Antenas de Microfita Linearmente Polarizadas: Nova Estratégia de Projeto

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1 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December Antenas de Microfita Linearmente Polarizadas: Nova Estratégia de Projeto D. C. Nascimento, J. A. Mores Jr., R. Schildberg e J. C. da S. Lacava Laboratório de Antenas e Propagação, Instituto Tecnológico de Aeronáutica São José dos Campos - SP - Brasil danielcnascimento@gmail.com; a1ton@gmail.com; {schild, lacava}@ita.br L. Cividanes Divisão de Eletrônica Aeroespacial, Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais São José dos Campos -SP - Brasil lucio@dea.inpe.br Abstract Nowadays, it is available in the literature the design procedure for probe-fed linearly polarized microstrip patch antennas. Following it, an antenna with inductive input impedance is obtained. In this paper, a new design approach is proposed to overcome this problem, even for antennas printed on thick substrates. This new approach is applied to rectangular and circular patches. Antenna with low-cost FR4 substrate at S-band is also treated. Very good results are obtained with this new design procedure, mainly for the impedance bandwidth. Index Terms Microstrip antenna, new design approach, input impedance, low-cost substrate. I. INTRODUÇÃO Concebidas no início dos anos 5 como linhas de transmissão para circuitos integrados em microondas, estruturas do tipo microfita passaram por grandes transformações até atingirem as configurações atuais. Sua geometria original, composta por um plano de terra e por um substrato dielétrico que suporta uma fita condutora, evoluiu para outras de maior complexidade, porém mais versáteis, dando origem às denominadas antenas de microfita, sendo seu desenvolvimento um tópico relevante e atual. Da proposta inovadora apresentada por Deschamps [1], em 1953, durante a realização do 3 Simpósio sobre Antenas, patrocinado pela Força Aérea Americana, vários anos se passaram até que a comunidade científica se conscientizasse do enorme potencial desta nova estrutura irradiante. Isto só ocorreu nos meados da década de 7. Desde então, várias técnicas têm sido propostas com o intuito de analisá-las, dando origem a critérios de projeto e de otimização, hoje disponíveis em diversas publicações [2]-[5]. Possuidora de várias características peculiares como massa e volume reduzidos, baixo arrasto aerodinâmico e facilidade de serem instaladas em superfícies curvas, a estrutura original, entretanto, possui baixa capacidade de potência e estreita faixa de operação, sendo esta última a sua mais severa Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

2 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December restrição [5]. Uma forma simples de ampliá-las consiste na utilização de substratos espessos [2]-[5]. No entanto, este procedimento favorece a excitação de ondas de superfície, que diminui substancialmente a sua eficiência de irradiação. Além disso, se a antena espessa for alimentada por uma ponta de prova coaxial, que é uma forma simples de excitação, sua impedância de entrada apresentará elevada reatância indutiva [6], dificultando sobremaneira seu casamento com a linha de alimentação. Com o desenvolvimento de programas de simulação eletromagnética de elevado desempenho, como o IE3D, o Ansoft Designer e o HFSS (os dois primeiros utilizam o método dos momentos como ferramenta de análise e o terceiro, os elementos finitos), o projeto de antenas de microfita ganhou aliados consideráveis. Entretanto, como estes são programas de análise, cabe ao usuário realizar o préprojeto da antena em consideração, de modo a estabelecer as dimensões iniciais da geometria a ser analisada. Em geral, este pré-projeto é feito com auxílio de modelos mais simples, como o da cavidade ressonante [7]. O Ansoft Designer, por exemplo, possui um módulo denominado Estimate, que determina as dimensões aproximadas de antenas com formas canônicas. Definida a geometria, é iniciado o processo de análise, que é feito com auxílio dos programas acima mencionados. Embora alguns destes já tragam incorporados processos de otimização, cabe ao usuário estabelecer a estratégia de projeto de modo a cumprir, da melhor forma possível, as especificações pré-estabelecidas. É nesta importante etapa do projeto, isto é, na escolha da estratégia, que se localiza a principal contribuição deste trabalho. II. ANTENAS DE MICROFITA Antenas de microfita, como concebidas originalmente, são constituídas por duas placas condutoras paralelas separadas por camadas dielétricas. O condutor superior, que pode assumir uma forma qualquer, é denominado elemento irradiador e o inferior é o seu plano de terra (Fig. 1). Várias formas de alimentação foram desenvolvidas e podem ser encontradas em [3]. Neste trabalho somente antenas com elementos retangulares e circulares, alimentadas por conectores SMA, são consideradas. Particular atenção é dedicada ao projeto de antenas de baixo custo. A. Antena retangular linearmente polarizada A antena retangular linearmente polarizada (Fig. 2), alimentada por um conector SMA é, certamente, a de forma canônica mais simples. Por este motivo foi a selecionada para a realização do primeiro projeto no qual a nova estratégia é aplicada. O leque de opções para a escolha da freqüência de operação desta antena é vasto. Optou-se, porém, por estabelecê-la em 2 GHz, uma vez que esta está dentro da capacidade de construção do Laboratório de Antenas e Propagação (LAP) do ITA. Como substrato é utilizado o CuClad 25 GX da Arlon [8], com permissividade relativa ε r = 2,55 e tangente de perdas igual a,22. Por ser este o projeto inicial, é selecionado o laminado com h = 3,48 mm de espessura, resultando em uma antena não muito espessa na freqüência estabelecida para a sua operação. Irradiadores mais espessos serão tratados nos itens C e D deste trabalho. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

