Capitolul II CIRCUITE DE CONDIŢIONARE A SEMNALELOR

Transcrição

1 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC Capitolul II CICUITE DE CONDIŢIONAE A SEMNALELO II.. SUSE DE SEMNAL AFEENTE SAPD Sursele de semnal pentru un SAPD sunt în ultimă instanţă de natură electrică, semnalele neelectrice fiind convertite în semnale electrice cu ajutorul senzorilor şi traductoarelor, care pot îndeplini una sau mai multe din următoarele funcţii: conversia unei mărimi nelectrice întrun semnal electric intermediar; condiţionarea semnalului electric intermediar până la nivel de semnal unificat; conversia analognumerică şi procesarea numerică a datelor iniţiale. Din punct de vedere constructiv senzorii şi traductoarele pot avea o structură variabilă, începând de la cea mai simplă cum ar fi de eemplu termorezistenţa sau termocuplul, pot include convertoare realizate cu componente discrete sau hibride sau pot fi realizaţi sub formă de convertoare integrate, cu ieşire analogică sau numerică, pentru acestea din urmă fiind deja consacrat termenul de senzor (traductor) inteligent. Clasificarea senzorilor şi traductoarelor se poate face după mai multe criterii, cu rol determinant asupra structurii convertoarelor de intrare, dar şi de prelucrare a semnalelor, astfel: a) în funcţie de tipul mărimii electrice generate, având la bază clasificarea mărimilor de măsurat în mărimi pasive şi mărimi active: senzori parametrici, generând la ieşire o mărime electrică pasivă, de grad 0 sau de tip parametric (rezistenţă, inductivitate sau capacitate); senzori/traductoare generatoare, generând la ieşire o mărime electrică activă, de grad sau de tip intensitate (curent, tensiune sau sarcină);

2 b) în funcţie de forma de variaţie în timp a semnalului electric generat: senzori/traductoare analogice, generând la ieşire un semnal analogic; senzori/traductoare cu ieşire în impulsuri sau în frecvenţă; senzori/traductoare cu ieşire numerică, compatibilă tot mai mult cu interfeţele de comunicaţie date, fiind o caracteristică definitorie pentru senzorii inteligenţi. Cunoaşterea caracteristicilor surselor de semnal pentru un SAPD este necesară pentru proiectarea circuitelor de condiţionare a semnalelor de intrare, astfel încât să se asigure o compatibilitate cât mai largă cu circuitele de conversie analognumerică. II.2. CICUITE PASIVE DE CONDIŢIONAE A SEMNALELO O serie de semnale electrice prezintă o natură sau un nivel energetic care necesită sau permite o condiţionare parţială sau totală realizabilă cu circuitele electrice pasive. Din această categorie ar putea fi menţionate următoarele cazuri tipice: condiţionarea tensiunilor de la un anumit nivel (0 /2/5/0 V sau ±/2/5/0 V) în sus, cum ar de eemplu tensiunea reţelei de c.a., când este de regulă suficientă doar o adaptare de nivel, realizabilă cu divizoare sau transformatoare de tensiune; condiţionarea curenţilor de la un anumit nivel (0/4 20 ma) în sus, cum ar fi de eemplu curenţii consumaţii pe reţeaua de c.a. sau în diverse procese industriale, când este suficientă conversia în tensiune cu şunturi sau transformatoare de curent; condiţionarea semnalelor de la senzorii parametrici, când pentru conversia în tensiune este suficient sau necesar iniţial un montaj potenţiometric sau în punte. II.2.. CICUIT DE CONDIŢIONAE POTENŢIOMETIC Montajul potenţiometric reprezintă soluţia cea mai simplă de conversie în tensiune a mărimii de ieşire a unui senzor parametric rezistiv. Spre 2

3 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC deosebire de montajul în punte, prezintă inconvenientul că variaţia utilă de semnal este suprapusă peste o componentă continuă de valoare considerabilă care trebuie eliminată ulterior. În general senzorii pot fi plasaţi la diferite distanţe faţă de SAPD şi ca urmare trebuie luată în considerare şi influenţa conductoarelor de legătură. Pentru analiza montajului potenţiometric se utilizează schema din Fig.II., unde reprezintă rezistenţa senzorului, L rezistenţele conductoarelor de coneiune, iar o rezistenţă de balast cu rol de rezistenţă de sarcină pentru senzor. ezistenţa internă a sursei de alimentare V c şi rezistenţa de intrare a convertorului care preia tensiunea v 0 sau neglijat, deoarece în practică sunt îndeplinite de regulă condiţiile necesare în acest sens. L L v 0 V c Fig.II.. Circuit de condiţionare potenţiometric. Din Fig.II. se observă că rezistenţa echivalentă văzută la bornele montajului potenţiometric are epresia: = 2, (II.) corespunzătoare unui senzor echivalent care ar include şi rezistenţa conductoarelor de legătură. În absenţa mărimii neelectrice de intrare sau pentru o valoare de referinţă a acesteia, cum ar fi de eemplu 0 C pentru temperatură, senzorul prezintă o valoare de repaus 0, pentru care tensiunea de ieşire înregistrează valoarea corespunzătoare V 0 : 0 2L 0 0 = Vc = 0 2L 0 V Vc, (II.2) unde reprezintă rezistenţa de repaus a senzorului echivalent conform (II.). 0 În prezenţa mărimii neelectrice de intrare sau la modificarea acesteia faţă de valoarea de referinţă considerată, apare o variaţie de rezistenţă a L 3

