Felipe Jung, Cleyton T. Paz, Tiago Dequigiovani, Marcos Fiorin Instituto Federal Catarinense - IFC Campus Luzerna Luzerna, SC, Brazil,

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1 CONVERSOR CCCC PARA APLICAÇÃO EM GERAÇÃO FOTOVOLTAICA Felipe Jung, Cleyton T. Paz, Tiago Dequigiovani, Marcos Fiorin Instituto Federal Catarinense IFC Campus Luzerna Luzerna, SC, Brazil, s: Abstract This paper presents the design and implementation of a DCDC converter for application in photovoltaic power systems. The project?s purpose is to adapt a set of photovoltaic cells with 15 thru 30 Vcc voltage to a 400 Vcc bus and an output power up to 1 kw. The adopted topology possesses two conversion stages, DC/AC and AC/DC, with a high frequency transformer to isolate them. In this paper it is reported the operation stages, it is also presented the design of the components and the experimental results. The preliminary experimental results were obtained with a prototype with 350 W power rating and 20 khz switching frequency. It is ascertained that the waveforms obtained are according with theoretical analysis. For the final version of this paper, it will be presented the experimental results with the rectifier stage and waveforms over the entire load range. Keywords Power converters, photovoltaic power systems, fullbridge converter, phaseshifting. Resumo Este artigo aborda o projeto e implementação de um conversor CCCC para aplicações em sistemas de geração fotovoltaica. O projeto tem por objetivo adaptar um conjunto de placas fotovoltaicas com tensão de 15 a 30 Vcc, para um barramento CC de 400 V e potência de saída de 1 kw. A topologia adotada possui 2 estágios de conversão, CC/CA e CA/CC, sendo isolado através de um transformador operando em alta frequência. São descritas as etapas de operação, apresentado o projeto dos componentes e resultados experimentais. Os resultados experimentais são parciais, e foram obtidos para um protótipo com potência de 350 W e frequência de chaveamento de 20 khz. Verificase que as formas de onda obtidas são coerentes com a análise teórica. Para a versão final serão apresentados resultados experimentais com a etapa retificadora e o funcionamento em função da curva de carga. Conversores de potência, geração fotovoltaica, conversor ponte completa, modulação des Palavraschave locamento de fase. 1 Introdução Nos últimos anos, o interesse na pesquisa em fontes de energia renováveis tem aumentado consideravelmente, devido a elevação no consumo mundial, aquecimento global e poluição. À exemplo das células solares e células a combustível, diversas fontes renováveis fornecem energia elétrica na forma de corrente contínua (CC), sendo necessária aplicação de conversores de potência para adequálas à necessidade da carga a ser conectada (Carrasco et al., 2006). Especificamente sobre a energia solar, de acordo com (Alves et al., 2014), relatórios recentes indicam que o Brasil tem potencial anual de geração fotovoltaica de 24,993 TWh, mas tem instalada ou em construção apenas 15,12 MW. Tais dados, em conjunto com o cenário energético atual, mostram a defasagem no desenvolvimento de setor e justificam a necessidade de investimentos em pesquisa voltada à energia fotovoltaica no Brasil. Neste trabalho, um conversor CCCC isolado é aplicado para a conexão de placas fotovoltaicas à um barramento CC, denominado DC microgrid. Uma microgrid é um sistema que pode operar de forma autônoma, sem a necessidade de conexão à uma rede de distribuição. Em termos de geração de energia, a microgrid consiste em pequenos geradores eólicos, células à combustível, módulos de painéis fotovoltaicos, entre outros (Phurailatpam et al., 2015). A Figura 1 mostra algumas aplicações deste barramento, no qual, através dos conversores de potência individuais podem ser conectadas diferentes fontes de energia, além da alimentação de cargas CC, CA e a carga de baterias. Figura 1: Aplicações típicas de um barramento CC Neste trabalho considerase o uso de painéis fotovoltaicos com potencial de geração de até 240 Wp (Watts pico) cada, através do fornecimento de até 30 V em corrente contínua. O conversor apresentado é projetado para tensão de saída de 400 V e potência nominal de 1 kw, portanto suporta a conexão de até quatro painéis fotovoltaicos na entrada, conectados em paralelo. Nas seções a seguir são apresentadas as ca

