Electrónica I. Jorge Fernandes. Instituto Superior Técnico

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1 Electrónica I Jorge Fernandes Instituto Superior Técnico Licenciatura em Engenharia Electrotécnica e de Computadores e Licenciatura em Engenharia Aeroespacial ºano/3ºano, º semestre Electrónica I

2 Programa da Disciplina Tópicos: Conceitos de: dispositivo, circuito e sistema; modelo, domínio de validade e hierarquia. Introdução à Física dos Semicondutores Circuitos com Díodo de Junção Transistor como Dispositivo Electrónico Básico: Transistores MOS e Bipolares Circuitos Digitais Básicos Combinatórios MOS Circuitos Analógicos Básicos de Amplificação Linear MOS e Bipolares Amplificadores Electrónica I 3

3 Elementos de Estudo A. S. Sedra and K. C. Smith, "Microelectronic Circuits" (4 th edition), Oxford University Press, M.M.Silva, "Circuitos com Transistores Bipolares e MOS", Fundação C. Gulbenkian, J.Fernandes, Electrónica I, Colecção de Transparências disponível na Internet M.M. Silva, "Introdução aos Circuitos Eléctricos e Electrónicos" (ª edição), Fundação C. Gulbenkian, 001. Electrónica I 4

4 Bibliografia Complementar G.W. Roberts, A.S. Sedra, "SPICE" ( nd edition) Oxford University Press, P. R. Gray, P.J. Hurst, S.H. Lewis, R. G. Meyer, "Analysis and Design of Analog Integrated Circuits" (4th edition), Wiley, 001. J. M. Rabaey, "Digital Integrated Circuits: A Design Perspective", Prentice-Hall, K. Martin, "Digital Integrated Circuit Design", Oxford University Press, 000. D. A. Johns, K. Martin, "Analog Integrated Circuit Design", Wiley, Electrónica I 5

5 Informações Início das Aulas Aulas Teóricas 0 de Fevereiro de 006 Aulas Laboratório de Março de 006 Corpo Docente Prof. Jorge Fernandes tel jorge.fernandes@inesc-id.pt Prof. Júlio Paisana tel pcjulio@alfa.ist.utl.pt Prof. Pedro Vitor tel pvitor@alfa.ist.utl.pt Electrónica I 6

6 Informações Horários Aulas Teóricas (EA1 e EA): ª feira, 15h00-16h00,16h00-17h00 4ª feira, 14h00-15h00,15h00-16h00 6ª feira, 13h00-14h00,14h00-15h00 Aulas Laboratório/Práticas/Dúvidas (LPT): ª feira, 9h00-11h00 (Lab/Pra), 17h00-19h00 (Lab/Duv) 3ª feira, 9h00-11h00 (Lab/Pra), 16h00-18h00 (Lab/Pra) 4ª feira, 9h00-11h00 (Lab/Duv), 16h00-18h00 (Lab/Duv) 5ª feira, 17h00-19h00 (Lab/Pra) Electrónica I 7

7 Avaliação de Conhecimentos 1º teste no meio do semestre (previsto: 4 de Maio de 006) º teste coincidente com 1ª data de Exame (previsto: 4 Junho de 006). -Nota mínima nos testes (média) ou exame: -Nota mínima no laboratório (média): 8 valores. 10 valores. média ponderada dos testes ou exame (70%) e do laboratório (30%). (1ª inscrição) média ponderada dos testes ou exame (80%) e do laboratório (0%). (repetentes) Quem obtiver aprovação com os testes, pode fazer melhoria de nota na ª data de exame. Quem desistir da via de testes pode ir às duas datas de exame. Electrónica I 8

8 Regras de funcionamento do Laboratório Para frequentar o laboratório é necessário fazer a inscrição no início do semestre. As aulas laboratoriais compreendem a resolução de exercícios e execução de trabalhos em bancada. Os alunos com aproveitamento no laboratório em anos lectivos anteriores são dispensados de frequentar o laboratório. Em cada sessão com execução de trabalhos em bancada de laboratório há um máximo de 6 grupos de 3 alunos. Os guias dos trabalhos podem ser obtidos na internet na secção de download Os relatórios são entregues no final da sessão de laboratório e devem ser escritos de forma concisa. A nota mínima no laboratório é 10 valores. Electrónica I 9

9 Inscrições no Lab: Inscrições no Laboratório Inscrição é obrigatória para os alunos que ainda não obtiveram aprovação nos Laboratórios. As inscrições efectuam-se no dia de Fevereiro (4ª feira) às 18h na web menos de três alunos após as 18:30 horas Electrónica I 10

10 Inscrições no Lab: Inscrições no Laboratório Em primeiro lugar deve ser escolhido um dos sete turnos disponíveis De seguida devem ser preenchidos os números e nomes dos alunos do grupo que se pretende inscrever Finalmente deverá ser premida a tecla aceitar Alterações: para (pvitor@alfa.ist.utl.pt) indicando situação, número/nome, nº do grupo Electrónica I 11

11 Introdução 1901: G. Marconi - primeira comunição via rádio transatlântica. 1939: Russell descobre acidentalmente a junção P-N : Bill Shockley et al. (Bell Labs) inventaram o transistor. 1948: Claude Shannon (Bell Labs) - teoria da Informação. 1958: Jack Kilby (Texas Instruments) 1959 Robert Noyce (Fairchild Semiconductor) inventam, independentemente, o primeiro circuito integrado. Electrónica I 1

12 Introdução Actualmente: Bolachas (Wafers) com 300mm Digitais: 40 Mtransistores µp, GHz 50W chips, Centenas de pinos Analógicos: >0GHz RF -Telecomunicações Serve de suporte a todas as áreas: Telecomunicações; Computadores; Robótica; Electrónica de Consumo; Controlo. Electrónica I 13

13 Introdução Lei de Moore: Duplicar o número de transistores a cada 1.5 anos Electrónica I 14

14 Introdução Electrónica I 15

15 Introdução 550µm Test board 800µm 4. cm 4.9 cm Soft Gold Roger Substrate Chip on board with bonding SMA Connectors Coupling Capacitors Potentiometer Electrónica I 16

16 Introdução Electrónica I 17

17 Introdução Electrónica I 18

18 Antes de saber projectar circuitos complexos é preciso aprender os circuitos básicos! Circuitos Electrónicos Básicos Introdução... nesta disciplina são estudados circuitos electrónicos elementares, analógicos e digitais, com transistores MOS e com transistores bipolares. Electrónica I 19

19 Dispositivos e Modelos Dispositivo: Componente real, discreto ou integrado. Dispositivos interligados formam um Circuito. Circuitos interligados formam um Sistema. Definição depende do nível n de hierarquia. Modelos: leis características de dispositivos (ou de circuitos, ou de sistemas) Leis topológicas regem as interligações Kirchoff KCL, KVL Análise de circuitos Electrónica I 0

20 Dispositivos e Modelos Dispositivos Circuitos Sistemas Electrónica I 1

21 Dispositivos e Modelos 1 Dispositivo pode ter vários modelos Depende de: regime de operação domínio de validade precisão Tipos de modelos Formais (descritos por equações) Simples análise manual (normalmente com base física) Complexos análise por computador Circuito Domínio de validade: Estático ou Dinâmico, no domínio do tempo ou da frequência. Electrónica I

22 Dispositivos e Modelos Exemplo: Resistência Modelo simples (linear): v = R i (elemento ideal) Modelo mais complexo: (pode ser decomposto em vários elementos ideais e linearizado num domínio de validade) P1 P Possível modelo de resistência em circuito integrado para aplicações de rádio frequência. Os diferentes elementos são ideais ou podem ainda ser parametrizados em função de outras variáveis como temperatura, etc. Electrónica I 3