4 senzorului faţă de valoarea de repaus, care produce o variaţie corespunzătoare a tensiunii de ieşire: 4 v = V0 v0 = Vc = V c 0 0, (II.3) unde, conform (II.), sa avut în vedere că =, deoarece L = const. Din (II.3) se observă că tensiunea de ieşire conţine o componentă constantă de repaus V 0, peste care apare suprapusă variaţia de tensiune v 0, generată de : 0 0 v0 = v0 V0 = Vc 0 0. (II.4) Dacă se introduce notaţia: k = 0, (II.5) (II.4) poate fi eprimată întro formă mai convenabilă, astfel: k 2 ( k) v0 = Vc. (II.6) k a) Eroarea de neliniaritate. elaţia (II.6) reflectă o eroare evidentă de neliniaritate datorită faptului că variaţia utilă de rezistenţă a senzorului intervine şi la numitor. Eplicitând această eroare de neliniaritate conform epresiei: (II.6) devine: ε n v = k k 0 = 2 ( k), (II.7) ( ε n ) V c. (II.8) b) Eroarea de atenuare. Din cauza rezistenţei finite a conductoarelor de legătură, conform (II.), variaţia relativă de rezistenţă a senzorului echivalent rezultă mai mică decât a senzorului efectiv, deoarece se raportează nu la, ci la 2 L, ceea ce are ca efect reducerea sensibilităţii senzorului, conform epresiei:

5 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC = =. (II.9) 2L 2 L Dacă se eprimă eroarea de atenuare ca un factor de pierderi: (II.8) devine: ε a =, (II.0) 2 L k v =. (II.) ( ε a )( ε n ) V c 0 2 ( k) Se observă că sensibilitatea depinde de raportul k, a cărui valoare optimă pentru sensibilitate maimă este k =, deci (II.) devine: v0 = ( ε a )( ε n ) V c. (II.2) 4 În aplicaţii practice sunt posibile o serie de simplificări în (II.2). De eemplu, dacă distanţa senzor SAPD este mică, rezistenţa conductoarelor de legătură poate avea un efect neglijabil, deoarece condiţia L << 0 conduce la ε a 0. În alte cazuri, cum ar fi mărcile tensometrice care prezintă variaţii foarte mici de rezistenţă sau funcţionarea senzorilor pe intervale reduse de variaţie, este posibil de îndeplinit condiţia << 0 2 L, prin urmare eroarea de neliniaritate devine neglijabilă. Dacă ambele condiţii menţionate mai sus sunt îndeplinite simultan, (II.2) devine: v0 Vc. (II.3) 4 c) Eroarea suplimentară cu temperatura. Influenţa temperaturii se manifestă atât asupra obiectului de măsurat, alterând măsurandul, cât şi asupra circuitului de măsurare provocând variaţia rezistenţei senzorului şi a conductoarelor de legătură. Neglijând efectul temperaturii asupra neliniarităţii şi atenuării şi considerândul numai pe cel asupra sensibilităţii, din (II.8) se poate calcula variaţia suplimentară a tensiunii de ieşire generată de variaţia cu temperatura a rezistenţelor menţionate: θ θ θ k 2 L v0 = V 2 c ( k) 2L 2, (II.4) L unde indicele θ se referă la variaţia mărimilor respective cu temperatura. 5

6 II.2.2. CICUIT DE CONDIŢIONAE ÎN PUNTE Schema de principiu a unui montaj în punte este reprezentată în Fig.II.2, unde sa păstrat intact montajul potenţiometric împreună cu notaţiile aferente, pentru a se pune în evidenţă trecerea la montajul de punte. L L v 0 v 0 V 0 2 V c 6 Fig.II.2. Circuit de condiţionare în punte. Din Fig.II.2 se observă că puntea a rezultat prin completarea montajului potenţiometric (Fig.II.) cu divizorul, 2, dimensionat astfel încât în repaus (absenţa măsurandului) puntea să fie la echilibru, adică v 0 = V 0 sau v 0 = 0. Condiţia de echilibru se eprimă transcriind (II.5) astfel: 0 k = = 2. (II.5) În aceste condiţii, considerând (II.) şi (II.2), la echilibru este valabilă relaţia: v = V0 = Vc = V c 2 0. (II.6) Cu observaţiile de mai sus, considerând rezistenţele punţii (, şi 2 ) ideale, toate concluziile studiului asupra montajului potenţiometric, eprimate analitic prin (II.3) (II.4), rămân perfect valabile în aceleaşi condiţii şi pentru montajul în punte. Dacă sensibilitatea este aceeaşi în ambele cazuri, totuşi puntea este superioară calitativ deoarece, spre deosebire de montajul potenţiometric unde componenta utilă a tensiunii de ieşire, v 0, este suprapusă peste tensiunea de repaus V 0, echivalentă cu o tensiune de decalaj, montajul în punte elimină implicit acest decalaj, furnizând la ieşire numai componenta utilă v 0. În cazul montajului potenţiometric decalajul V 0, atunci când este necesar, trebuie anulat pe convertorul care preia tensiunea de ieşire.