2 racterísticas do sistema fotovoltaico, a topologia e análise do conversor CCCC adotado, definições técnicas e projeto dos componentes, resultados experimentais e conclusões. 2 Características do Sistema Fotovoltaico O projeto do conversor apresentado é adaptado para a operação com placas fotovoltaicas com as especificações mostradas na Tabela 1. Os dados são fornecidos pelo fabricante Kyocera. Tabela 1: Especificações das placas fotovoltaicas Irradiação solar 1000 W/m W/m 2 Temperatura da célula 25 o C 45 o C Potência máxima 240 W 172 W Tensão máxima 29,8 V 26,7 V Corrente máxima 8,06 A 6,45 A Para verificar os dados da Tabela 1, na Figura 2 são mostrados os gráficos de tensão gerada, coletados de um sistema com 4 painéis fotovoltaicos conectados em paralelo, durante um período de 7 dias. 30 Tensão (Carga de 2,8 Ω) CC para o processamento da energia fotovoltaica. Uma vez que, ao barramento CC podem ser conectadas fontes de energia distintas, é requerido um conversor isolado para a conexão de cada fonte ao barramento. Os conversores isolados apresentam uma isolação galvânica entre entrada e saída, obtida através de um transformador. Existem diversas topologias de conversores isolados, entre os quais, os mais conhecidos e utilizados são os conversores Flyback, pushpull, meia ponte (halfbridge) e ponte completa (full bridge)(mohan et al., 1989). Os conversores Flyback, pushpull e meia ponte, contudo, são recomendados para aplicações onde a potência média é inferior a 500 W. Já o conversor em ponte completa é recomendado para aplicações onde a potencia média é de até 1500 W (Martins and Barbi, 2008). Conforme as especificações deste projeto a potência deve ser de 1 kw,portanto o conversor adotado é a topologia ponte completa. A topologia do conversor é mostrada na Figura 3, o qual consiste em um inversor ponte completa, um transformador operando em alta frequência, um retificador em ponte no secundário e filtro LC na saída. A fonte E representa a tensão gerada pelas placas fotovoltaicas. 25 S1 S3 Lf 20 DR1 DR3 Tensão (V) E NP NS Cf RL Vo 5 S2 S4 0 DR2 DR4 7:30 7:45 8:00 8:15 8:30 8:45 9:00 9:15 9:30 9:45 10:00 10:15 10:30 10:45 11:00 11:15 11:30 11:45 12:00 12:15 12:30 12:45 13:00 13:15 13:30 13:45 14:00 14:15 14:30 14:47 15:02 15:17 15:32 15:47 16:02 16:17 16:32 16:47 1o dia 2o dia 3o dia 4o dia Média Figura 2: Tensão gerada pelas placas fotovoltaicas Figura 3: Topologia para conversor CCCC em ponte completa Os gráficos mostram os valores de tensão com carga resistiva de 2,8 Ω, o que representa uma potência de 270 W para a tensão de 27,5 V. Observase que a tensão tem valor máximo próximo de 27 V, porém, devido variações na incidência solar, decai facilmente para abaixo de 20 V. Também se observa que existe muita oscilação na energia gerada, principalmente no período da tarde. Diante dos dados obtidos, considerouse a faixa de 15 a 30 V para a operação nominal do conversor. Além disso, o conversor é projetado para a utilização de um ou até 4 painéis fotovoltaicos conectados em paralelo, o que equivale a potência instalada de 960 Wp, e na tensão máxima, corresponde à corrente de 32 A. 3 Conversor CCCC isolado De modo a atender as especificações do projeto, foram pesquisadas topologias de conversores CC Utilizouse o transformador sem derivação central, devido ao fato que a potência aparente do transformador é 11% maior do que a potência ativa na carga, comparado à 57% do retificador com ponto médio. Além disso a tensão reversa nos diodos é igual a tensão de pico no secundário, diferente da outra topologia que é o dobro (Barbi, 2006). Neste conversor, portanto, existem dois estágios de conversão. Primeiramente, existe uma etapa inversora (conversão CCCA), onde a tensão contínua de entrada é transformada em alternada e conectada ao transformador; e no segundo estágio a tensão elevada pelo transformador é então retificada (conversão CACC). 3.1 Lógica de Comando A lógica de comando adotada neste conversor consiste na combinação das técnicas deslocamento