3 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December z Irradiador Alimentação Irradiador h Plano de Terra x Fig. 1. Antena de microfita alimentada por conector SMA. h y x p a Plano de Terra Fig. 2. Antena de microfita retangular. b Seguindo as recomendações disponíveis na literatura ([5], pg. 59), a antena é projetada próxima à sua ressonância, de modo a torná-la um irradiador eficiente. Sendo o laminado não muito espesso, o método da cavidade ressonante pode ser utilizado para estimar as dimensões iniciais do irradiador retangular (cavidade equivalente). Neste método, em geral, a antena é projetada para operar no modo TM 1. Dessa forma, o lado a controlará a sua ressonância e a dimensão do lado b é 1,3 vezes maior do que a do lado a. Este procedimento visa estabelecer a ressonância dos outros modos fora da faixa de operação da antena [9]. Para o projeto em consideração, são obtidas as seguintes dimensões para a cavidade equivalente: a = 46,93 mm e b = 61,1 mm. Conhecidas estas dimensões, o programa AMCLR [9], que calcula os parâmetros da antena com auxílio do método da cavidade ressonante, é utilizado na determinação da posição do conector SMA de alimentação, resultando em p = 16,2 mm no caso em que este possui 5 Ω de impedância característica. Gráficos para a perda de retorno e impedância de entrada (Z e ), obtidos com o AMCLR, são mostrados na Fig Re(Ze) Im(Ze) Perda de Retorno (db) Impedância (Ω) ,95 1,975 2, 2,25 2,5-1 1,95 1,975 2, 2,25 2,5 Fig. 3. Gráficos obtidos com o AMCLR via método da cavidade ressonante: perda de retorno e impedância de entrada. Destes gráficos é possível notar que a abordagem utilizada encaminhou o projeto de modo a estabelecer a freqüência de operação no ponto de máximo da resistência de entrada da antena. Por ser Z e indutiva (Z e = 5 + j16 Ω), a freqüência de melhor casamento ocorre ligeiramente acima desta, isto é, em 2,1 GHz. Como conseqüência, a faixa de passagem de impedância, centrada em 2,1 GHz e definida para valores de perda de retorno menores ou iguais a -1 db, é de 43,5 MHz. Porém, como a antena opera em 2 GHz, uma faixa de passagem simétrica, centrada nesta freqüência, é bem menor, da ordem de 23 MHz. Portanto, se os procedimentos de projeto seguirem a abordagem utilizada no Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

4 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December método da cavidade, a freqüência de melhor casamento não coincidirá com a de operação, diminuindo sensivelmente a faixa de passagem simétrica da antena. Como as dimensões obtidas com o método da cavidade são maiores que as da antena a ser construída, pois na realidade este método estabelece as dimensões da cavidade equivalente, reduções nestas são necessárias para acomodar os efeitos dos campos de franja [9]. Com esta finalidade, é comum a utilização das equações estabelecidas por Hammerstad [1]. Na atualidade, entretanto, como os programas de grande porte são muito rápidos, esta correção se tornou desnecessária, pois poucas iterações são suficientes para a determinação da geometria de construção. Dessa forma, o usuário (isto é, o projetista) assume o comando desta importante etapa do projeto, modificando-o de modo a cumprir as especificações pré-estabelecidas. Dois procedimentos são descritos para evidenciar este fato. O primeiro utiliza a diretriz de projeto estabelecida pelo método da cavidade, isto é, a de posicionar a freqüência de operação no máximo da resistência de entrada. Empregando o IE3D, na condição em que tanto o plano de terra como o dielétrico são considerados infinitos, em conjunto com a referida diretriz, as seguintes dimensões de construção da antena de microfita retangular, linearmente polarizada, são obtidas: a = 43,85 mm e b = 57 mm, com p = 13,925 mm. Gráficos para a sua perda de retorno e impedância de entrada são mostrados na Fig. 4. Comparando-os com os do AMCLR (Fig. 3), nota-se que o ponto de melhor casamento foi deslocado de 2,1 para 2,15 GHz. Isto porque a impedância de entrada calculada no IE3D resultou ser mais indutiva (Z e = 5 + j24,4 Ω) que a prevista pelo AMCLR, dificultando ainda mais o casamento da antena. Quanto às faixas de passagem, as previsões do IE3D são comparáveis às realizadas com o AMCLR. Perda de Retorno (db) Impedância (Ω) Re(Ze) Im(Ze) -24 1,95 1,975 2, 2,25 2,5-1 1,95 1,975 2, 2,25 2,5 Fig. 4. Gráficos obtidos com o IE3D em conjunto com a diretriz de projeto estabelecida pelo método da cavidade: perda de retorno e impedância de entrada. No segundo procedimento, factível agora, pois o usuário está no comando do projeto, a abordagem via método da cavidade é abandonada. Considerando como ponto de partida a geometria anterior, sua alimentação é deslocada em direção à borda, com o objetivo de tornar a impedância de entrada mais capacitiva, o que acarreta em um aumento de sua parte resistiva. Em seguida, a dimensão a, que Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