7 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC Un alt avantaj al montajului în punte este acela că permite conectarea senzorului nu numai prin două, ci şi prin trei, patru sau şase conductoare de legătură, soluţii care permit reducerea aproape integrală a influenţei rezistenţei conductoarelor de legătură. Spre eemplificare, se prezintă în Fig.II.3 coneiunea cu trei conductoare. În acest caz, ideea de bază este plasarea a câte unui conductor de legătură în două braţe adiacente ale punţii, al treilea fiind în serie cu tensiunea de ieşire sau de alimentare. În aceeaşi ordine de idei, dacă condiţiile din mediul de măsurare permit, se mai poate utiliza şi soluţia de plasare a uneia din rezistenţele punţii în eterior împreună cu senzorul. În Fig.II.3. Se observă că două dintre conductoarele de legătură, de rezistenţă L, apar în braţele punţii constituite de şi, iar al treilea apare în serie cu tensiunea de ieşire v 0. Efectul conductoarele din braţele punţii, inclusiv variaţia lor cu temperatura, se compensează reciproc, iar efectul conductorului aflat în serie cu tensiunea de ieşire este neglijabil deoarece curentul de ieşire este practic zero. A doua variantă de coneiune prin trei conductoare se poate obţine dacă în Fig.II.3 se inversează locul tensiunii de alimentare cu cel al tensiunii de ieşire. În ambele cazuri se obţin rezultate optime dacă este îndeplinită condiţia = 2 =.. L L L V c v 0 2 Fig.II.3. Conectarea senzorului la punte prin trei conductoare. În afară de montajul potenţiometric, pentru senzorii rezistivi mai pot fi realizată conversia în tensiune şi prin aplicarea pe senzor unui curent constant, utilizânduse coneiunea dipolară (cu două conductoare) sau cuadripolară (cu patru conductoare), situaţie în care circuitul de condiţionare nu mai introduce neliniaritate proprie. 7

8 În ce priveşte punţile, pentru creşterea sensibilităţii şi reducerea neliniarităţii, în afară de puntea cu un singur braţ activ (cu un singur senzor) se mai pot utiliza în cazul senzorilor diferenţiali sau dacă măsurandul prezintă variaţii de sens contrar şi punţi cu două sau patru braţe active, care includ senzori. Din aceleaşi considerente se poate opta pentru alimentarea punţii cu curent constant, în loc de tensiune constantă. II.3. AMPLIFICATOAE PENTU SAPD II.3.. AMPLICATOAE OPEAŢIONALE Amplificatorul operaţional (AO) este un circuit integrat de bază, indispensabil în majoritatea aplicaţiilor care implică prelucrarea analogică a semnalelor, regăsinduse inclusiv în structura circuitelor de eşantionarememorare, conversie analognumerică şi numericanalogică. I B v v v IN IN V d Z 0 Z d Z c A I B OUT v 0 v 0 = A(v v ) = Av 8 Fig.II.4. Schema echivalentă a unui amplificator operaţional real. AO este un amplificator diferenţial, constituit din mai multe etaje de amplificare cuplate direct, realizate cu tranzistoare bipolare sau cu efect de câmp (JFET sau MOSFET), fiind caracterizat în regim static de parametrii principali conform schemei echivalente din Fig.II.4, unde V d reprezintă

9 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC tensiunea de decalaj la intrare (025 µv 2 mv), I B, I B curenţii de intrare (0, na), A amplificarea ( ), Z d impedanţa de mod diferenţial ( Ω), Z c impedanţele de mod comun ( Ω), Z 0 impedanţa de ieşire (zecisute de Ω). În plus, în funcţie de aplicaţie, mai pot fi consideraţi şi parametrii de zgomot, care în schema echivalentă pot fi reprezentaţi printro sursă tensiune de zgomot (v n ) în serie cu V d şi două generatoare de curent de zgomot ( i n, i n ) plasate în paralel cu I B, I B. AO nu se utilizează în buclă deschisă, decât eventual ca comparator de tensiune. În restul aplicaţiilor AO se utilizează în buclă închisă, adică cu reacţie negativă în aplicaţiile care implică funcţia de amplificare sau cu reacţie pozitivă în oscilatoare. În cazul schemelor cu reacţie este foarte complicat să se ia în considerare toţi parametrii reali ai unui AO, motiv pentru care se operează cu noţiunea de AO ideal. Prin idealizare se neglijează toţi parametrii AO real, considerând A, Z d, Z c = şi V d, I B, I B, i n, i n, Z 0 = 0, deoarece pe de o parte valorile parametrilor AO real permit aşa ceva, iar pe de altă parte reacţia negativă acţionează în acelaşi sens. În cazul în care, întro anumită aplicaţie, unul sau mai mulţi parametrii ai AO real devin critici şi nu pot fi neglijaţi, se consideră în calcul, pe rând, numai câte unul şi apoi se sumează efectele, în baza principiului metodei superpoziţiei sau suprapunerii efectelor. În regim dinamic, în principiu, toţi parametrii AO real depind de frecvenţa de lucru. În general, AO prezintă în buclă deschisă o caracteristică amplificarefrecvenţă de tipul cu un singur pol, plasat de regulă la frecvenţa de 5 Hz, conform Fig.II.5. Pentru estimarea benzii de frecvenţă în buclă închisă se utilizează parametrul numit bandă de frecvenţă la amplificare unitară sau produs amplificare bandă. De eemplu, dacă banda de frecvenţă la amplificare unitară este MHz, iar amplificarea în buclă închisă este a bî = 0, rezultă banda în buclă închisă MHz / 0 = 00 khz. În concluzie, eceptând funcţia de comparator, în restul aplicaţiilor AO se utilizează în buclă închisă. În ce priveşte funcţia de amplificare sunt consacrate patru configuraţii tipice de amplificatoare cu AO: inversor, neinversor, repetor şi diferenţial. În continuare se prezintă doar primele trei configuraţii de bază, conform Fig.II.6, urmând ca amplificatorul diferenţial să fie tratat la pct.ii

