fendas que influenciam a frequência inferior, as extremidades (esquerda e direita) em largura da antena determinam a frequência superior. Logo, é intuitivo que é nestas posições, indicadas na Figura C. 7, que os stubs irão provocar uma maior influência nas frequências. wstub lstub Figura C. 7 Posição e dimensão dos stubs na antena impressa O efeito de cada posição com a variação do comprimento do stub pode-se verificar na Figura C. 8 e na Figura C. 9. O stub no lado direito diminui a frequência de ressonância inferior, mas também diminui a adaptação na banda da antena. Por sua vez, o stub no lado esquerdo permite uma melhor adaptação da frequência inferior, apesar de provocar um ligeiro desvio nesta. Quando se varia a largura do stub para 10 mm as perdas também se mantém a frequência inferior diminui ligeiramente bem como o coeficiente de reflexão de entrada. A comparação encontra-se na Figura C

92 Figura C. 8 Coeficiente de reflexão de entrada para diferentes comprimentos do stub no lado direito Figura C. 9 Coeficiente de reflexão de entrada para diferentes comprimentos do stub no lado esquerdo 74

93 Figura C. 10 Coeficiente de reflexão de entrada quando se varia da largura do stub Quando se efectuou o estudo dos stubs de sintonia algumas configurações não apresentam uma melhoria em relação ao resultado pretendido. Na Figura C. 11 encontram-se as perdas para a configuração da antena com um stub no lado esquerdo e direito simultaneamente. Verifica-se que ocorre um deslocamento da frequência para baixo, o valor do coeficiente de reflexão de entrada mantém-se inalterado. Outra estrutura que se estudou foi a indicada na Figura C. 12, ocorrendo um pequeno aumento do coeficiente de reflexão e um ligeiro deslocamento da frequência de ressonância, como se pode verificar na Figura C. 13. Figura C. 11 Coeficiente de reflexão de entrada para a antena com dois stubs de sintonia 75

94 Figura C. 12 Antena com dois stubs em cima e em baixo Figura C. 13 Coeficiente de reflexão de entrada com dois stubs de sintonia em cima e em baixo O uso dos stubs pode ser justificado quando se pretende uma grande precisão e rigor nas frequências de ressonância e assim, após a fabricação da antena, procede-se ao ajuste do comprimento dos stubs de forma a obter os valores pretendidos e corrigir os erros de precisão no fabrico que deterioram a resposta em frequência. No entanto, como ao colocar o stub estáse a aumentar os percursos das correntes, só se conseguem obter ressonâncias abaixo do valor que estas apresentam. Isto significa que, inicialmente, a antena poderia ser mais pequena, porque os stubs poderiam acrescentar o comprimento necessário para se obter a adaptação pretendida. Nesta antena optou-se por não recorrer ao uso de stubs, pois face aos detalhes grandes da antena, os erros no processo de fabrico são pouco relevantes e de percentagens de erro pequenas, no que diz respeito as dimensões da antena, para os comprimentos de onda em questão. 76

95 Anexo D. Métodos de Fabrico Depois de ter sido efectuado o projecto das antenas é necessário segue-se o processo de fabrico e montagem desta. D.1. Obtenção da máscara Para obter a máscara da antena projecta, foi utilizado o programa WIPL-D, para desenhar a estrutura, passando de seguida para o programa Wipldmask que permite preencher a estrutura a preto de modo a ficar pronta para impressão tal como se encontra na Figura D. 1. Escalou-se o desenho de modo a corrigir os erros de dimensões causados pela impressora. No entanto o desenho deveria estar mais preto de modo a reduzir o número de pontos que podem causar erros nos processos seguintes. Figura D. 1 Máscara negativa D.2. Processo Fotolitográfico De seguida efectua-se a passagem da máscara para o papel fotográfico, no modo negativo, depois da revelação deste efectua-se de novo a sua fotografia mas no modo positivo. Poderia ser efectuada a impressão da máscara no modo positivo, mas isso causaria mais erros o que não é desejável. Para efectuar esta parte do trabalho foram utilizados os aparelhos indicados na Figura D. 2 77

96 (a) (b) Figura D. 2(a) máquina fotográfica (b) máquina reveladora D.3. Fabricação É necessário preparar o substrato, neste caso o Duroid 5880 com 20 mil (0.51 mm) efectuando a sua limpeza devido à oxidação provocada pelo cobre e dado que este vem com uma película de protecção plastificada. De seguida aplica-se um verniz foto-sensível, sendo efectuada a sua secagem na estufa, Figura D. 3. Figura D. 3 Estufa Depois de o verniz estar seco, efectua-se a exposição a luz ultravioleta, coloca-se a máscara sobre o substrato, pois assim a zona a metalizar não reagem com os raios UV, Figura D. 4. Tal acção é feita num forno com vácuo de modo a permitir que o positivo e o substrato fiquem bem seguros. A olho nu parece que tudo está bem, no entanto analisando ao microscópio verifica-se que faltam alguns pontos pretos, e efectua-se um retoque com uma caneta de acetato. Figura D. 4 Máquina de UV 78