5 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December controla a ressonância da antena, é aumentada ligeiramente, objetivando deslocar a freqüência na qual a resistência de entrada é máxima, para uma posição abaixo da freqüência de operação desejada, de modo que esta ocorra em um ponto de reatância nula. Assim, através de um processo iterativo, a freqüência de operação, que era conduzida ao ponto de máximo da resistência de entrada da antena, é agora encaminhada ao ponto no qual a reatância é nula e a resistência de entrada é igual à impedância característica do conector SMA de alimentação. Essa nova estratégia de projeto é empregada a seguir em topologias típicas de antenas de microfita. Utilizando mais uma vez o IE3D na condição anteriormente mencionada (plano de terra e dielétrico infinitos), porém agora conduzindo o projeto de modo a estabelecer a freqüência de 2 GHz no ponto de reatância nula, são obtidas, após otimizações, as seguintes dimensões para a antena: a = 44,25 mm e b = 57,3 mm, com p = 13,425 mm. Para verificar se realmente o projeto conseguiu atingir o alvo pré-estabelecido, gráficos para a perda de retorno e impedância de entrada são mostrados na Fig. 5. Como esperado, obtém-se um excelente casamento na freqüência de operação da antena (2 GHz), resultando em uma faixa de passagem simétrica de 5 MHz, centrada nesta freqüência. Outro parâmetro importante é a eficiência de irradiação, calculado em 83,5 % com o IE3D. Perda de retorno (db) ,95 1,975 2, 2,25 2,5 Impedância (Ω) -1 1,95 1,975 2, 2,25 2,5 Fig. 5. Gráficos obtidos com o IE3D para o segundo procedimento de projeto: da perda de retorno e impedância de entrada Re(Ze) Im(Ze) Se perdas forem eliminadas, a eficiência atinge 89,8 %, porém não 1 %, pois ondas de superfície são excitadas no substrato. Na atualidade, a supressão destas ondas pode ser realizada com auxílio de estruturas EBG [11]. Entretanto, do ponto de vista de engenharia, esta solução dificulta a confecção da antena, de modo que a abordagem a ser adotada está intimamente ligada à capacidade de simulação de programas comerciais como o HFSS, que possibilitam a análise eficiente de antenas de microfita com planos de terra finitos e dielétricos truncados. De modo a garantir que as franjas de irradiação ocorram sem modificações, a geometria da antena de microfita em consideração é criada no ambiente de simulação do HFSS, tendo como plano de terra (e respectivo substrato) um retângulo de 9 8 mm 2. A Fig. 6 mostra a topologia utilizada, o detalhe da ponta de prova de alimentação e o volume a ser simulado. Na Fig. 6 pode-se ver o Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

6 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December malhamento produzido pelo HFSS de modo a executar eficientemente os cálculos, via elementos finitos. Após otimizações, objetivando conduzir a freqüência de operação ao ponto de reatância nula, são obtidas as seguintes dimensões para a antena: a = 44 mm e b = 57,2 mm, com p = 12,8 mm. Gráficos para a perda de retorno e impedância de entrada são apresentados na Fig. 7. Observa-se desses gráficos que a antena apresenta excelente casamento de impedância na freqüência desejada (2 GHz) e uma faixa de passagem simétrica de 56 MHz. A eficiência de irradiação, após o truncamento do dielétrico, é calculada em 94 %. Fig. 6. Geometria da antena de microfita retangular no ambiente de simulação do HFSS: aspecto do elemento e discretização da geometria. Perda de retorno (db) ,95 1,975 2, 2,25 2,5 Impedância (Ω) -1 1,95 1,975 2, 2,25 2,5 Fig. 7. Gráficos obtidos com o HFSS para o segundo procedimento de projeto: perda de retorno e impedância de entrada Re(Ze) Im(Ze) Para comparações, com as mesmas dimensões de plano de terra (e respectivo substrato), o projeto que conduz a freqüência de operação ao ponto de máximo da resistência de entrada também é realizado no HFSS. Neste caso, são estabelecidas as seguintes dimensões para a antena: a = 43,55 mm e b = 56,615 mm, com p = 13,6 mm. Os resultados deste projeto, juntamente com os realizados anteriormente, são mostrados na Tabela 1. Nota-se claramente dos valores apresentados que, mesmo Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