23 Dispositivos e Modelos Um Circuito ou um Sistema também podem ter vários modelos e com diferentes níveis da abstracção. Modelos de sistemas, ou de circuitos mais complexos, de alto-nível são por vezes referidos como Macro-modelos. Modelo representação abstracta de uma realidade, em que se definem as características valorizadas dessa realidade, e o domínio em que são representadas. Electrónica I 4

24 ...em Electrónica I Vamos estudar circuitos com dispositivos semicondutores: Díodo Transistor MOS Transistor Bipolar... que associados, ou associados a dispositivos passivos, originam circuitos electrónicos. Electrónica I 5

25 Díodo ideal Electrónica I 6

26 Semicondutores Elementos da coluna IV da Tabela Periódica. Condutividade: maior que a dos isolantes, menor que a dos condutores Germânio Ge : inicialmente Silício Si : actualmente: mais abundante e mais fácil Electrónica I 7

27 Semicondutores Intrínseco: sem impurezas. cristal: 4 electrões periféricos partilhados por átomos vizinhos. Si Electrões da camada de valência Ligação covalente Electrónica I 8

28 Semicondutores Electrões livres - libertos das ligações originam par electrão-lacuna Carga do electrão: q = C lacuna: ausência de electrão. Comporta-se como carga +q Si Lacuna Ligação covalente destruída Electrão livre Electrónica I 9

29 Semicondutores n electrões por unidade de volume p lacunas por unidade de volume n = p = n n 3 i i no semicondutor intrínseco E G / kt em que: T - temperatura absoluta em kelvin (K) k E 3 - Constante de Boltzman, = J/K G = BT e = 1.1eV (para o Si) "bandgap energy" (para o Si) depende do material k representa a energia mínima para formar par electrão-lacuna B = 10 3 Típico: T = 300K ni = portadores/cm em 5 10 átomos /cm 3 Electrónica I 30

30 Semicondutores Elementos dadores: coluna V 5 electrões periféricos N D átomos dadores por unidade de volume Tipo n: com dadores electrões livres predominam n N D Em equilíbrio térmico np = n i Si Dadores (tipo n): antimónio fósforo arsénico Electrão livre Electrónica I 31

31 Semicondutores Elementos aceitadores: coluna III 3 electrões periféricos N A átomos aceitadores por unidade de volume Tipo p: com aceitadores Si Lacuna Aceitadores (tipo p): boro gálio indio lacunas predominam p N A Em equilíbrio térmico np = n i Electrónica I 3

32 Condução: movimento dos portadores de carga (electrões ou lacunas) mecanismos: difusão e deriva Difusão: gradiente de densidade de portadores ( n, p) densidade de corrente (A/m ) dn dp Jn = Dnq J p = Dpq ; dx dx D, D são constantes de difusão n p Si intrínseco: Dn = 34cm /s; Dp = 1cm /s Semicondutores Electrónica I 33

33 Deriva: acção do campo eléctrico velocidade vn = µ n vp = µ p µ mobilidades n, p E e E E Si intrínseco: 1350cm /Vs; 480cm /Vs D V n n T D p = = µ µ p V T µ = µ = n relação de Einstein Semicondutores campo eléctrico kt = tensão térmica 5mV a 300K (temp. ambiente) q µ =.5 a 3 µ n p densidade de corrente: J drift = q( nµ n + pµ p ) E 1 σ = ρ condutividade Electrónica I 34 p

34 Junção pn iões dadores Θ iões aceitadores - electrões livres + lacunas iões representados só na região de deplecção N x = N x A p D n Barreira de potencial: V difusão+recombinação campo eléctrico deriva O = V T ln N N A ni D equilíbrio, I = 0, (circuito aberto) Electrónica I 35

35 Junção pn polarização inversa Barreira de potencial aumenta região de deplecção alarga V O +V R Sem disrupção: corrente inversa desprezável V R <V z Disrupção: breakdown Corrente I R elevada e independente da tensão V R <V z Disrupção= efeito Zener (V z <5V) + avalanche (V z >7V) Ef. Zener: Campo eléctrico forte gera pares electrão-lacuna Avalanche: colisão portadores-átomos gera pares electrão-lacuna Electrónica I 36

36 Junção pn polarização directa Barreira de potencial diminui diminui campo eléctrico V O -V corrente directa significativa Portadores maioritários de um lado são injectados para o outro lado, passam a minoritários e há difusão+recombinação, excesso de portadores minoritários, máx nas fronteiras da zona de deplecção. Electrónica I 37

37 Junção pn polarização directa Barreira de potencial diminui diminui campo eléctrico V O -V corrente directa significativa V / nvt V / nvt S ( 1) IS se não for: V» V a corrente é desprezável T D D I Aqn L I proporcional à área, depende muito de T p n S = i + ; p, n comprimento de difusão NDLp N ALn S I = I e e Electrónica I 38

38 Característica i-v do díodo Os circuitos que utilizam os díodos na zona de disrupção são diferentes dos circuitos que utilizam os díodos na polarização directa ou inversa. Isto permite utilizar modelos diferentes para o díodo de acordo com a aplicação. Electrónica I 39

39 Díodo ideal Aproximação linear por troços: Díodo ideal Electrónica I 41

40 Rectificador com díodo ideal Electrónica I 4

41 Aproximação linear por troços: Díodo com tensão constante díodos de Silício v D = V na figura considera-se V = 0.7V Electrónica I 43 D para i=constante v mv/ºc T Especificações: corrente directa máxima tensão inversa máxima

42 Aproximação linear por troços: Díodo com resistência r v = i díodos de Silício v D V D0 = V 0.5V-0.65V para i=constante v mv/ºc T Electrónica I 44

43 Ponto de funcionamento em repouso id = f ( vd ) V = Ri + v DD D D Método gráfico Método iterativo i D0 v D0 = 0.7V VDD 0.7 id1 = R i v = v + nv ln v v = nv i D1 D1 D1 D0 T D1 D0 T id0 id0 V v R DD D1 D1 = ln i Electrónica I 45

44 Modelo incremental O PFR estabelece a zona da característica em que o dispositivo está a funcionar. Devido à linearização do modelo pode calcular-se de forma simplificada o ganho (amplificação) de um sinal de baixa amplitude. Electrónica I 46

45 Resumo Díodo ideal: útil para avaliação de quais os díodos em condução e rápida análise do funcionamento do circuito. Pode ser utilizado se as tensões no circuito forem muito superiores à tensão de condução do díodo. Díodo com tensão constante: Fácil de utilizar e muito prático para cálculos manuais. Díodo com resistência: Escolha da tensão e resistência depende dos valores em que o circuito vai operar. Menos usado. Modelo exponencial: Com base física e preciso. Modelo incremental: Prático quando se pretende analisar a resposta a sinais de baixa amplitude. Serve de introdução aos modelos incrementais de transistores Electrónica I 47

46 Aplicações: Fontes de Alimentação Rectificador Rectificador de meia onda Rectificador de onda completa Ponte de Graetz Filtro (passa-baixo) Reguladores de tensão Com díodo de Zener série Electrónica I 48

47 Rectificador de meia-onda Transformador Isolamento galvânico Abaixamento da tensão v s alternada, v unidirecional Electrónica I 49

48 o Rectificador de meia-onda Desprezando a queda de tensão no díodo v V O S max 1m n1 ( ) = arcadas positivas de Valor médio da sinusoide simplesmente rectificada 1 1 v = V sinα dα = V o av Om Om π π 0 sentido do díodo trocado v O n V π = arcadas negativas de v s v s Electrónica I 50

49 Rectificador de Onda Completa Transformador com tomada no ponto médio do secundário. vs > 0 D1 conduz vo = vs vo vs D cortado = vs < 0 D1 cortado vo = vs ( vo ) = V av Om π D conduz (desprezando a queda de tensão no díodo quando conduz) sentido dos díodos trocados v O = Electrónica I 51 v S