10 40 Amplificarea a(f) [db] buclă deschisă buclă închisă k 0k 00k M 0M Frecvenţa f [Hz] Fig.II.5. Caracteristica tipică amplificarefrecvenţă a AO. v 2 v 0 2 v v 0 v v 0 (a) inversor (a) neinversor (c) repetor 20 Fig.II.6. Configuraţii de amplificatoare cu AO. AO ideal este marcat cu simbolul, semnificând A =. Deci amplificarea fiind considerată infinită, rezultă tensiune diferenţială zero. Altfel spus, intrările AO ideal sunt echipotenţiale. În aceste condiţii, curenţii prin, 2 fiind egali (curenţii de intrare ai AO ideal sunt nuli), rezultă următoarele epresii pentru tensiunile de ieşire, respect pentru factorii de amplificare în buclă închisă a celor trei configuraţii: v v0 2 v0 2 (a) inversor: = 0 v0 = v A = = ; (II.7) v 2

11 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC v v (b) neinversor: (c) repetor: v = v A. (II.9) = v0 = v A = 2 ; (II.8) 0 = Un alt parametru care prezintă importanţă şi poate fi estimat direct din Fig.II.6 este rezistenţa de intrare ( in ), care are valorile: in = pentru montajul inversor, in Z c pentru montajul neinversor şi in = Z c pentru montajul repetor. Montajul repetor este un caz particular limită de amplificator neinversor ( = ), care având A = se utilizează numai în scopul asigurării unei impedanţe mari de intrare. II.3.2. AMPLIFICATOAE DE INSTUMENTAŢIE Amplificatorul de instrumentaţie (AI) este tipic pentru aparatura de măsurare. Condiţia esenţială care trebuie îndeplinită de un amplificator pentru a intra în categoria AI este ca intrare să fie diferenţială. Această condiţie este necesară pentru a se asigura rejecţia tensiunilor de mod comun, care pot fi tensiuni parazite sau tensiuni de mod comun care apar implicit atunci când se efectuează diferenţa a două tensiuni de semnal, cum ar cazul măsurării tensiunii de dezechilibru dintro punte (pct.ii.2.2). AI este un ansamblu constituit din etaje de amplificare diferenţiale, realizate cu reţele rezistive de precizie, calibrate şi stabile, prevăzute în mod obligatoriu cu reacţie negativă, care poate fi de tensiune sau de curent. AI cu reacţie negativă de tensiune pot fi realizate ca structuri, având la bază AO, cu componente discrete sau sub formă de circuite hibride cu amplificare variabilă prin comenzi electrice. Spre deosebirea de acestea, AI cu reacţie negativă de curent sunt realizate numai sub formă de circuite integrate (monolitice) cu amplificare de asemenea variabilă. Din aceste considerente, în cele ce urmează, vor fi analizate numai AI cu reacţie negativă de tensiune. II Amplificatorul diferenţial Amplificatorul diferenţial (AD) este cea mai simplă structură de amplificator cu AO, care îndeplineşte condiţia esenţială impusă AI şi anume, intrarea să fie diferenţială. Celelalte configuraţii elementare de amplificatoare cu AO (inversor, neinversor şi repetor, pct.ii.3.2), având o singură intrare de semnal, 2

12 cealaltă fiind conectată la masă sau în bucla de reacţie, nu asigură rejecţia tensiunilor de mod comun. Totuşi sunt utilizate şi acestea în cadrul SAPD, dar pentru alte operaţii care nu necesită AI. Schema de principiu a AD este reprezentată în Fig.II.7. Constituind un bloc de bază pentru AI, trebuie determinat şi raportul de rejecţie al modului comun (MC). În cazul amplificatoarelor se obişnuieşte eprimarea MC funcţie de amplificarea pe mod diferenţial (A) şi de amplificarea pe mod comun (A c ), definite astfel: v0 v0 A =, respectiv A c =, (II.20) v vc unde v 0 este tensiunea de ieşire, v tensiunea diferenţială de intrare, iar v c tensiunea de mod comun. Considerând (II.20) epresia MC rezultă: vc v0 Ac A MC = = =, (II.2) v v0 A Ac deci determinarea MC presupune cunoaşterea factorilor A şi A c. v 2 v A v 0 22 Fig.II.7. Schema de principiu a amplificatorului diferenţial. Considerând A ideal (A =, V d = 0, I B = I B = 0), pentru calculul amplificării este convenabil să utilizeze faptul că intrările AO ideal sunt echipotenţiale: 4 v = v2 ( v0 v2 ), (II.22) adică: v0 = v v2. (II.23) 3 4