3 de fase (phaseshifting) e PWM (Pulse Width Modulation) (Sabaté et al., 1990), (Martins and Barbi, 2008), no qual todas as chaves conduzem por metade do período de chaveamento, e é inserido um atraso no comando entre cada braço inversor. Quando e conduzem, a tensão na entrada do transformador é E, quando e, ou e são acionadas, a tensão na entrada do transformador é 0 V e quando e conduzem a tensão na entrada do transformador é E. A Figura 4 mostra a sequência de acionamento das chaves e a variável para ajuste do tempo de atraso ( ). Após retificada, a tensão média na carga (V o ) Sinal comando Ts Figura 4: Lógica de comando é dada pela razão do tempo em que a tensão no primário do transformador é E e o tempo em que a tensão é 0 V. Dessa forma, V o pode ser descrita pela Equação 1. V o = [ 1 ( )] 2td E T s a onde: E é a tensão CC de entrada; Ns é o número de espiras secundário; Np é o número de espiras no primário; T s é o período de chaveamento; a é a relação de transformação (Np/Ns) 3.2 Etapas de Operação (1) Para a descrição das etapas de funcionamento considerase que o indutor de filtro (L f ) tem valor suficientemente grande para que a corrente de carga seja considerada constante, e os dispositivos semicondutores são ideais. Diversos trabalhos apresentam a análise deste conversor (Schmidt and Pinheiro, 2015), (Sabaté et al., 1990), (Emami et al., 2011), (Mihalache, 2004), com o objetivo principal em verificar os processos de comutação entre os interruptores. As etapas descritas a seguir são realizadas considerando a indutância de dispersão no primário do transformador, e são incluídas as capacitâncias intrínsecas das chaves e o tempo morto. Durante um período de chaveamento podese observar 8 etapas de operação. As formas de onda referente a cada estágio estão apresentadas na Figura 5, e os circuitos equivalentes são mostrados na Figura 6. Primeira Etapa (t 0 t < t 1 ): Considerando o circuito em regime permanente, anterior à t 0, as chaves e estão conduzindo a corrente no primário do transformador ( ). Em t 0 é efetuado o comando para, ao mesmo tempo do bloqueio de, porém devido ao sentido prévio da corrente é o diodo intrínseco da chave (D S1 ) que conduz, juntamente com, definindo um estágio de rodalivre no primário. No secundário os diodos retificadores e conduzem a corrente de carga. A duração desta etapa equivale ao tempo de atraso ( ). Segunda Etapa (t 1 t < t 2 ): Em t 1 ocorre o bloqueio de e o comando para conduzir. Neste instante a tensão V AB passa a ser igual a E, e a energia previamente armazenada na indutância é transferida para a fonte através da condução dos diodos D S1 e D S4, conforme o sentido da corrente indicado no circuito equivalente a esta etapa. No secundário ocorre uma etapa de rodalivre, onde a corrente em e começa a decrescer ao passo que e iniciam a conduzir, o que mantém nula a tensão no secundário. Esta etapa termina quando Ip chega a 0 A. Terceira Etapa (t 2 t < t 3 ): A terceira etapa inicia com a inversão no sentido da corrente do primário, devido à transferência de energia da fonte E para o indutor e para a carga. As chaves e passam a conduzir a corrente. No secundário continua a etapa de rodalivre, porém devido à inversão no sentido da corrente no transformador, os diodos e passam a conduzir valor maior de corrente do que e. Quarta Etapa (t 3 t < t 4 ): Quando finalizada a etapa de rodalivre no secundário, com os diodos e assumindo o valor de, a tensão aplicada em V AB é transferida para o secundário, de acordo com a relação de espiras (a) do transformador. Durante esta etapa as chaves e conduzem a corrente refletida /a, e continua a transferência de energia da fonte para a carga. Quinta Etapa (t 4 t < t 5 ): Em t 4 a chave é bloqueada e efetuado o comando