50 Rectificador em Ponte de Graetz vv s <0; s >0; vv O O =-v =v s Vantagens : Secundário do transformador sem tomada central com metade da tensão Electrónica I 5

51 Filtro (passa-baixo) Tensão alternada rectificador tensão rectificada filtro LP tensão contínua (com tremor, ripple ) RC» T v V Im desprezando a queda de tensão no díodo carga perdida = carga reposta Im C V T V O V = = R VIm amplitude do tremor fcr Electrónica I 53

52 Díodo Zener Para funcionar com polarização inversa. Modelo mais simples assume r z =0 Electrónica I 54

53 exemplo como é que calcula I, I Z e I L? Electrónica I 55

54 Díodo Zener Ef. Zener (V z <5V) Avalanche (V z >7V) Variação com a temperatura Vz v + mv/ºc - (directa) T T sugere uma combinação simples pouco sensível à temperatura ex: V = 6.8V V = 0.7V V = 7.5V z D z _ eq Especificações: corrente máxima (ou potência) tensão de Zener Electrónica I 56

55 Circuitos Limitadores Electrónica I 57

56 Regulador de tensão com díodo Zener Regulador paralelo (díodo Zener // carga) i 1 R 1 i v > V v = V I z O Z independente de v e de V v V i = ; i = ; i = i i Z I Z 1 Z 1 R R1 Usa-se para potências muito baixas normalmente i I R v I v O i 1 R 1 i v I r z v O V Z 0, gerador de tensão de referência. R R Electrónica I 58

57 Receptor de Satélite

58 i 1 R 1 1ºTeste (3/11/004) i v I D 1 D v O R Considere o circuito representado na figura, em que R 1 =1kΩ, R =4kΩ, e que V Z =3V. 1. Determine i 1, i, i D e v O quando v I = 5 V (considere o modelo com fonte de tensão).. Indique como calcularia o modelo com resistência de D para os valores da alínea anterior. 3. Represente v O (t) para v I (t)= 5 +1 sin(π 10 3 t) V e diga qual a amplitude máxima de variação de v I para que o circuito se comporte como regulador. Electrónica I 60

59 i 1 R 1 1ºTeste (3/11/004) i 1) Hipótese: díodos ao corte? D v 1 I v O R D Considerando D _ on =0.7V O = I = 4 > Z + D _ on = 3.7 R1 + R Os díodos estão a conduzir. ( v V V ) ( V + V ) 3.7 i = = = 1.3mA i = = = 0.95mA I Z D _ on Z D _ on R R 4 10 i = i i = 0.375mA v = 3.7V D 1 R v v v V V V V ) Pode considerar-se v no intervalo [0.5, 0.65]V. D _ on O (0.7 V ) D _ on Considerando vd _ on =0.5V RD = = = 533Ω 3 id Electrónica I 61

60 i 1 R 1 1ºTeste (3/11/004) i v I D 1 D v O R R v = v = [5 + 1sin(π1 10 t)] = sin(π1 10 t) ) O I R1 R vo (sem regulação) 4 3. vi 3.7 vo (com regulação) sería um bom regulador se a tensão na saída não fosse abaixo dos 3.7V, ou seja 4/5 Vi_max=0.3=> Vi_max =0.375 V de amplitude. Electrónica I 6

61 1ºExame (19/1/005) Considere o circuito representado na figura, em que R=1kΩ. I v O 1. Determine o valor da tensão na saída v O quando I = 1 ma utilizando para o díodo o modelo com fonte de tensão (V D =0.7V).. Determine novamente o valor da tensão na saída v O quando I = 1 ma e em que os díodos têm n=1 e I S =10-14 A. 3. Indique como é que a tensão de saída varia com a temperatura. D 1 D R Electrónica I 63

62 1ºExame (19/1/005) I Nota : considerando R independente da temperatura. 1) vo = IR + vd1 + vd = =.4V I 1 10 ) n 0.63 ; 3 3 vd = nvt ln = 5 10 l = V 14 IS 1 10 v = IR + v + v = =.6V O D1 D D 1 D R v O I IS 3) vd = nvt ln T IS VT é dominante! v = mv /º C v O diminui com a temperatura. I S Electrónica I 64

63 Transístor MOS Estrutura Estrutura: D-Dreno, G-Porta, S-Fonte, B-Substrato ou corpo Electrónica I 66

64 Transistor MOS Porta com tensão positiva cria zona de deplecção: I G =0 Porta isolada I B =0 Junções BD e BS Polarização inversa. I D =I S (KCL) Se V BS =0 terminal B não intervém. Electrónica I 67

65 NMOS PMOS Electrónica I 68

66 CMOS NMOS+PMOS Electrónica I 69

67 Corte v GS < V t i D =0 Zonas de Funcionamento Corte Não há portadores entre D e S V t tensão de limiar ou de threshold 1~3V típico, <1V em CIs Condução v GS > V t i D 0 Forma-se canal (dentro da zona de deplecção): electrões atraídos para debaixo da porta inversão de p para n Transistor NMOS ou de canal n (electrões livres), pode conduzir (i D 0 ) se v DS 0 Condução: Tríodo ou Saturação Electrónica I 70

68 Zonas de Funcionamento Tríodo v > V v 0( 0) i proporcional a resistência comandada por tensão 0 id = kn[( vgs Vt ) vds v ] DS k v 0 GS t DS D < v << v V GS DS GS t R 1 eq DS 0 1 W = µ C X (definição varia com os L > V 0 < v < v V n n O D DS t DS GS < v < v V i GS t = k v V v v v n[( GS t ) DS DS ] t livros) Electrónica I 71

69 definições 1 W - kn = µ nc OX AV L µ mobilidade dos electrões no canal C ε t n OX OX OX ε t OX = OX capacidade por unid. área = 3.97ε const. dielétrica do SiO 0 espessura do óxido "thickness" W largura do canal "width" L comprimento do canal "length" W "aspect ratio" L tecnologia actual (004): t = 10nm; L = 0.13µm OX min Electrónica I 7

70 Zonas de Funcionamento Saturação v > V v v V > 0 GS t DS GS t i i D = k( v V ) D GS t não depende de v DS (aprox.) gerador de corrente comandado por tensão VCCS não linear (quadrático) Saturação amplificador Tríodo e corte interruptor Electrónica I 73

71 Curvas características Sat. Electrónica I 74

72 Resumo: NMOS Corte: Condução: Saturação v < V i = GS t D 0 < v V < v i = k ( v V ) GS t DS D n GS t Trío 0 [ do < vds < vgs Vt id = kn ( vgs Vt ) vds vds ] 0 Electrónica I 75

73 Resumo: NMOS e PMOS (reforço) NMOS Corte: Condução: Saturação Tríodo PM OS Corte: Condução: Saturação v < V i = GS t D 0 < v V < v i = k ( v V ) GS t DS D n GS t 0 < v < v V i = k [( v V v v DS GS t D n GS t ) DS DS ] (mesmo funcionamento que NMOS, troca sentido das correntes e tensões) v < V i = SG t D 0 < v V < v i = k ( v V ) SG t SD D p SG t < v < v V i k v V v v Tríodo 0 SD SG t D = p[( SG t ) SD SD ] 0 0 Electrónica I 77