13 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC Pentru ca amplificatorul să fie diferenţial şi a se asigura compensarea efectului curenţilor de intrare ai AO, trebuie îndeplinite condiţiile: = ; 2 = 4 3 ; (II.24) 3 4 din care rezultă: = 3 2 v0 2 şi v0 = ( v v2 ) = A( v v2 ), deci A = =. (II.25) 2 = 4 v v2 Plecând de la MC al A, MC A, trebuie calculat MC pentru AD. În acest scop se consideră v = v 2 = v c, iar conform definiţiei MC se consideră la intrarea A (punctul în Fig.II.7) o tensiune echivalentă serie, v e, conform relaţiei: 4 ve = vc. (II.26) 3 4 MCA Cu observaţiile de mai sus, (II.22) devine: 4 4 vc vc = vc ( v0 vc ). (II.27) MCA 2 Eprimând rapoartele de rezistenţe în funcţie de k = 2 / = 4 / 3, unde k = A, din (II.27) rezultă amplificarea tensiunii de mod comun, A c, conform relaţiei: v0 k A A c = = =, (II.28) vc MCA MCA care împreună cu (II.2) conduce la epresia MC pentru AD: A MC = = MCA, (II.29) Ac deci MC al AD este egal cu MC A al AO utilizat. MC al AD este afectat de abaterea rezistenţelor de la condiţia de calcul (II.25) datorită toleranţelor. Pentru a estima cantitativ acest aspect se consideră v = v 2 = v c şi MC A = (valoare corespunzătoare unui AO ideal din punct de vedere al MC) şi se introduc notaţiile: 2 4 k = = k( δ) şi k2 = = k( δ); (II.30) 3 care aplicate în (II.23) conduc la epresia: 23

14 deci: 24 v k k 2kδ 2 0 = vc = v ( ) c, (II.3) k2 k δ v0 2kδ A c = =, (II.32) v k c ( δ) iar raportul de rejecţie calculat funcţie de toleranţele rezistenţelor, MC, rezultă: k A k( δ) MC = = =. (II.33) Ac AC 2δ Pentru δ <<, (II.33) poate fi aproimată printro formă mai simplificată, astfel: k A MC = =. (II.34) 2δ 2δ Deci MC este direct proporţional amplificarea pe mod diferenţial şi invers proporţional cu abaterea rezistenţelor de la valorile de calcul. Pentru k = şi δ = 0,% ( / = 0,05%) rezultă MC = 000 sau 60 db, valoare deseori insuficientă. De eemplu, o tensiune de mod comun de 0 V generează pe mod diferenţial o tensiune echivalentă de 0 mv, care se suprapune peste tensiunea utilă. Prin urmare, nu poate fi valorificată rejecţia amplificatoarelor operaţionale, care prezintă MC A > 20 db. Amplificatorul diferenţial, în configuraţia de bază, conform Fig.II.7, prezintă o serie de dezavantaje care limitează utilizarea lui, cum ar fi: impedanţele de intrare sunt de valoare redusă şi diferită: la intrarea inversoare şi ( 3 4 ) la intrarea neinversoare, fapt ce afectează negativ rejecţia de mod comun; reglare dificilă a amplificării, fiindcă presupune reglarea cel puţin a unei perechi de rezistenţe, pentru a respecta condiţiile (II.24) sub forma (II.25 ), având în vedere că abaterea rezistenţelor nu afectează doar amplificarea, ci şi rejecţia de mod comun. O soluţie eficientă de mărire şi egalizare a impedanţei de intrare este prevederea unor repetoare de tensiune la intrare. Aceste repetoare permit şi conectarea unor inele sau ecrane de gardă pentru intrările de semnal, conform Fig.II.8, unde sa considerat conectarea surselor de semnal prin cabluri coaiale. Pe de altă parte, conectarea ecranelor de gardă la ieşirea repetoarelor

15 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC menţine o diferenţă de potenţial nulă între ecranul cablului şi conductorul central şi elimină astfel posibilitatea închiderii unor curenţi paraziţi prin capacitatea parazită sau rezistenţa de izolaţie a cablului coaial. A 2 v 2 v A 2 2 A 3 v 0 Fig.II.8. Amplificatorului diferenţial cu repetoare la intrare. Pe lângă intrare diferenţială un AI trebuie să mai prezinte şi impedanţe de intrare egale şi de valoare ridicată. În cazul AD această problemă sa rezolvat cu repetoare de tensiune, rezultând o structură de AI cu trei AO (Fig.II.8), care prezintă însă un raport compleitateperformaţe mai redus decât alte soluţii cunoscute. Una din aceste soluţii, mai economică, o constituie varianta de bază a AI realizată cu două AO, iar o altă soluţie, mai performantă, o constituie varianta clasică de AI realizată cu trei AO. II Amplificator de instrumentaţie varianta cu două AO Conform schemei de principiu din Fig.II.9, acest tip AI este constituit din două etaje neinversoare, primul cu referinţa la masă, iar al doilea cu referinţa la ieşirea celui dintâi (v 0 ) A v v2 v 0 A 2 v 0 Fig.II.9. Amplificator de instrumentaţie varianta cu două AO. 25