para, o que estabelece V AB e V S iguais a 0 V. Ocorre novamente uma etapa de rodalivre no primário devido à energia armazenada em, porém com a corrente no sentido contrário aquela da primeira etapa. A chave e o diodo intrínseco D S2 conduzem a corrente no primário. A duração desta etapa é definida pelo tempo. Sexta Etapa (t 5 t < t 6 ): Esta etapa inicia com o bloqueio de e o comando de. A tensão em V AB é igual a E. Analogamente à segunda etapa, a energia armazenada na indutância de dispersão é então transferida para a fonte. A corrente começa a decrescer linearmente, com a condução dos diodos D S2 e D S3. No secundário a tensão permanece nula devido à etapa de rodalivre. Sétima Etapa (t 6 t < t 7 ): Em t 6 a corrente no primário chega a zero e passa a inverter

4 E 6 V AB E 6 V AB 1ª6Etapa6 [t 0 t 1] 5ª6Etapa6 [t 4 t 5] E 6 V AB E 6 V AB 2ª6Etapa6 [t 1 t 2] 6ª6Etapa6 [t 5 t 6] E 6 V AB E 6 V AB 3ª6Etapa6 [t 2 t 3] 7ª6Etapa6 [t 6 t 7] E 6 V AB E 6 V AB 4ª6Etapa6 [t 3 t 4] 8ª6Etapa6 [t 7 t 8] Figura 6: Circuito equivalente para cada etapa o sentido. A fonte E transfere energia para o circuito através da e. No secundário continua o estágio de rodalivre e a tensão V S é nula. 4 Projeto do Conversor Na tabela 2 são apresentadas as principais especificações do conversor. Oitava Etapa (t 7 t < t 8 ): Em t 7 o estágio de carga no indutor é finalizado e as chaves e conduzem a corrente /a. No secundário os diodos e conduzem a corrente de carga, e a tensão no secundário para a ser E/a. Esta etapa termina com a comutação de para, finalizando o período de chaveamento, sendo o instante t 8 igual a t 0. Tabela 2: Especificações do conversor CCCC Tensão de entrada (E) 15 a 30 V Frequência de chaveamento (f s) 20 khz Tensão de Saída (V o) 400 V Potência de Saída (P o) 1 kw Resistência de carga (R L ) 160 Ω

5 E V AB Tabela 5: Dispositivos semicondutores E Descrição Especificação D 1 a D 4 HFA08TB120 (8A, 1200V, t rr=28 ns) a IRGP4063 (48A a 100 o C) /a /a E/a E/a S3 V S S1 S4 S4 t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 t 8 Figura 5: Formas de onda teóricas S2 S3 Nas Tabelas 3, 4 e 5 são mostradas as especificações de projeto do transformador, filtro LC, e semicondutores utilizados, com base em metodologia apresentada em (Mohan et al., 1989) e (Martins and Barbi, 2008). A elevação do transformador é de aproximadamente 27 vezes. Para (conversão CCCA). As medições foram efetuadas para a tensão de entrada de 25 V, com carga resistiva de 350 W na saída e operação em malha aberta. Não formam incluídos circuitos snubber, a comutação ocorre em hard switching. Devido à disponibilidade de componente, esses resultados foram obtidos com o MOSFET IRFP250N. 5.1 Lógica de Comando e circuito de drive A estratégia de chaveamento foi implementada no microcontrolador NXP LPC1343, no qual para a geração dos sinais de comando para cada interruptor utilizouse da disponibilidade de hardware do microcontrolador, otimizando o tamanho do firmware e a precisão nos intervalos de tempo de chaveamento. Para o circuito de drive foi utilizado o CI HCPL3150, obtendose as formas de onda entre gatesource mostradas na Figura 7. Tabela 3: Parâmetros do transformador (a) (b) Núcleo escolhido EE 55/28/21 Espiras no primário (Np) 2 x 10 AWG18 Espiras no secundário (Ns) 54 x 1 AWG18 o projeto dos elementos do filtro LC, definese a frequência de corte para 4 khz, 10 vezes menor do que a frequência da forma de onda na saída da ponte retificadora. As especificações dos semicon Tabela 4: Parâmetros do filtro LC Ondulação de corrente 20%(2,5 A) Indutância (Lf) Núcleo EE 55/28/21 Entreferro Capacitância Cf 5 mh 142 x 2 AWG21 1,8 mm 100 nf Ondulação de tensão 5%(400 V) dutores são mostradas na Tabela 5. 5 Resultados Experimentais A seguir são apresentados os resultados parciais obtidos com a implementação do primeiro estágio (c) Figura 7: Tensão de comando nas chaves Observase nas Figuras 7(a) e 7(b) que as chaves e e e nunca são comandadas ao mesmo tempo, existindo inclusive um tempo morto. A defasagem entre as chaves e e entre e, definidas pelo tempo pode ser verificada nas Figuras 7(c) e 7(d). 5.2 Estágio de Conversão CCCA Para verificar o funcionamento da etapa inversora, inicialmente foi conectado no lugar do transformador uma carga resistiva, correspondente a 350 W de potência. A Figura 8 mostra a forma de onda entre os terminais drainsource do interruptor e a tensão sobre a resistência de carga. Observase que as formas de onda estão coerente com o esperado. A sobretensão no interruptor é proveniente (d)