74 NMOS e PMOS (deplecção) Mesmas equações que transistor NMOS ou PMOS de reforço com V t <0 Electrónica I 78

75 (a) v = 0.3V < V Corte i = 0; v = V R i = V (b) I D O DD D D DD v = V v = V > V Condução: Saturação? Tríodo? Hipótese: Sa (c) v = 5V v t I GS t t. id = kn( vgs Vt ) =100 A v = V R i = 3 V > v V Confirma hipótese?: Sat O DD D D GS t I Hipótese: Sat. Hipótese:Tríodo GS D n[( GS t ) DS DS ] = 5V > V Condução: Saturação? Tríodo? µ D = n( GS t ) =1.6 A v = V R i =.7 V < v V O DD D D GS t i = k v V v v VDD vo id = RD v O D n( GS t ) =1.6 t i k v V m v i = k v V ma O Confirma hip.? Sat ( v ) 1.5 v +.5 = V = vds = V < vgs Vt Confirma Tríodo I Tríodo Circuito básico V DD =5V Vt=1V R D =0kΩ k=100µav - Electrónica I 79 O

76 Funcionamento analógico básico v O PFR: O que sucede se o PFR estiver em V I =0V ou V I =5V? v I Sinais = variações de tensão v = A v O v I ganho de tensão AMPLIFICADOR sinais fracos: troço linear proporcional Electrónica I 80 v O v I

77 Funcionamento digital básico Se v I = 0V (0 lógico) v O = 5V (1 lógico) Se v I = 5V (1 lógico) v O 0V (0 lógico) INVERSOR NOR NAND Electrónica I 81

78 Andar de Fonte Comum Análise gráfica i i D ( v ) Caracter. do transistor D DS `v GS = cte. DD D D DS = 0 v = V DS v = 0 i = V / R DS V = R i + v DD ; D DD D recta de carga ponto de funcionamento:intersecção Electrónica I 8

79 Andar de Fonte Comum nomenclatura Sinais = variações de tensão sinais fortes: troço não linear distorção sinais fracos: troço linear (sempre saturado) v = V + v GS GS gs v = V + v DS DS ds i D = I D + i d valor total valor em repouso ( componente contínua) valor incremental ( componente var iável ) VGS, VDS, I D ponto func. repouso v = v, v = v, i = i gs GS ds DS d D sinal Electrónica I 83

80 Transistor MOS Modelo Incremental Notação: v = V + v GS GS gs v = V + v DS DS ds i = I + i D D d Transistor: "muito não linear", mas troço linear da característica (saturação) circuito linear para valores incrementais Electrónica I 84

81 Transistor MOS Modelo Incremental = + = ( ) = ( + ) D D d GS t GS gs t i I i k v V k V v V = k( V V ) + k( V V ) v + kv GS t GS t gs g s I D g m 0 se v << V V gs GS t Electrónica I 85

82 i d = g v eq. linear, valores incrementais g = k( V V ) m GS t = = V m I D V GS gs ki D t transcondutância Transistor MOS Modelo Incremental g m id did = v dv em geral GS GS v = V i D / v GS GS GS derivada no PFR Electrónica I 86

83 Transistor MOS Modelo Incremental esquema equivalente incremental (linear) i = g v d m gs I D g = k( V V ) = ki V V = m GS t D GS t VCCS fonte de corrente comandada por tensão Modelo simplificado Electrónica I 87

84 Andar de Fonte Comum Esq. Incremental (exemplo) Fontes independentes de tensão: v=cte. v=0 (curto-circ. incremental) de corrente: i=cte. i=0 (circ. aberto incremental) v i g m v gs R D v o Electrónica I 88

85 Transistor MOS Esquema Incremental (r o ) Efeito de v sobre i (na saturação) DS modulação do comprimento de canal D i k v V v D = ( GS t ) (1 + λ DS ) V A = 0 ~ 100V proporcional a L -V A =-1/λ Electrónica I 89

86 Transistor MOS Esquema Incremental (r o ) Efeito de v sobre i (na saturação) DS modulação do comprimento de canal D i = k v V + λv D ( GS t ) (1 DS ) r 1 o i I v V + V D D = = em geral r DS A DS 1 o i = v D DS v r o V I A = D = V ; v = V GS GS DS DS 1 λi D Electrónica I 90

87 Transistor MOS Modelo Incremental esquema equivalente incremental I D g = k( V V ) = = ki V V r o m GS t D GS t V I A = D 1 λi D (linear) Electrónica I 91

88 Esquema incremental Transistor (excepto alta-frequência, sem efeito de corpo) g m ; r o Fontes independentes de tensão: v=cte. v=0 curto-circ. incremental de corrente: i=cte. i=0 circ. aberto incremental Resistência: v=ri v=r i esq.incremental é a própria resistência Condensador: i = C dv/dt circ. aberto em repouso, esq. incremental é o próprio condensador Bobine: v = L di/dt curto-circ. em repouso, esq. incremental é a própria bobine Electrónica I 9

89 Transistor de Junção Bipolar (TJB) Estrutura simplificada Estrutura comum (dispositivo assimétrico!) Electrónica I 94

90 Condução na Zona Activa BE Directamente polarizada BC Inversamente polarizada Só se consideram correntes por difusão; desprezamse correntes de deriva BE- corrente consiste de duas componentes: Electrões do emissor para a base; lacunas da base para o emissor. Emissor muito mais dopado que base e base de muito menor dimensão: movimento de electrões dominante. Os electrões injectados na base são portadores minoritários (base tipo P) Os electrões injectados difundem-se pela base na direcção do colector. O nº de electrões que se recombinam na base é reduzido. Electrónica I 95

91 Condução na Zona Activa BE Directamente polarizada BC Inversamente polarizada Só se consideram correntes por difusão; desprezamse correntes de deriva BC está polarizada inversamente: os electrões que não se recombinam na base atravessam a junção BC e são colectados no colector, originando a corrente de colector. Esta corrente depende principalmente de v BE i = i + i E C B variação linear: i C (sempre) = βi (só na Z. activa) B Electrónica I 96

92 Estruturas e Zonas de Funcionamento Símbolos v BE i B i C v CE i E v EB i B i = i + i E C B i E vec i C Transistor de Junção Bipolar (TJB); Bipolar Junction Transistor (BJT) Bipolar: Portadores de carga negativa (electrões) e positiva (lacunas) Dispositivo assimétrico: trocando C e E resulta num dispositivo de muito má qualidade. Electrónica I 97

93 Estruturas e Zonas de Funcionamento Polarização Junção BE Junção CB Modo de Funcionamento Aplicação típica Inversa Inversa Corte Directa Directa Saturação Digitais Directa Inversa Zona activa Analógicos Inversa Directa Z. Activa inversa Raramente utilizado Electrónica I 98

94 Estruturas e Zonas de Funcionamento Corte: v < 0.7 V; i = 0, i = 0 BE B C Activa: v 0.7 V; v > v 0.7 V; i = βi ; i C BE CE BE C B = I e S v BE / V T Saturação: v 0.7 V; i < βi ; v = v 0.7 V (limiar de sat.) BE C B CE BE v = V 0. V (profundamente sat.) CE CE sat Electrónica I 99

95 Efeito de Early vbe / V v T CE ic = ISe 1+ VA se não for: V» V a corrente é desprezável I S T proporcional à área, depende muito de T Electrónica I 100

96 Andar de Emissor Comum (exemplo) V CC =5V R C =1kΩ R B =50kΩ β=100 ( a) v = 0.V v 0.V Corte i = 0; i = 0; v = v = V R i = V (b) I v = 1.7V v 0.7V Condução: Sat.?Z.Activa? Hipótese: Z.Activa i = βi = ma v = v = V R i = 3 V Confirma hip.? Z.A. Hipótese: Sa t. Electrónica I 101 BE B C C CE CC C C CC I BE C CE CC C C i > βi = ma Confirma hip.? Sat C ( c) B C v = 5V v 0.7 V Condução: Sat.?Z.Activa? I B VCC 0. vce 0.V ic = = 4.8mA R Hipótese: Z.Activa ic = βib = 8.6mA analógico : amplificador vc = vce = VCC RCiC = 3.6 V Confirma hip.? Z.A. digital: inversor VCC 0. transistor não linear mas Hipótese: Sat. vce 0.V ic = = 4.8mA RC aproximadamente linear, em cada zona. ic < βib = 8.6mA Confirma hip.? Sat < 0.7V Corte vbe ic = βib Z.Activa 0.7V Condução vce 0.V Saturação BE C