7 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December para um substrato não muito espesso, o projeto que conduz a freqüência de operação ao máximo da resistência, impõe uma impedância de entrada bastante indutiva para a antena, que além de dificultar o seu casamento, determina uma estreita faixa de passagem simétrica de impedância. Portanto, do ponto de vista de faixa de passagem, é recomendável que o procedimento de projeto seja aquele que encaminha a freqüência de projeto ao ponto em que a impedância de entrada é puramente resistiva. Resta verificar se este procedimento produz modificações apreciáveis no diagrama de irradiação da antena, principalmente no de polarização cruzada. Na Fig. 8 são apresentados os diagramas de irradiação no plano yz, simulados em 2 GHz no HFSS, para as duas antenas com planos de terra finitos. Como se pode ver, não há diferença entre os diagramas simulados, nem no diagrama de polarização cruzada, muito menos no principal, donde se conclui que o procedimento que conduz a freqüência de operação ao ponto de reatância nula é muito melhor do que aquele proveniente da aplicação do método da cavidade ressonante. TABELA I. RESULTADOS DOS PROJETOS REALIZADOS. Software e abordagem utilizados. Antena projetada para operar em R máx via AMCLR. Z e = 5 + j16 Ω Antena projetada para operar em R máx via IE3D. Z e = 5 + j24,4 Ω Antena projetada para operar em X = via IE3D. Z e = 5 Ω Antena projetada para operar em R máx via HFSS. Z e = 5 + j24,5 Ω Antena projetada para operar em X = via HFSS. Z e = 5 Ω Faixa de passagem centrada na freqüência de melhor casamento. Perda de retorno -1 db. 1,9885 GHz à 2,32 GHz 43,5 MHz (2,16 %) 1,9925 GHz à 2,38 GHz 45,5 MHz (2,26 %) 1,975 GHz à 2,25 GHz 5 MHz (2,5 %) 1,992 GHz à 2,42 GHz 5 MHz (2,48 %) 1,972 GHz à 2,28 GHz 56 MHz (2,8 %) Faixa de passagem simétrica centrada em 2 GHz. Perda de retorno -1 db. 1,9885 GHz à 211,5 GHz 23 MHz (1,15 %) 1,9925 GHz à 2,75 GHz 15 MHz (,75 %) 1,975 GHz à 2,25 GHz 5 MHz (2,5 %) 1,992 GHz à 2,8 GHz 16 MHz (,8 %) 1,972 GHz à 2,28 GHz 56 MHz (2,8 %) Diagrama de irradiação normalizado (db), -12,5-25, -37,5-5, -37,5-25, -12,5, E θ E φ Reatância nula 15 Máximo 18da resistência Fig. 8. Diagramas de irradiação no plano yz, simulados em 2 GHz no HFSS. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

8 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December B. Antena PIFA Estabelecida a nova estratégia para o projeto de antenas de microfita retangulares alimentadas por conectores SMA, o passo seguinte é a sua aplicação a uma geometria um pouco mais complexa, como a PIFA. Este irradiador é empregado em várias aplicações atuais, como em terminais móveis [12], e se utiliza do fato do campo elétrico interno a uma antena retangular, se anular em seu plano central, para diminuir suas dimensões físicas (desde que esta esteja operando no modo fundamental TM 1 ). Isto é realizado introduzindo-se um plano condutor onde o referido campo se anula, fato este que não altera substancialmente a distribuição dos campos internos, porém reduz o seu comprimento de ressonância para aproximadamente λ/4. Por ser um irradiador capaz de excitar fortemente ondas de superfície no substrato, a PIFA será analisada com o HFSS na condição em que, tanto o plano de terra, como o substrato, são finitos. Na Fig. 9 é mostrada a sua geometria desenhada no ambiente do HFSS. O projeto é conduzido de modo que a antena opere em 2 GHz, tendo como substrato o mesmo laminado CuClad 25 GX da Arlon, com h = 3,48 mm de espessura, permissividade relativa ε r = 2,55 e tangente de perdas igual a,22, anteriormente utilizado. Partindo do projeto via método da cavidade para definir as dimensões iniciais, após otimizações realizadas para a faixa de freqüência de 1,95 a 2,5 GHz (5 % da freqüência central de operação), chega-se às dimensões apresentadas na Fig. 9. Para garantir a correta operação dos campos de franja da antena, utiliza-se uma guarda de aproximadamente λ/4 entre o elemento irradiador e cada extremidade da antena, onde é efetuado o truncamento do plano de terra. 96,97 mm 44,691 mm 21,28 mm 15,858 mm 25, mm 5, mm Fig. 9. Geometrias para a antena PIFA: no ambiente de simulação do HFSS e com dimensões de construção. Fotos do protótipo construído são mostradas na Fig. 1. Tal antena foi confeccionada com o auxílio do prototipador T-Tech PCB, modelo AMC 25. As medidas de perda de retorno e impedância de entrada foram realizadas com o Analisador de Redes Vetorial HP 8714ET, cujos resultados podem ser visualizados na Fig. 11. Nota-se uma concordância muito boa entre os resultados simulados e os experimentais. O ponto de melhor casamento experimental ocorreu na freqüência de 1,9985 GHz, com perda de retorno de -37,9 db, enquanto que em 2 GHz mediu-se -31,9 db, contra uma simulação de -36,5 db. Ressalta-se que a perda de retorno nominal de cargas casadas comerciais é da ordem de Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