16 Deoarece intrările AO ideal sunt echipotenţiale, se pot scrie relaţiile: 2 v0 = v, respectiv 3 v2 = v0 ( v0 v0), (II.35) 3 4 pe baza cărora rezultă epresia tensiunii de ieşire în funcţie de v şi v 2 : v = v2 v 3. (II.36) 3 Impunând în (II.36) condiţia ca AI să fie diferenţial, adică să prezinte aceeaşi amplificare pe ambele intrări, rezultă: 2 = 3 sau în particular = 4 şi 2 = 3, (II.37) 4 pe baza cărora (II.36) devine: v = ( v v ) = ( v2 v ). (II.38) Acest tip de AI, deşi are rezistenţă de intrare simetrică şi de valoare ridicată, nu are simetrie diferenţială completă, prezentând o serie de dezavantaje, cum ar fi: imposibilitatea de a funcţiona cu amplificare unitară ( 4, = 0 sau 3, 2 = ), motiv pentru care amplificarea este limitată uzual la valoarea A min = 5; MC în c.a. redus, datorită faptului că la intrările amplificatorului A 2 tensiunile v şi v 2 ajung cu defazaje sau întârzieri inegale (v 2 se aplică direct, iar v prin A ). II Amplificator de instrumentaţie varianta cu trei AO Această variantă întruneşte complet condiţiile necesare pentru această categorie de amplificatoare, constituind modelul tipic de AI cu reacţie negativă de tensiune, realizat cu AO în structură discretă sau hibridă. Acest AI provine din AD cu repetoare la intrare (Fig.II.8), prin transformarea repetoarelor în amplificatoare neinversoare. Prin urmare, conform schemei de principiu din Fig.II.0, este constituit dintrun etaj neinversor simetric de intrare realizat cu A, A 2 şi un etaj diferenţial realizat cu A 3. Considerând AO ideale şi =, rezultă amplificarea etajului de intrare A, A 2 : 26

17 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC v v22 2 A2 = = = v v2. (II.39) v v 2 A A 2 v v A 3 3 v 0 Fig.II.0. Amplificator de instrumentaţie varianta cu trei AO. Având în vedere (II.39) şi epresia amplificării AD (II.25), se obţine: v0 = ( v v2 ) = A( v v2 ), deci 3 A =. (II.40) 2 2 În acest caz amplificarea poate fi modificată fără efecte secundare negative, acţionând numai asupra etajului de intrare prin reglarea unei singure rezistenţe (). Pentru calculul MC se poate observa că pentru un semnal de mod comun amplificarea etajelor de intrare A şi A 2 este egală cu unitatea, fiindcă ambele devin repetoare, în timp ce pentru un semnal pe mod diferenţial amplificarea acestor etaje are valoarea (2 /), care de regulă este supraunitară. Ca urmare, pe mod comun (pentru v = v 2 = v c ) intervine numai amplificare AD care pe baza (II.28) are epresia: v0 3 A c = =, (II.4) vc 2 MC3 unde MC 3 se referă la AO din structura AD (A 3 ). Cunoscând amplificările pe mod diferenţial şi comun (II.40) şi (II.4), se obţine epresia MC pentru acest tip de AI: A 2 MC = = MC3. (II.42) Ac Deci MC al AI cu trei AO creşte faţă de cel al AD proporţional cu 27

18 amplificarea etajelor de intrare ( 2 /), fiind de preferat ca aceasta să aibă valoare cât mai mare. Deoarece în cazul AI este necesară de regulă amplificare variabilă, în Fig.II.se prezintă o soluţie concretă în acest sens aplicată în fabricaţie de firma BurrBrown. IN A 2 0k D, D 0 0k;3,3k;,4k 3 0k G A I N G D 3, D k A 3 A 4 OUT BAL. OUT IN A 2 4 0k 4 BIŢI MEMOIE DECODO COMANDĂ BAL. IN MC D 3 D 2 D D 0 Fig.II.. Schema de principiu a amplificatorului instrumental BB Faţă de schema minimală (Fig.II.0), în Fig.II. mai apare un etaj tampon de ieşire în configuraţie neinversoare (A 4 ), posibil de utilizat separat sau împreună cu amplificatorul de bază, o serie de coneiuni electrice fiind la latitudinea utilizatorului. Amplificarea este prescrisă prin comandă numerică, utilizând 4 biţi (D 3 D 0 ) pentru comanda câştigului în trepte organizate în progresie geometrică, între şi 024, atât pe etajul de intrare (A, A 2 ) prin comutarea rezistenţelor din reţeaua de reacţie sau conectarea unei rezistenţe eterne G, cât şi pe etajul de ieşire (A 4 ). Amplificatorul BB 3606 mai este prevăzut cu borne eterioare pentru reglarea offsetului la intrare: BAL.IN şi la ieşire: BAL.OUT şi pentru legarea ecranelor de gardă: MC. Prin coneiuni eterne se poate plasa un condensator în reţeaua de reacţie a etajului A 4. 28