97 Andar de Emissor Comum Característica de transferência Electrónica I 10

98 Andar de Emissor Comum Circuito digital básico Se v I = 0V (0 lógico) v O = 5V (1 lógico) Se v I = 5V (1 lógico) v O 0V (0 lógico) INVERSOR NOR Electrónica I 103

99 Andar de Emissor Comum Circuito analógico básico v O PFR: O que sucede se o PFR estiver em V I =0V ou V I =5V? Sinais = variações de tensão v = A v O v I ganho de tensão AMPLIFICADOR sinais fracos: troço linear proporcional Electrónica I 104 v I v O v I

100 Andar de Emissor Comum nomenclatura Sinais = variações de tensão sinais fortes: troço não linear distorção sinais fracos: troço linear (sempre Z.Activ a) v = V + v BE BE be v = V + v CE CE ce i C = I C + i c valor total valor em repouso ( componente contínua) valor incremental ( componente var iável ) VBE, VCE, IC ponto func. repouso v = v, v = v, i = i sina l be BE ce CE c C Electrónica I 105

101 Andar de Emissor Comum Análise gráfica i i C ( v ) Caracter. do transistor C CE v BE = cte. V = R i + v CC C C CE recta de carga = 0 v = V ; v = 0 i = V / R CE CC CE C CC C Electrónica I 106

102 Esquemas incrementais em π e em T Electrónica I 107

103 Esquemas incrementais em π e em T esquema equivalente incremental (linear) derivadas no PFR i c m be g r m 1 o = g v i BE eq. linear, valores incrementais C = v i BE v = V BE C = v CE v = V ; v = V BE BE CE CE ic = gmvbe vbe rπ = rπ = ic = βib ib r g o m = V I A C I V β g m C T Electrónica I 108

104 Polarização estabilizada Parâmetros do transistor (ex. β) têm elevada dispersão. Interessa I C bem definido para garantir PFR estável. I I R V I C E E BE C (realimentação negativa devida a R ) aumenta pouco Electrónica I 109 E

105 Polarização estabilizada VBB + I E RE + VBE + I B RB = 0 V BB» BB VBE V vbe I I E E = I B = RE + RB /( β + 1) RE» RB /( β + 1) β + 1 mas R baixo maior consumo, R menor B V» v V alto I R alto BB BE BB E amplitude v alta V alto ce CE I R A = g R = R I Como C C v m C C VT V = I R + V + I R CC E E CE C C E alto I R V V V I R V C i escolhe-se E E CC CE CC C C CC Electrónica I 110

106 Polarização estabilizada I E I = ; V = V + I R β + 1 B C BE B B VCC VBE V = I R + V + I R I E = I R + R /( β + 1) CC E C BE B B C C B se R /( β + 1)«R fica pouco sensível a variações de B C β I V, V I C CE BE C (realimentação negativa devida a R ) B Electrónica I 111

107 Andar de Emissor comum C1, C Cond. de acoplamento Curto circuito na banda de passagem CE Cond. de contorno (" bypass") Electrónica I 11

108 Andar de Emissor Comum vi Ri = = rπ // R // R i G m i i o = = v i v 0 = 0 = 0 1 vo Av = = gm( ro // RC ) v i i o g m v R = = r // R o o o C io v 0 Electrónica I i = 113

109 Circuitos Digitais MOS Circuitos Digitais Famílias lógicas sinais digitais NMOS ASICs, memórias MOS CMOS Componentes uso geral TTL ou Bipolar ECL ASICs ASIC Aplication Specification Integrated Circuit VLSI Very Large Scale Integration Full-custom ; Semi-custom ; Gate-array ; FPGA FPGA Field Programmable Gate Array alto H 1 lógica positiva nível baixo L 0 (aqui adoptada) circuitos do mesmo tipo, mesma tecnologia, mesmas características Electrónica I 115

110 Inversor (circuito lógico básico) v I V DD Resistência ou transistor de pull-up v O transistor de pull-down 0 V DD V DD 0 v O V DD V DD / V DD v I Características ideais Electrónica I 116

111 Inversor (circuito lógico básico) V DD v I transistor de pull-up v O transistor de pull-down Electrónica I 117

112 V OH tensão de saída mínima no estado 1 V OL tensão de saída máxima no estado 0 V IH tensão de entrada mínima que é interpretada como estado 1 V IL tensão de entrada máxima que é interpretada como estado 0 Margens de ruído (interessa maximizar) NM H = V OH - V IH NM L = V IL - V OL V OH V IH V IL V DD NM H NM V L OL 0 Conceitos e notação Tensões limites, margens de ruído Electrónica I 118

113 Potência estática média dos estados 0 e 1 inversor ideal, resistência de carga R Conceitos e notação Potência dissipada: estática e dinâmica V 1 NMOS estado 1 P ; estado 0 P ; P P P R CMOS estado 1 P = 0; estado 0 P = 0. DD DH = 0 DL = D = DH + DL DH DL ( ) V DD V DD v I R v O v I v O Electrónica I 119

114 Conceitos e notação Potência dissipada: estática e dinâmica Potência dinâmica [ 1] 1 1 WB = QV DD = ClVDD = ClVDD + ClVDD [ ] W B v I :1 0 v : 0 1 fornecida pela bateria armazenada em C dissipada na carga (ou interruptor) v I : 0 1 v : = ClVDD dissipada no interruptor O O l v I 1 1 WB = ClVDD + ClVDD = ClVDD R V DD v O energia dissipada num período P potência dissipada dinâmica = 1 C l v I V DD f C V l v O 1 DD C l Electrónica I 10

115 Conceitos e notação Atraso de propagação t t r f tempo de subida ( rise) tempo de descida ( fall) (tempo medido entre 10-90% dos valores de V t t PHL PLH OH e V ) OL atraso de propagação de "High" para "Low" atraso de propagação de "Low" para "High" ( tempo medido entre 50% de v 1 tp = tphl tplh Produto atraso-potência t P P D P D e v ( + ) atraso de propagação factor de qualidade da família lógica ( interessa que seja baixo) Potência estática média I O ) Electrónica I 11

116 Conceitos e notação fan in, fan out Entradas e saídas fan in número de entradas de uma porta fan out número de entradas (de portas da mesma família lógica) que a saída de uma porta pode actuar Electrónica I 1

117 Catálogo de uma porta NAND Electrónica I 13

118 Catálogo de uma porta NAND Electrónica I 14

119 Catálogo de uma porta NAND Electrónica I 15

120 Catálogo de uma porta NAND Electrónica I 16

121 Circuitos NMOS Inversor NMOS v I V DD Resistência ou transistor de pull-up v O transistor de pull-down Potência estática não nula Menores margens de ruído Menor número de transistores A Z V DD Bloco Selector Portas NMOS Resistência ou transistor de pull-up v O transistores de pull-down Electrónica I 17

122 Circuitos NMOS Inversor NMOS V DD v O Carga resistiva (resistência linear) R alta, área baixa R pouco precisa Usa-se em memórias i V DD v O Carga de reforço (resistência não linear) v O / v I margens de ruído baixas i v I v I v v V DD Carga de deplecção (aprox. fonte de corrente) Há efeito de corpo V DD Pseudo N-MOS (aprox. fonte de corrente) Tecnologia CMOS v O i v O i v I v I v v Electrónica I 18