9 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December db, donde se conclui que a PIFA está muito bem casada. A diferença entre as freqüências de melhor casamento e a de projeto é de 1,5 MHz, ou seja, apenas de,75 % em relação a esta última, o que é um excelente resultado. A faixa de passagem de impedância, como esperado, é simétrica em relação à freqüência de melhor casamento, que neste caso é muito próxima da freqüência de projeto. A faixa medida é de 49 MHz (2,45 % em relação à freqüência central de operação), contra 46,5 MHz, simulada (2,33 % em relação à mesma freqüência). Fig. 1. Fotos do protótipo da antena PIFA. Perda de Retorno (db) Simulado Medido (2, GHz;-31,9 db) (2, GHz;-36,5 db) (1,9985 GHz;-37,9 db) 1,95 1,975 2, 2,25 2,5 Impedância (Ω) Fig. 11. Resultados obtidos para a antena PIFA: perda de retorno e impedância de entrada Im Simulado Medido -1 1,95 1,975 2, 2,25 2,5 Re A medição dos diagramas de irradiação foi realizada na câmara anecóica do Instituto de Fomento e Coordenação Industrial (IFI) do CTA. Na Fig. 12 é apresentado o aparato utilizado, composto pela antena PIFA, que é sustentada por um pedestal em acrílico, e por um cabo coaxial de 5 Ω de impedância característica, que a conecta ao receptor. Tais medições foram realizadas na freqüência de 2, GHz para as componentes θ e φ do campo elétrico irradiado, nos planos principais xz e yz. Comparações entre os diagramas simulados no HFSS e os medidos no IFI são mostradas na Fig. 13. No plano xz a onda irradiada é linearmente polarizada segundo θ enquanto que no plano yz a polarização linear ocorre segundo φ. Os diagramas mostrados nas Figs. 13 e (d), traçados nos planos xz e yz, correspondem, respectivamente, aos diagramas da polarização principal, nestes planos. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

10 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December Por outro lado, os diagramas apresentados nas Figs. 13 e (c) são os da polarização cruzada. Nota-se claramente destas figuras que o HFSS realizou uma boa previsão dos diagramas, exceção feita ao diagrama da Fig. 13. É notória a dificuldade de se medir diagramas com níveis tão baixos como os da figura anteriormente mencionada. Fig. 12. Sistema receptor: aparato utilizado no levantamento do diagrama de irradiação da PIFA. Diagrama de irradiação normalizado (db) Diagrama de irradiação normalizado (db) Plano xz 3 E θ Simulado E 15 θ Medido 18 E θ Simulado E θ Medido Plano yz 18 (c) Diagrama de irradiação normalizado (db) Diagrama de irradiação normalizado (db) E φ Simulado E φ Medido Plano xz 18 E φ Simulado E φ Medido Plano yz 18 (d) Fig. 13. Diagramas de irradiação, em decibéis, da antena PIFA, traçados na freqüência de 2, GHz: no plano xz, diagramas e, e no plano yz, diagramas (c) e (d) Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

11 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December Por último, ressalta-se através da análise das Figs. 13 e (c), que a PIFA possui uma polarização cruzada da ordem de 22 db abaixo da polarização principal no plano xz e de 9 db abaixo da polarização principal no plano yz, caracterizando com isso uma reduzida pureza de polarização. Este fato está relacionado com a corrente que percorre o elemento vertical da PIFA. Da mesma forma que nos exemplos iniciais, o projeto conduzido pelo usuário, tendo como alvo o ponto onde a reatância é nula, também apresentou bons resultados para a antena PIFA. Resta verificar se o mesmo ocorre quando da utilização de substratos eletricamente espessos. C. Antenas de microfita com irradiador circular Neste item é discutido o projeto de uma antena de microfita com elemento irradiador circular, montada sobre um substrato espesso, segundo a abordagem de reatância nula. Além deste aspecto, será enfatizado o de antenas eletricamente curtas (AEC). Neste sentido, o plano de terra da antena é reduzido de forma a aproximá-la do critério estabelecido para avaliar AEC, isto é, ka 1 [13]. Como substrato é utilizado o laminado CuClad 25 GX da Arlon, com h = 6,35 mm de espessura (note que esta dimensão é um pouco maior que o dobro da empregada nos projetos anteriores), permissividade relativa ε r = 2,55 e tangente de perdas igual a,22. Inicialmente é realizado o pré-projeto da antena circular. Mesmo para substrato espesso, o método da cavidade pode ser utilizado para estimar o raio da geometria inicial da antena (19,33 mm), que neste caso é projetada para operar em 2,848 GHz. A escolha desta freqüência está ligada ao desenvolvimento de uma antena de microfita circular utilizada em [14] como elemento de comparação de desempenho, com relação a uma antena com contorno fractal de mesmo raio. Estabelecida a geometria inicial, esta é modelada no ambiente do HFSS, como mostrado na Fig. 14. Após otimizações, as dimensões finais do irradiador são mostradas na Fig. 14. Fotos do protótipo são apresentadas na Fig ,641 mm 5,667 mm R =17,321 mm Pr ova Fig. 14. Geometria da antena circular: no ambiente do HFSS e com dimensões de construção. 38, mm Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