19 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC II.3.3. AMPLIFICATOAE CU IZOLAE GALVANICĂ II Principiul de construcţie şi funcţionare AI fără izolare galvanică asigură numai rejecţia tensiunilor de mod comun specifice semnalelor interne SAPD, care se sunt predictibile şi se pot încadra în parametrii de funcţionare ai AI. În cazul tensiunilor parazite eteriore, deoarece acestea pot atinge valori de ordinul kilovolţilor, sunt necesare AI cu izolare galvanică (AIG). AIG prezintă un etaj de intrare şi unul de ieşire, izolate galvanic între ele, pentru ca acestea să poată fi conectate la puncte de masă cu potenţiale mult diferite între ele. Transmiterea informaţiei între cele două părţi separate galvanic ale AIG se poate realiza prin câmp magnetic: cuplaj prin transformator sau optic: cuplaj prin optocuplor. Totodată, celor două părţi separate galvanic trebuie să li se transmită şi energie de alimentare, care se realizează de regulă prin transformator izolator. Schema de principiu a unui AIG este reprezentată în Fig.II.2, de unde se poate observa eistenţa a trei blocuri distincte, izolate galvanic între ele: blocul (), constituit din amplificatorul de intrare, A.IN şi blocul de alimentare al circuitelor de intrare, BA.IN; blocul (2), constituit din amplificatorul de ieşire, A.OUT şi blocul de alimentare a circuitelor de ieşire, BA.OUT; blocul (3), constituit dintro sursă de curent continuu, E şi un oscilator care transmite, prin intermediul transformatorului T, energie de alimentare blocurilor BA.IN şi BA.OUT, asigurânduse separarea galvanică şi din acest punct de vedere. Eistă şi situaţii în care, înfăşurarea n a transformatorului T nu este alimentată de la o sursă de curent continuu, ci este cuplată direct la reţeaua de curent alternativ. Soluţiile tehnice de principiu pentru transmiterea a informaţiei de măsurare între A.IN şi A.OUT sunt următoarele: modularea în durată sau în frecvenţă a unor impulsuri, cu semnalul de intrare şi transmiterea acestora către A.OUT prin transformator sau prin cuplaj optic; 29

20 modularea în amplitudine a unor purtătoare sinusoidale, cu semnalul de intrare şi transmiterea lor către A.OUT prin transformator; transmiterea nemodulată a semnalului de intrare, amplificat în prealabil cu A.IN, către A.OUT prin cuplaj optic. T n OSCILATO E 3 BA.IN n 3 n 2 BA.OUT v IN A.IN A.OUT OUT v Fig.II.2. Schema de principiu a amplificatorului cu izolare galvanică. Izolaţia dintre cele trei blocuri este proiectată să reziste la tensiunile: între blocul () şi blocurile (2) sau (3): 2 5 kv; între blocul (2) şi blocul (3): 0,3 kv. Impedanţa de izolaţie dintre cele trei blocuri reprezintă o rezistenţă de izolaţie în paralel cu o capacitate parazită, cu valoarea tipică de 0 2 Ω 05 pf. Ca urmare, la AIG, pe lângă MC se mai defineşte şi raportul de rejecţie al modului de izolare, MI, care eprimă cantitativ efectul tensiunilor care apar pe izolaţia dintre blocuri: tensiunea aplicată izolaţiei MI = 20lg tensiunea rezultată la ieşire [db]. (II.43) Diferenţa dintre modul de acţiune al tensiunii de mod comun şi al celei aplicate izolaţiei, cât şi evaluarea MC şi MI sunt ilustrate în Fig.II.3.

21 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC v v c 2 2 A.IN A.OUT A.IN A.OUT v c MC v 0 v iz (a) v 2 2 (b) v iz MI v 0 Fig.II.3. Ilustrarea definiţiei pentru MC şi pentru MI. Conform Fig.II.3, tensiunea de ieşire este dată de următoarea relaţie: v vc 2 viz = v. (II.44) MC MI 0 II AIG cu modulare în durată şi cuplaj prin transformator În Fig.II.4 este reprezentată schema de principiu a unui AIG, funcţionând pe principiul modulării impulsurilor în durată, care utilizează un singur transformator de cuplaj atât pentru transmiterea energiei de alimentare, cât şi pentru transmiterea informaţiei de măsurare de la intrare la ieşire. DEMOD IN n 6 n GEN IMPULS E T A DEMOD i MOD n 7 A 0 OUT v v 0 V V V V C D n 2 n 3 D 3 C 3 C 2 D 2 n 4 n 5 D 4 C 4 3