123 Circuitos NMOS Inversor NMOS com carga de reforço M 1 corte M 1 sat M 1 tríodo M M 1 M, M saturados e λ=0 1 1 i = k ( v V ) k = µ C ( W / L) 1 i = k ( V v V ) k = µ C ( W / L) D1 1 I t1 1 n OX 1 D DD O t n OX i = i v = V V + k / k V k / k v D1 D O DD t 1 t1 1 I constante inclinação M sempre saturado vo ( W / L) vo ( vi ) linear inclinação = k1 / k = v ( W / L) vo interessa elevado: v margens de ruído maiores mas área maior usualmente: k V OH = V V DD I 1 t / k 8; I 1 Electrónica I 19

124 Circuitos NMOS Efeito de corpo V t aumenta com V (NMOS) SB Com componentes discretos B ligado a S V SB = 0 não há ef. corpo Circ.integrados: B ligado à alimentação, há ef. corpo em M porque V 0 SB M M 1 Vt 1 = Vt 0 Vt = V t 0 + γ φ f + v m SB φ VOH = VD D Vt enor f com VSB = 0 Electrónica I 130

125 Inversor NMOS com carga de reforço Funcionamento dinâmico V DD V DD v O 0 A t phl i D D C i D1 B v GS1 =V OH 0 V DD v I V OH (V OH +V OL )/ V OL i D C V OL(VOH +V OL )/ V OH A v O B C D 1 tempos de atraso t phl t plh ; despreza-se efeito de corpo: t p = ( t phl + t plh ) 1 1 ( ); 0 ( i i ) t = C V V ( i i ) = ( i ) ( i ) + ( i ) ( i ) D1 D av phl l OH OL D1 D av D1 B D A D1 C D Electrónica I 131 C

126 Inversor NMOS com carga de reforço Funcionamento dinâmico V DD V DD 0 i D v O t plh A i D D V OL V OH (V OH +V OL )/ E F V OL(VOH +V OL )/ A V OH v O D E F tempo de atraso t ; plh 1 1 = ( ); F ( i ) t C V V ( i ) = ( i ) + ( i ) D av plh l OH OL D av D D D Electrónica I 13

127 Circuitos NMOS Inversor NMOS com carga de deplecção M se V v V (saturação) DD O t M 1 i = k V D t se V v < V (tríodo) DD O t M 1 c. M tr. M 1 s. M tr. M 1,M sat. id = k Vt ( VD D vo ) ( VDD vo ) efeito de corpo Vt = V t 0 + γ φ f vo φ + f M 1 M tríodo saturado com 0 V SB = vantagens em relação à carga de reforço: margens de ruído maiores e área menor ( V = V ) OH DD produto atraso-potência menor (pouco) Electrónica I 133

128 Inversor NMOS com carga de deplecção Funcionamento dinâmico V DD V DD v O 0 A t phl 0 t plh A i D D C i D1 B v I V OH (V OH +V OL )/ V OL V OH (V OH +V OL )/ E i D C=F F V OL(VOH +V OL )/ V OH A v O B C D E 1 tempos de atraso t phl t plh ; t p = ( t phl + t plh ) 1 1 D1 ( ); D av phl l OH OL D1 D av D1 D1 D B C C 1 1 D plh = av l ( OH OL ); D av D D D F ( i i ) t = C V V ( i i ) = ( i ) + ( i ) ( i ) ( i ) t C V V ( i ) = ( i ) + ( i ) Electrónica I 134

129 Circuitos CMOS convencionais Inversor CMOS V DD Portas CMOS convencionais v I transistor de pull-up v O transistor de pull-down Potência estática nula Maiores margens de ruído Electrónica I 136

130 Inversor CMOS convencional Característica de transferência (estática) Não há efeito de corpo: B S ( V = 0, V = V ) i = i D1 D B1 B DD M, M adaptados: 1 Circuito simétrico Vt 1 = Vt = Vt k = k µ ( W / L) = µ ( W / L) 1 n 1 p M M 1 M v v I O, M saturados 1 = V DD / VDD > Vt VDD VD D < VDD Vt = + V t Electrónica I 137

131 M tríodo, M saturado 1 i = i M M (, adaptados, λ=0) D1 D 1 Inversor CMOS convencional Característica de transferência (estática) 1 ( v V ) v v = ( V v V ) I t O O DD I t d dvo dvo vo + ( vi Vt ) vo = ( VDD vi Vt ) dv dv dv dv dv O I I I I = 1 v I = V IH V vo = VIH DD 1 1, VIH = (5 VDD Vt ) 8 por estarem adaptados há simetria: V IH VDD VDD = V IL 1 VIL = (3 VDD + Vt ) 8 Exemplo: V = 5 V, V = 1V V =.1V V =.9V DD t IH IL Caract. Transf. próxima do ideal margens de ruído elevadas Potência estática nula Electrónica I 138

132 Inversor CMOS convencional Atraso de propagação V DD 0 t phl i D1 M 1 tríodo M 1 Sat. v GS1 =V DD V DD v O C l V DD t B t A V DD / 0 V t V DD / V DD v O t = t = t M, M adaptados, λ=0 phl plh p ( ) 1 Electrónica I 139

133 Inversor CMOS convencional Atraso de propagação t = t = t M M phl plh p (, adaptados, λ= 0) 1 1 v > V V : C v = I t O DD t l O D1 A I = k V V v = V V V D1 ( DD t ) ; O DD ( DD t ) t A = ClVt k( V V ) DD t v < V V : i dt = C dv k t C l O DD t D1 k 1 id 1 = k ( VDD Vt ) vo v O ; dt = C ( V V ) B = 1 ( V V ) Exemplo: V = 5 V, V = 1V t = V DD DD / DD t V V DD t p t l t B = O l DD t Cl 3V DD 4V ln k( V V ) V 0.8C kv DD t DD dvo 1 v ( V V ) Electrónica I 140 l DD t DD t O v O

134 Inversor CMOS convencional Atraso de propagação Oscilador em anel (usado para medir atraso) n inversores n ímpar T = n t p Electrónica I 141

135 Portas NMOS com carga de reforço NOR A B Y L L H L H L H L L H H L NAND A B Y L L H L H H H L H H H L Comparação: Q = Q, A = B = V A B OH W W W 1 W Porta NOR: inversor com = Porta NAND: inversor com = L L L L eq A, B eq A, B k maior, V menor O.K. k menor, V maior necessário duplicar W eq OL eq OL A,B portas NOR preferíveis Electrónica I 14

136 Portas NMOS com carga de deplecção NOR A B Y L L H L H L H L L H H L NAND A B Y L L H L H H H L H H H L Comparação: Q = Q, A = B = V A B OH W W W 1 W Porta NOR: inversor com = Porta NAND: inversor com = L L L L eq A, B eq A, B k maior, V menor O.K. k menor, V maior necessário duplicar W eq OL eq OL A,B portas NOR preferíveis Electrónica I 143

137 Portas CMOS convencionais NOR A B Y L L H L H L H L L H H L Dimensionamento: Porta NOR: (Bloco NMOS) inversor com (Bloco PMOS) inversor com W W W = L L L N, inversor N, AeB N, inversor W W W = L L L P, inversor P, AeB P, inversor NAND A B Y L L H L H H H L H H H L Porta NAND: (Bloco NMOS) W W W inversor com = L L L (Bloco PMO S) inversor com N, inversor N, AeB N, inversor W W W = L L L P, inversor P, AeB P, inversor Equivalente a inversor: considera-se pior situação Electrónica I 144