12 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December Fig. 15. Fotos do protótipo construído. Medidas de perda de retorno e impedância de entrada foram realizadas com o Analisador de Redes Vetorial da Agilent Technologies N523A e podem ser visualizadas nas Figs. 16 a 18. Nestas mesmas figuras são apresentados os resultados das simulações. Salienta-se que em todos os gráficos são traçadas curvas referentes às simulações para três valores de ε r : o nominal (ε r = 2,55), o limite inferior da faixa de tolerância (ε r = 2,51) e o limite superior da faixa de tolerância (ε r = 2,59). Na Fig. 16 é mostrado o gráfico da impedância de entrada da antena circular traçada sobre a carta de Smith. Nota-se que há boa concordância entre as curvas na faixa de freqüências que se estende de 2,4 a 3,4 GHz. O gráfico da perda de retorno pode ser visualizado na Fig. 16. Nota-se que, para os resultados experimentais, o ponto de melhor casamento encontra-se na freqüência de 2,845 GHz, com perda de retorno em -23,2 db, enquanto que o simulado prevê uma perda de retorno de -21,42 db em 2,848 GHz. Conseqüentemente, não há diferença apreciável entre as freqüências de melhor casamento medida e teórica, o que é um excelente resultado.,5j 1,j 2,j -5 (2,848 GHz; -21,42 db),2j -,2j 2,4 GHz,2,5 1, 2, 5, -,5j SWR=2 Medido Simulado com ε r = 2,55 Simulado com ε r = 2,51-2,j Simulado com ε -1,j r = 2,59 3,4 GHz 5,j -5,j Perda de retorno (db) (2,845 GHz; -23,2 db) Medido Simulado com ε r = 2,55 Simulado com ε r = 2,51 Simulado com ε r = 2, ,4 2,5 2,6 2,7 2,8 2,9 3, 3,1 3,2 3,3 3,4 Fig. 16. Resultados obtidos para a antena circular: impedância de entrada da antena circular (normalizada em relação à Z = 5 Ω), traçada sobre a carta de Smith, e perda de retorno em função da freqüência. Para realizar uma comparação adequada entre a faixa de passagem prevista pela simulação e a experimental, recorre-se ao gráfico do coeficiente de onda estacionária (SWR) em função da freqüência, mostrado na Fig. 17. Limitando-a em SWR igual a dois, verifica-se que as faixas de passagem simulada e medida são substancialmente iguais, atingindo ambas 156 MHz. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

13 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December SWR Medido Simulado com ε r = 2,55 Simulado com ε r = 2,51 Simulado com ε r = 2,59 (2,926 GHz; SWR = 2) 2 (2,77 GHz; SWR = 2) 2,4 2,5 2,6 2,7 2,8 2,9 3, 3,1 3,2 3,3 3,4 Fig. 17. Gráfico do SWR em função da freqüência. As variações das partes real e imaginária da impedância de entrada da antena, em função da freqüência, são mostradas na Fig. 18. Da análise de ambos os gráficos nota-se claramente que há uma concordância muito boa entre os resultados experimentais e os simulados. Diagramas de irradiação também foram medidos na câmara anecóica do IFI. Na Fig. 19 é apresentado o aparato utilizado, composto pela antena circular, que é sustentada por um pedestal em acrílico, e por um cabo coaxial de 5 Ω de impedância característica, que a conecta ao receptor. Tal aparato é equivalente ao usado na medição da antena PIFA. Parte Real de Ze (Ω) Medido Simulado com ε r = 2,55 Simulado com ε r = 2,51 Simulado com ε r = 2,59 Parte Imaginária de Ze (Ω) Medido Simulado com ε r = 2,55 Simulado com ε r = 2,51 Simulado com ε r = 2,59 2,4 2,5 2,6 2,7 2,8 2,9 3, 3,1 3,2 3,3 3,4 2,4 2,5 2,6 2,7 2,8 2,9 3, 3,1 3,2 3,3 3,4 Fig. 18. Resultados obtidos para a antena circular: resistência de entrada e reatância de entrada. Medições foram realizadas na freqüência de 2,845 GHz para as componentes θ e φ do campo elétrico irradiado, nos planos principais xz e yz. Comparações entre os diagramas simulados no HFSS e os medidos no IFI são apresentadas na Fig. 2. Nota-se que no plano xz a onda irradiada é linearmente polarizada segundo θ enquanto que no plano yz a polarização linear ocorre segundo φ. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

14 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December Fig. 19. Sistema receptor: levantamento dos diagramas de irradiação da antena de microfita circular. Diagrama de irradiação normalizado (db) Diagrama de irradiação normalizado (db) Plano xz E θ Simulado E θ Medido 18 Plano yz E θ Simulado 15 E 18 θ Medido (c) Diagrama de irradiação normalizado (db) Diagrama de irradiação normalizado (db) E φ Simulado E φ Medido Plano xz 18 E φ Simulado E φ Medido Plano yz 18 (d) Fig. 2. Diagramas de irradiação, em decibéis, da antena circular, traçados na freqüência de 2,845 GHz: no plano xz, diagramas e, e no plano yz, diagramas (c) e (d). Os diagramas mostrados nas Figs. 2 e (d), traçados nos planos xz e yz, correspondem, respectivamente, aos diagramas da polarização principal, nestes planos. Por outro lado, os diagramas apresentados nas Figs. 2 e (c) são os da polarização cruzada. Nota-se claramente destas figuras que o HFSS Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