6 Com o circuito inversor alimentando o transformador, além das oscilações já existentes, foi verificada outra frequência de ressonância na tensão sobre os interruptores, possivelmente causada pela indutância de dispersão. Devido a isso tornase necessária a adição de um snubber no circuito primário, para evitar que esta sobretensão ultrapasse a tensão de ruptura dos diodos do circuito retificador. Referências Figura 8: Tensão V DS sobre (CH1) e tensão entre os braços inversores (CH2) das nãoidealidades da chave e do circuito, resultado de ressonâncias entre capacitores e indutores parasitas. 5.3 Formas de onda no transformador A Figura 9 apresenta a tensão na entrada e na saída do transformador, onde podese verificar que a relação entre os valores eficazes das tensões de saída e entrada é aproximadamente 30 vezes. As Alves, G., Moraes, L., Marafão, F., Serni, P. and Simões, M. (2014). Energia solar no brasil: Legislação, políticas públicas e desafios para a instalação de sistemas fotovoltaicos e termossolares, O Setor Elétrico, Orlando, FL USA, pp Barbi, I. (2006). Eletrônica de Potência, 6 edn, Edição do Autor, Florianópolis SC. Carrasco, J. M., Franquelo, L. G., Bialasiewicz, J. T., Galvan, E., Portillo Guisado, R. C., Prats, M. A. M., Leon, J. L. and Moreno Alfonso, N. (2006). Powerelectronic systems for the grid integration of renewable energy source: A survey, Industrial Electronics, IEEE Transactions on 53(4): Emami, A., Nikpendar, M., Shafiei, N. and Motahari, R. (2011). Leading and lagging legs power loss analysis in zvs phaseshift full bridge converter, Power Electronics, Drive Systems and Technologies Conference (PEDSTC), nd, pp Figura 9: Tensão no primário (CH1) e secundário (CH2) no transformador oscilações que ocorrem nas formas de onda podem ser provenientes da indutância de dispersão do transformador, que podem ser atenuadas mediante a implementação de circuitos snubber. 6 Conclusões O conversor CCCC estudado neste trabalho foi parcialmente implementado, apresentando resultados experimentais coerentes com a análise teórica. Os testes somente com carga resistiva mostraram formas de onda coerentes porém com sobretensões nas chaves oriundas de ressonâncias na ordem de MHz, que, com o aumento da corrente no conversor, podem ocasionar interferências nos sinais de comando e provocar mau funcionamento do conversor. Martins, D. C. and Barbi, I. (2008). Eletrônica de Potência: Introdução ao Estudo dos Conversores CCCA, 2 edn, Edição dos Autores, Florianópolis SC. Mihalache, L. (2004). A modified pwm control technique for full bridge zvs dcdc converter with equal losses for all devices, Industry Applications Conference, 39th IAS Annual Meeting, Vol. 3, pp Mohan, N., Undeland, T. M. and Robbins, W. P. (1989). Power Electronics: Converters, Applications, and Design, 2 edn, Jhon Wiley, New York USA. Phurailatpam, C., Sangral, R., Rajpurohit, B. S., Singh, S. N. and Longatt, F. G. (2015). Design and analysis of a dc microgrid with centralized battery energy storage system, Annual IEEE India Conference (INDICON), pp. 1 6.

7 Sabaté, J. A. M., Vlatkovic, V., Ridley, R. B., Lee, F. C. and Cho, B. H. (1990). Design considerations for highvoltage highpower fullbridge zerovoltageswitched pwm converter, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Fifth Annual, pp Schmidt, J. C. M. and Pinheiro, J. R. (2015). Comparative study of fullbridge and double halfbridge converters, CHILEAN Conference on Electrical, Electronics Engineering, Information and Communication Technologies (CHILECON), pp