138 Dimensões dos transistores NMOS blocos transistor equivalente: kequiv kinv ersor PMOS margens de ruído, atraso nunca são piores que no inversor Tríodo: condutividade equivalente proporcional a k = 1 paralelo : W L eq 1 µ C Electrónica I 145 OX W L W W série : W W W = + + = + + L L L L L 1 eq 1 Admite-se: todos os transistores com L (área é proporcional a W ) min 3 inversor com transistores adaptados: µ ( W / L) = µ ( W / L) NMOS: W PMOS: µ / µ W n n p p Porta NOR: (com N entradas) Porta NAND: (com N entradas) (Bloco NMOS): W (Bloco NMOS): N W (Bloco PMOS): N ( µ / µ ) W (Bloco PMOS): ( µ / µ ) W n p n p µ n µ n área = NLW 1+ N área = NLW N + µ p µ p para CMOS portas NAND são preferíveis. n p

139 Exemplo Admite-se todos os transistores com L = 0.5µ m Inversor com transistores adaptados: W = 0.375µ m W = 1.5µ m n Associações série/paralelo p min Bloco NMOS: ( ) y = C + D B + A Leis de Morgan: A+ B A B = A B = A + B Electrónica I 146

140 Electrónica I 148 Esquema incremental de circuito Andares de amplificação (parâmetros importantes): Resistência de entrada Transcondutância ou Ganho de tensão Resistência de saída o i i i i o m i v o v i i o o o v v R i i G v v A v v R i = = = = = = =

141 Andar de Fonte Comum v i R = = G = = g i o i m m ii vi v 0 = 0 v v A = = g ( r // R ) R = = r // R o o v m o D o o D vi i i = 0 o v = 0 o (ganho de tensão médio) (resist. de saída média) i Electrónica I 149

142 Polarização estabilizada Parâmetros do transistor têm elevada dispersão. Interessa I D bem definido para garantir PFR estável. I V I D GS D (realimentação negativa devida a R ) S R G? Electrónica I 150

143 Polarização estabilizada I = 0 V = V G GS DS I V, V I D DS GS D (realimentação negativa devida a R G ) Porque não R G = 0? Electrónica I 151

144 Transistor MOS díodo g r m o r >> o ID VA V A = = V V I V V GS t D GS t g 1 m 10 ordem de grandeza exemplo : V = 50 V; V V = 1V r = 100g 1 A GS t o m Transistor ligado como "díodo" Electrónica I 153

145 Efeito de corpo (body effect) V t aumenta com V (NMOS) degrada func. dos circuitos SB alarga zona de deplecção canal menos profundo V aumenta Com componentes discretos B ligado a S V = 0 SB t não há ef. corpo Circ.integrados: B ligado à alimentação, pode haver ef. corpo se VS B 0 (tensão mais elevada se PMOS, tensão mais baixa se NMOS) Vt = V t 0 + γ φ f vsb φ + f (NMOS) com V = 0 SB Típicos: φ = 0 = g mb = i D 1/ f.6 V, γ 0.5 V, gmb = 0.1 a 0.3 gm G v BS VGS, VDSVBS v gs g m v gs g mb v bs r o D S Electrónica I 154

146 Andar de Dreno Comum R i v i = = i i v = v + v v i gs o 1 o = gmvgs ( ro // gmb // RS ) A v v g r g R = = v 1 ( // // ) 1 o m( o // mb // S ) 1 i + g i 0 m ro gmb R = S o Electrónica I 155

147 Andar de Dreno Comum v R = = g // r // g // R o 1 1 o m o mb S io v = 0 se r» g ; r» g ; R» g ; o m o mb S m R 1 + g (valor baixo) g g g Av = 1+ g g g + g m 1 mb m 1 m mb m mb (valor aprox. unitário) Electrónica I 156 o i g m mb

148 Andar Cascode Andar da porta comum pouco utilizado individualmente, usa-se associado ao andar de fonte comum. Estudo: simplificar o problema avaliando primeiro o subcircuito composto por M1 e M Electrónica I 157

149 Andar Cascode v = r i ( g + g ) v v v = r i x o x m mb gs gs gs o1 x v R = = r + r 1 + ( g + g ) r x o o1 o m mb o1 i x se g r»1 e r, r mesma ordem de grandeza m o1 o1 o desprezando o efeito de corpo, R g r r o m o o1 Electrónica I 158

150 Comparação Andar de fonte comum: Andar de ganho de tensão médio com resistência de saída média. Resistência de entrada elevada. Andar de dreno comum: ganho de tensão unitário (seguidor de fonte) com resistência de saída baixa. Resistência de entrada elevada. Bom andar isolador, para ser utilizado após o andar de fonte comum quando a resistência de carga é baixa. (ex: resistência de um altifalante ~4Ω) Andar cascode: Alternativa ao andar de fonte comum. Andar de porta comum serve como isolador de corrente, ganho de corrente unitário. Andar de ganho de tensão elevado com resistência de saída elevada, se usado com carga activa. Resistência de entrada elevada. Electrónica I 159

151 Andar de Emissor Comum com degeneração de emissor C1, C Cond. de acoplamento Curto circuito na banda de passagem CE Cond. de contorno (" bypass") Electrónica I 161

152 Andar de Emissor Comum com degeneração de emissor vi v = rπ i + R ( i + βi ) R = = rπ + (1 + β ) R i i b E b b i E i vi β β gm iocc = Gmvi = βib = β Gm = = R R r + (1 + β ) R 1+ g R i i π E m E (se β»1) Electrónica I 16

153 Andar de Emissor Comum com degeneração de emissor [ ] v = r i g v v v x o x m π = ( r // R ) i π vx R [ 1 ( // )] ox = = ro + gm rπ RE + rπ // RE i x [ 1 + ( // R )] R r g r Electrónica I 163 E ox o m π E π x π «r o

154 Andar de Colector Comum (Seguidor de Emissor) Funciona como buffer de tensão (andar de isolamento). Tem resistência de entrada elevada e resistência de saída baixa. Electrónica I 164

155 Andar de Colector Comum (Seguidor de Emissor) R = R // R // r ; v = r i + R ( i + βi ) ' ' E E l o i π b b b vi Ri = = rπ + (1 + β ) R i v b ' o ( 1 β ) ib R ; ib = + = ' (1 + β ) R E Av = 1 ' r + ( 1 + β ) R π E E vi R i ' E» r π E ' (se (1 + β ) R» rπ ) E vx vx i = ; i = (1 + β ) i r + R R // r b x b π g E o R 1 o ix 1 ( 1 + β ) = = + v R // r r + R x E o rπ + Rg Ro = RE // ro // ( 1+ β ) π g Electrónica I 165

156 Andar de Base Comum Esq. incremental em T R = r g baixo R = R 1 i e m o C elevado se fonte de corrente isolador de sinais representados por correntes: ganho de corrente 1 Electrónica I 166

157 Fonte de corrente ideal Fonte de corrente ideal: Corrente definida num ramo, qualquer que seja a diferença de potencial entre os dois nós. Resistência infinita. Fontes de corrente constante e controladas: Por tensão (VCCS) Por corrente (CCCS) O que conseguimos fazer? Fontes com resistência dinâmica elevada. Corrente quase constante numa gama de tensões Electrónica I 168

158 Fonte de corrente simples fonte: I ; Conv. V / I : R; Conv. I / V : Q ; Conv. V / I : Q 1 VCC VBE1 IREF = constante ( VBE1 0.7 V ) R Q z. activa: V 0.7 V, Q z. activa: V = V CE 1 CE1 BE1 V O BE V V T CE IC = ISe 1+ se β, VA VA VBE1 = VBE ; Q1 = Q ( IS1 = IS ) IC = IC1 IRE F ( IB 1 + IB«IO ) VBE1 = VBE ; Q1 Q ( IS1 IS ) IC / IC1 = IS / IS1 = A / A1 Q, Q repetidor de corrente (CCCS) 1 espelho de corrente "current mirror" Electrónica I 169