15 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December realizou uma boa previsão dos diagramas, exceção feita ao diagrama da Fig. 2. Semelhante ao caso da antena PIFA, é notória a dificuldade de se medir diagramas com níveis tão baixos. Também se percebe das Fig. 2 e (d) que a antena em questão é realmente diretiva, da ordem de 6,44 db, apesar de se utilizar um plano de terra com dimensões reduzidas no seu projeto, visando torná-la eletricamente curta. Salienta-se, através da análise dos diagramas das Figs. 2 e (c), que a antena possui uma polarização cruzada da ordem de -25 db no plano xz e de -14 db no plano yz. Neste caso, a pureza de polarização não é tão boa quanto a da antena retangular (Fig. 8), porém é melhor que a obtida para a antena PIFA. D. Antena retangular de baixo custo Nos projetos das antenas de microfita realizados nos itens anteriores foram empregados laminados de microondas importados de baixas perdas. O preço que se paga por utilizá-los é bastante elevado, principalmente para a grande maioria das escolas de engenharia brasileiras. Uma alternativa é a utilização de material mais barato, como o FR4, que pode ser adquiridos no mercado nacional. Este, porém, possui perdas elevadas. Por exemplo, o FR4 apresenta uma tangente de perdas dez vezes maior que a do CuClad 25 GX da Arlon. Este fato tem dificultado o seu emprego na área de antenas de microfita, pois, se não for utilizada uma técnica adequada de projeto, irradiadores com baixa eficiência de irradiação são obtidos [15]. Recentemente, um estudo da eficiência de irradiação, via método da cavidade ressonante, foi apresentado em [16]. Como diretriz de projeto, uma vez que este método não é suficientemente acurado para antenas espessas, curvas foram apresentadas mostrando que na ausência de ondas de superfície, a eficiência de irradiação da antena aumenta se substratos espessos forem utilizados, porém diminuem com o aumento da permissividade elétrica. Aplicando este critério ao FR4, caracterizado por,2 de tangente de perdas, ε r = 4,4 e condutividade do cobre igual a 5,8 1 7 S/m, a curva para a sua eficiência de irradiação, calculada na freqüência de 3 GHz e traçada em função da espessura do substrato, é mostrada na Fig. 21. Portanto, se uma eficiência superior a 75 % for desejada, é necessário construir a antena sobre um substrato com espessura maior que 6 mm. Considerando as opções disponíveis [17], optou-se por utilizar o laminado com h = 6,2 mm. Seguindo o procedimento apresentado nos itens anteriores, uma antena retangular, linearmente polarizada, é projetada de acordo com o critério de reatância nula. Mais uma vez, empregando o AMCLR para estabelecer a geometria inicial e o HFSS para otimizações, foram obtidas as seguintes dimensões para a antena: a = 2,63 mm e b = 26,82 mm, com p = 3,2 mm, se um retângulo de 7 6 mm 2 for utilizado como plano de terra (e respectivo dielétrico). Gráficos para a perda de retorno e impedância de entrada, simulados no HFSS, são mostrados na Fig. 22. A faixa de passagem de impedância (para valores de perda de retorno menores ou iguais a -1 db), centrada em 3 GHz, resultou simétrica (como era de se esperar) e da ordem de 3 MHz (1 %). Esta Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

16 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December faixa, muito maior do que as obtidas para as antenas anteriores, praticamente o dobro da circular, é o resultado da utilização de substrato espesso com tangente de perdas elevada. 9 Eficiência de irradiação (%) Espessura (mm) Fig. 21. Curva de eficiência de irradiação para o FR4. Perda de retorno (db) ,7 2,8 2,9 3, 3,1 3,2 3,3 Impedância (Ω) -5 2,7 2,8 2,9 3, 3,1 3,2 3,3 Fig. 22. Gráficos para a antena retangular tendo o FR4 como substrato: perda de retorno e impedância de entrada Re(Ze) Im(Ze) Diagramas de irradiação, simulados na freqüência de 3 GHz, nos planos xz e yz, são apresentados na Fig. 23. Observa-se destes diagramas um aumento na polarização cruzada da antena, que neste caso atinge -14,8 db. Para analisar este fato, novo projeto foi realizado, agora direcionando a freqüência de operação para o ponto de resistência máxima. Neste caso, foram obtidas as seguintes dimensões para a antena: a = 18,75 mm e b = 24,38 mm, com p = 6,8 mm. Diagramas simulados em 3 GHz são mostrados na Fig. 24. Analisando os diagramas da Fig. 24 observa-se um ligeiro aumento da polarização cruzada quando o projeto é dirigido ao ponto de resistência máxima. Os diagramas principais nos planos xz e yz não sofrem alterações apreciáveis. Por outro lado, a eficiência de irradiação e a diretividade, calculados em 3 GHz para os dois projetos, são substancialmente iguais; 85 % e 6,92 db, para o primeiro, contra 83 % e 6,45 db, para a segundo. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