97 Coloca-se o substrato num banho de soda caustica para que o circuito se desenvolva, as zonas que foram expostas à radiação UV ficam sensíveis e desaparecem. Este processo demora no máximo 2 minutos para que o circuito não fique queimado, numa temperatura da ordem dos 30ºC. É um passo delicado dado que a temperatura tem de ser controlada para que tudo corra bem. Agora remove-se o cobre que protege o substrato, submergindo-o num banho de ácido de hipercloreto durante cerca de 15 minutos. Por último remove-se o restante verniz que cobre a antena impressa. D.4. Montagem Para além do substrato é necessário o plano terra, realizado numa superfície de latão, de tamanho 210mmx110mm Dado que esta antena tem um espaçamento de ar, colocou-se a antena impressa sobre um placa de cartolina de aproximadamente 3,6 mm, que se supõe ter o mesmo efeito que o ar, de modo a que a antena tenha mais suporte. É agora necessário efectuar o intervalo de ar entre a antena impressa e o plano terra. Para tal utilizaram-se uns espassadores da altura pretendida. Efectuou-se então a soldadura do condutor e de seguida a montagem. Na Figura D. 5 encontra-se o perfil da antena. Figura D. 5 Perfil da antena 79

98 80

99 Anexo E. Outros estudos sobre antenas reconfiguráveis sem elementos activos E.1. Outra configuração da antena E para funcionamento em tripla-frequência Para introdução de uma terceira frequência na configuração da antena em forma de E foi ainda testada a configuração da Figura E. 1. Porém, os resultados não são muito interessantes, porque não se consegue obter uma bom coeficiente de reflexão de entrada, como se pode verificar na Figura E. 2. d w Figura E. 1 Corte na antena E em forma de T inclinado Figura E. 2 Coeficiente de reflexão de entrada do corte em T inclinado variando o comprimento do braço (d w ) E.2. Estudo da sensibilidade da antena nos dois estados Como se pode verificar na Figura E. 3, a dimensão da antena influencia fortemente, e de igual modo, a antena nos dois estados, quanto maior for o L menor é a frequência de ressonância. 81

100 (a) (b) Figura E. 3 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia o tamanho da antena (L): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta. No caso em que o interruptor ideal se encontra desligado a variação do comprimento da fenda (L s ) produz uma maior variação que no caso desligado, porque as correntes neste caso se concentram maioritariamente em torno das fendas, Figura E. 4. No entanto, em ambos o comportamento é semelhante: quanto maior o L s menor é a frequência de ressonância, porque o percurso médio das correntes aumenta, nos dois casos. (a) (b) Figura E. 4 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia o comprimento da fenda (L s ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta. A posição horizontal das fendas (P s ) para as duas situações de interruptor desligado e ligado encontra-se na Figura E. 5. Nos dois casos, quanto mais afastadas se encontram as fendas menor a frequência de ressonância, isto porque o percurso médio das correntes aumenta. À medida que a largura das fendas (W s ) aumenta as frequências de ressonância sobem, como seria de esperar e se verifica na Figura E. 6. No entanto, no caso em que o interruptor se encontra ligado, o valor do coeficiente de reflexão de entrada da antena apresenta uma variação acentuada. Deste modo a largura da fenda permite obter menos perdas de reflexão na entrada. 82

101 (a) (b) Figura E. 5 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia a posição horizontal da fenda (P s ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta. (a) (b) Figura E. 6 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia a largura da fenda (W s ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta. A posição horizontal do ponto de alimentação permite de um modo geral sintonizar as frequências de ressonância de modo a se obter uma melhor adaptação da antena. Este parâmetro produz uma influência contrária nos dois casos, como se verifica na Figura E. 7: quando o interruptor ideal se encontra desligado, quanto mais perto do centro da antena se encontrar a alimentação menor é o coeficiente de reflexão; quando o interruptor se encontra ligado acontece o inverso. (a) (b) Figura E. 7 Coeficiente de reflexão de entrada da antena quando se varia a posição da alimentação (X f ): (a) configuração fechada; (b) configuração aberta. 83

102 84

103 Anexo F. Estudo da inserção de elementos activos nas antenas F.1. Extracção da matriz de transmissão do díodo Para se efectuar a extracção da matriz de transmissão do díodo foram utilizadas duas montagens distintas de uma linha microstrip: uma linha de cerca de 40 mm; e outra com o díodo em série com a linha, no centro desta. Dado que as capacidades dos díodos diferem no processo de fabrico, optou-se por efectuar a medição da matriz de transmissão de dois interruptores distintos, para comparação de resultados. Matriz S extraída experimentalmente Visto que, o que se pretende são os valores da matriz de transmissão do díodo, e não do díodo inserido na linha microstrip, é necessário efectuar alguns cálculos para se extrair os valores correctos, razão pela qual foram realizadas duas montagens. Montagem A: L 1 L 2 (1 ) (2 ) (2) (1) Figura F. 1 Montagem do díodo na linha microstrip Matriz de dispersão medida: Matriz de dispersão pretendida: s s A A A S = A A (referida aos terminais 1 e 2 ) s21 s22 d d d s11 s 12 S = d d (referida aos terminais 1 e 2) s21 s22 Relação entre as duas matrizes: A d S = L S L em que: L { jkl } exp 0 1 = 0 exp{ jkl2} Portanto: 85