159 Fonte de corrente simples (R) 1 Efeito das corrente de base: β = β = β, V, Q = Q 1 A 1 IC1 IC I REF = IC1 + +, IC1 = IC I β β Efeito de Early: β =, V, Q = Q I 1 + V / V = I 1 + V / V C CE A C1 A CE1 A 1 ( V 0.7 V ) CE1 C 3 resistência in cremental (res. dinâmica) I REF = IO = 1 + / β R//(g m1 ) -1 r g m v r o R o =r o Q Electrónica I 170

160 Fonte de corrente simples Q3 Compensação das corrente de base: β = β = β = β I REF 1 3 IO I = IO + I = I = β 1+ / β menor efeito de β < REF C O Electrónica I 171

161 Fonte de corrente múltipla I 1 a I N podem ser múltiplos ou simples cópias de I REF. Associação de transistores unitários ou escalonamento da área de emissor: I proporcional a A e Partilham a mesma referência, reduz consumo....com extracção e injecção de corrente. Electrónica I 17

162 Fonte de corrente simples fonte: I ; O Conv. V / I : R; Conv. I / V : Q ; Conv. V / I : Q D DS = 1 VDD VGS 1 IREF = constante R Q Sat: V V V, Q Sat: V = V DS GS1 t 1 DS1 GS1 I k V V D = ( GS t ) (1 + VD S ) I k 1 + λv ( W / L) I k 1 + λv ( W / L) REF 1 GS1 1 Valor da corrente I é controlado pela relação da área dos transistores. o λ R O = r O Electrónica I 173

163 Áreas de elementos em CI s Electrónica I 174

164 Áreas de elementos em CI s Electrónica I 175

165 Amplificador com carga activa V CC Regime incremental v I Q Q 3 v O Q 1 I REF R Q e Q Z. Activa 1 R = r G = g R = r // r i π1 m m1 o o1 o ( // ) A = g r r V m1 o1 o g I / V 1 I I VT V r r V V V V m1 C1 T = = = 1 1 C1 C o1 o AN AP AN AP T i i i o Exemplo: V = V = 100V AN AP comparação com carga resistiva R «r A V C = 000 o v i r g m1 v r o1 r o v o A g R = V m1 C 1 V RC IC AV = VT Electrónica I 176

166 Amplificador com carga activa Electrónica I 178

167 Amplificador com carga activa Regime incremental Q e Q Saturação 1 R = G = g i m m1 R = r // r o o1 o ( // ) A = g r r V m1 o1 o v i g m1 v i r o1 r o i o v o Exemplo: V = 100 V ; I = 10 µ A; V V = 1V A D GS R = G = 0µ S R = 5M Ω A = 100 i m o menor que com transistores bipolares t V Electrónica I 179

168 fonte: Q = Q 1 I Fontes de corrente de Alta Impedância Fonte de Widlar ;(só com BJTs) S1 S exemplo : V = 10 V, pretende-se:i permite I = I «I ( V < V ; 0.7 V mas não 0.7V! ) O C REF β»1 I I, I I C E C1 REF BE BE1 I I R = V V = V ln V C1 C C E BE1 BE T T IS1 IS C O ( I = I ) I R = V E Electrónica I 180 ln REF C CC T I I VCC VBE fonte de Widlar: I REF = 1mA RREF = = 9.3kΩ I REF 1 C E T E IC fonte simples : A / A = 5 1 ln O I = 5µ A I Q = Q I R = V ln R = 6.5kΩ VCC VBE I REF = A1 / A IC = 5µ A RREF = = 37kΩ I REF resistência que ocupa maior área em CI REF

169 Fontes de corrente de Alta Impedância Fonte de Widlar Resistência incremental ( ) RO ro 1 + gm rπ // RE (degeneração de emissor) [ ] se R «r R r 1+ g R E π O O m E I R g R = = V V mV C E m E BE1 BE VT R O 5 10r O Nota: se R E elevada R O fica muito alta substituír R E por fonte elementar Cascode Electrónica I 181

170 Fontes de corrente de Alta Impedância Fonte de corrente de Wilson Compensação de R O elevado Transistores iguais: I I = I I C3 C1 C REF pode mostrar-se: IO = I REF 1 β + β + 1 Regime incremental: RO βr I B o3 Com transistores MOS iguais, pode mostrar-se: Regime increment al: R r ( + g r ) g r r O o3 m3 o m3 o3 o I O = I REF Electrónica I 18

171 Fontes de corrente de Alta Impedância Fonte Cascode I REF I O Q 4 Q 3 Q 1 Q Resistência incremental 1 R g r r R βr O m3 O3 O O O3 efeito de Q Q Electrónica I 183 1, 4

172 Impedância de fonte Cascode MOS vx = r o3 ix ( gm3 + gmb3) v gs3 vgs3 vx Ro = = ro + r o3 1 ( gm3 gmb3) ro i + + vgs3 = ro ix x se g r»1 e r, r mesma ordem de grandeza, desprezando o efeito de corpo, m3 o o o3 R g r r o m3 o3 o Electrónica I 184

173 Amplificador Cascode R o R o1 Regime incremental Q e Q Z. Activa 1 Fonte de corrente de alta impedância (ex. cas code) R = r G = g R = R // R i π1 m m1 o o1 o ( // )» ( // ) A = g R R g r r R R V m1 o1 o m1 o1 o o1 o βr o 1 βro Electrónica I 185

174 Andar de Emissor comum: Condensadores com valor irrealizável em IC Resistências com área elevada Elementos passivos com dispersão de parâmetros da ordem de 10% Par Diferencial Motivação Par diferencial: Circuito fundamental em microelectrónica Amplificador: função analógica linear básica; entrada diferencial; saída diferencial ou simples; entrada de ampop s. Multiplicador: função analógica não-linear básica; modulador ou detector de fase (muito usado em comunicações) Família lógica ECL: muito rápida; aplicações específicas. Electrónica I 187

175 Par Diferencial Circuito Par diferencial: Circuito fundamental em microelectrónica Bipolar ou MOS: carga resistiva, circuito simétrico carga activa. Componente de modo diferencial = antisimétrica de modo comum = simétrica Electrónica I 188

176 Par Diferencial Componentes diferencial e de modo comum v 1 =v =v c v D =0 v c não afecta correntes e tensões na saída. Limites de modo comum: Saturação de Q 1 e Q ou saturação dos transistores da fonte de corrente Par totalmente desequilibrado. Electrónica I 189

177 Par Diferencial Caract. de transferência: entrada diferencial Q = Q ; V 1 v VT C1 = S ; C = S BE1 BE i I e i I e I i i = + ; α 1 α α A v V T vbe1 v I S VT VT I = e + e α α I i = ; i = C1 C C1 vd C + v V V Electrónica I 190 BE α I T 1+ e 1+ e T D

178 Par Diferencial Caract. de transferência: entrada diferencial θ i e i não dependem de R ( V ) C1 C C A par totalmente desequilibrado se ic1 = g m vbe1 α I v V tanθ C1 = = v = V R i ; v = V R i ; o1 CC C C1 o CC C C D «V T T D i v D v 4V = 100mV D I g 4V v vo = vo 1 vo = RC ( ic ic1 ) = α I tanh V v v D > 4V T T D T amplificador linear (na prática considera-se para v < 10 mv ) útil como limitador ou em circuitos lógicos Electrónica I 191 m T D

179 ( ) ic1 + ic = α I I ; vd = vbe1 vbe + Re ie1 ie ; normalmente R I» V e T ( - ) v i i BE C1 C 1 vd «Re I despreza-se vbe (na prática vd < Re I) 4 vd I vd ic1 ic ic1 + Re Re linear I vd ic1 + ic I ic Re ic1 I vd» ReI ic 0 vd» Re I ic1 0 vd «Re I ic I linear com maior amplitude de v, mas menor ganho v = R v D Par Diferencial Degeneração de emissor C Electrónica I o1 D Re 19