17 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December Normalizado (db) Plano yz E φ Reatância nula E θ Reatância nula 18 - plano yz E θ normalizado (db) Plano xz plano xz Fig. 23. Diagramas de irradiação nos planos xz e yz, para a antena projetada de acordo com o critério de reatância nula. Normalizado (db) E φ Plano yz Eθ 3 Reatância nula 21 Máximo da resistência plano yz E θ normalizado (db) Plano xz 3 Reatância nula 21 Máximo da resistência plano xz Fig. 24. Diagramas de irradiação nos planos xz e yz, para a antena projetada de acordo com o critério de resistência máxima. Comparação com a projetada de acordo com o critério de reatância nula III. COMENTÁRIOS E CONCLUSÃO Neste trabalho, uma nova estratégia para projetos de antenas de microfita linearmente polarizadas, aplicável tanto a irradiadores finos como espessos, foi apresentada. Nesta estratégia, a abordagem usual de projeto existente na literatura foi modificada de modo a estabelecer a operação da antena na freqüência na qual sua reatância de entrada é nula. Esta simples mudança de estratégia possibilita o projeto de antenas com impedâncias de entrada puramente resistivas, que além de facilitar o casamento destas com conectores SMA comerciais, estabelece faixas de passagem simétricas de impedância, sem degradar substancialmente seus diagramas de irradiação. A nova estratégia foi aplicada a irradiadores retangulares e circulares, sendo a análise inicial realizada com substratos de baixas perdas e custo elevado. Posteriormente, esta foi estendida a uma antena retangular de baixo custo, confeccionada com FR4. Experimentos realizados para validar a estratégia proposta mostraram que a técnica é efetiva e resulta em antenas com melhor desempenho. Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN

18 Journal of Microwaves, Optoelectronics and Electromagnetic Applications, Vol. 6, No. 2, December AGRADECIMENTOS Os autores agradecem ao Instituto de Fomento e Coordenação Industrial (CTA-IFI) pela utilização da câmara anecóica na medida dos diagramas de irradiação e aos órgãos financiadores: à Fundação de Amparo à Pesquisa do Estado de São Paulo (FAPESP), projeto N. 4/13859-, e à Financiadora de Estudos e Projetos (FINEP), projetos RHODES e CAPTAER. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS [1] G. A. Deschamps, Microstrip microwave antennas, presented at the Third USAF Symp. on Antennas, [2] R. Garg, P. Bhartia, I. Bahl, and A. Ittipiboon, Microstrip antenna design handbook. Norwood: Artech House, 21. [3] J. R. James and P. S. Hall (eds.), Handbook of microstrip antennas, vol. 1, London: Peter Peregrinus, [4] H. F. Lee and W. Chen (eds.), Advances in microstrip and printed antennas. New York: John Wiley, [5] D. M. Pozar and D. H. Schaubert (eds.), Microstrip antennas: the analysis and design of microstrip antennas and arrays. Piscataway: IEEE Press, [6] E. Chang, S. A. Long, and W. F. Richards, An experimental investigation of electrically thick rectangular microstrip antennas, IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 34, pp , June [7] Y. T. Lo, D. Solomon, and W. F. Richards, Theory and experiment on microstrip antennas, IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 27, pp , Mar [8] Arlon MED (Materials for Electronics Division). [9] J. G. Esteves, J. C. S. Lacava, L. Cividanes e F. Lumini, Análise e projeto de antenas de microfita auxiliados por computador, Proc. of the XX th Iberian Latin-American Congress on Computational Methods in Engineering, São Paulo, Brazil, CD-ROM: (Abstract: p. 52), Nov [1] E. O. Hammerstad, Equations for microstrip circuit design, 5 th European Microwave Conference, 1975, pp [11] F. Yang and Y. Rahmat-Samii, Microstrip antennas integrated with electromagnetic band gap (EBG) structures: A low mutual coupling design for array applications, IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 51, pp , Oct. 23. [12] K. L. Wong, Planar antennas for wireless communications. Hoboken: John Wiley, 23. [13] H. A. Wheeler, Fundamental limitations of small antennas, Proc. IRE, vol. 35, pp , Dec [14] J. A. Mores Jr., Antenas de microfita com dimensões reduzidas, Trabalho de Graduação, Instituto Tecnológico de Aeronáutica, 25. [15] D. C. Nascimento, J. A. Mores Jr., R. Schildberg e J. C. S. Lacava, Low-cost truncated corner microstrip antenna for GPS application, Proc. of the 26 IEEE AP-S International Symposium, Albuquerque, NM, USA, pp , July 26. [16] D. C. Nascimento, J. A. Mores Jr., R. Schildberg e J. C. S. Lacava, Análise e projeto de antenas de microfita de baixo custo, MOMAG 6, CD-ROM: 164, Belo Horizonte, Agosto de 26. [17] Pertech do Brasil Brazilian Microwave and Optoelectronics Society-SBMO received 2 March, 27; revised 2 Aug., 27; accepted 31 Aug., 27 Brazilian Society of Electromagnetism-SBMag 27 SBMO/SBMag ISSN