22 Fig.II.4. Schema de principiu a AIG cu transformator. Se pot recunoaşte cu uşurinţă cele trei blocuri izolate galvanic între ele, conform schemei generale din Fig.II.2. Frontul negativ al impulsurilor de la generator, GEN.IMPULS, sincronizează modulatorul, MOD şi cele două demodulatoare: de intrare, DEMOD.IN şi de ieşire, DEMOD.OUT. Faţă de acest front MOD produce un puls negativ aplicabil înfăşurării n 2, cu o anumită întârziere dependentă de semnalul de intrare, conform Fig.II.5. v i ALIMENTAE τ = kv MODULAE t Fig.II.5. Principiu de transmitere a energie de alimentare şi a semnalului util. Întârzierea τ, conform Fig.II.5, constituie informaţia de măsurare şi este demodulată de către cele două demodulatoare prin intermediul înfăşurărilor n 6 şi n 7. Tensiunea furnizată de demodulatorul de intrare este aplicată amplificatorului de intrare, A i, ca reacţie negativă, iar tensiunea furnizată de demodulatorul de ieşire este aplicată amplificatorului de ieşire, A 0, fiind disponibilă ca semnal de ieşire. II AIG fără modulare şi cuplaj prin optocuplor Aceste tip de AIG se utilizează când este necesară o bandă de frecvenţă mai mare, iar precizia, liniaritatea şi stabilitatea nu sunt critice, prezentând avantajul simplităţii şi a unui gabarit mai redus. Pentru a se elimina neliniaritatea optocuploarelor, datorată în special diodei electroluminiscente (LED) se utilizează scheme cu reacţie, cu două optocuploare identice sau unul singur constituit dintro sursă de lumină unică şi două fotodetectoare (fototranzistoare, fotodiode, fotorezistenţe), conform Fig.II.6. La borna neinversoare a amplificatorului A i este valabilă relaţia: 32

23 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC v r V 2 = i T ; (II.45) iar la borna inversoare a amplificatorului A 0 se poate scrie relaţia: v 0 4 r2 V 3 = i T2. (II.46) V r V r v Ai A 0 v0 i T i D i T2 FT FT 2 D Fig.II.6. Schema de principiu a AIG cu optocuplor. Presupunând că factorii de transfer în curent, k şi k 2, de la dioda LED, D, la cele două fototranzistoare, FT şi FT 2, sunt identici: it it2 k = = k2 =, (II.47) id id rezultă i T = i T2, fapt care având în vedere (II.45) şi (II.46), conduce la epresia: 4 V r Vr2 v = 0 v 4. (II.48) 2 3 Dacă este îndeplinită condiţia: Vr Vr2 4 =, rezultă v 0 = v. (II.49) 2 3 Curenţii prin 2 şi 3 sunt necesari pentru a se asigura funcţionarea cu semnale negative de intrare, deoarece curenţii prin FT şi FT 2 sunt unidirecţionali. Pentru acesta este necesar ca valoarea curenţilor prin 2 şi 3 să fie mai mare decât modulul maim al curenţilor prin şi 4. Totodată, prin 33

24 prepolarizarea fototranzistoarelor se poate plasa punctul static şi intervalul de funcţionare întro porţiune mai restrânsă, deci mai liniară, a caracteristicii de transfer, îmbunătăţinduse astfel performanţele. II.3.4. AMPLIFICATOAE CU CHOPPE Amplificatoarele cu chopper (întrerupător periodic, modulator, vibrator etc.) sunt destinate aplicaţiilor în care sunt necesare performanţe deosebite în c.c (tensiune de decalaj, curenţi de intrare, inclusiv derivele lor cu temperatura şi zgomot de valori mai reduse decât fără chopper), tipică fiind măsurarea tensiunilor de mică valoare (mv µv). Dacă amplificatoarele fără chopper pot atinge pentru tensiunea de decalaj valori minime de 025 µv, cele cu chopper pot prezenta valori maime de µv. În categoria amplificatoarelor cu chopper intră trei variante: amplificatoare cu chopper clasice, amplificatoare cu autozero şi amplificatoare stabilizate cu chopper. II Amplificator cu chopper varianta clasică Amplificatorul cu chopper (ACH) numit şi amplificator cu modularedemodulare este prima variantă de amplificator din această categorie, utilizată de peste cinci decenii. Principiul de funcţionare al ACH este ilustrat în Fig.II.7. Tensiunea continuă de intrare, v, este convertită în impulsuri dreptunghiulare cu factor de umplere /2, v (t), cu modulatorul constituit din comutatorul S, amplificată cu amplificatorul de c.a., A împreună cu condensatoarele de cuplaj C 2, C 3, demodulată cu S 2 şi filtrată cu C 4, L, unde L reprezintă rezistenţa de sarcină sau rezistenţa de intrare a blocului următor. Grupurile de componente, C şi C 4, L constituie două filtre trecejos, primul pentru antiparazitarea tensiunii de intrare, iar al doilea pentru etragerea componentei medii a tensiunii de ieşire, a cărei valoare rezultă conform epresiei: v 0 = km Akdv = Achv, (II.50) unde A ch reprezintă amplificarea globală, k m, k d coeficienţii de transfer în tensiune ai modulatorului şi respectiv demodulatorului, iar A amplificarea amplificatorului A. 34

25 II.4. CICUITE DE CALCUL ANALOGIC Performanţele ACH sunt dictate de modulatorul de intrare realizat cu tranzistoare FET. Frecvenţa de comutaţie fiind de Hz, constanta de timp a filtrului trecejos de ieşire rezultă de ordinul a zecisute de milisecunde. 35