REATOR ELETRÔNICO AUTO OSCILANTE DE ALTO FATOR DE POTÊNCIA COM INDUTORES ACOPLADOS

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1 REATOR EETRÔNICO AUTO OSCIANTE DE ATO FATOR DE POTÊNCIA COM INDUTORES ACOPADOS MÁRCIO BRUMATTI, CASSIUS Z. RESENDE, DOMINGOS S.. SIMONETTI E JOSÉ. F. VIEIRA Universade Federal do Espirito Santo Departamento de Engenharia Elétrica Caixa Postal: Vitória - Espírito Santo - Brasil Tel.: Fax: j.vieira@ele.ufes.br Resumo Este artigo apresenta um reator eletrônico de alto fator de potência com um único estágio de processamento de potência sendo apropriado para aplicações em rede de alimentação de baixa tensão, desde que ele utiliza um retificador que opera como dobrador de tensão. O reator eletrônico tem o seu princípio de operação baseado em um sinal de alta freqüência denominado de dither, o qual é responsável por converter a corrente de entrada em uma forma de onda senoal. Afim de reduzir o número de componentes do reator eletrônico foi empregado a técnica auto-oscilante e utilizado indutores acoplados na entrada. Foi implementado um protótipo de laboratório que opera em 50kHz, para acionar uma lâmpada fluorescente circular de 3W a partir da rede de alimentação de 7V eficazes. Os resultados experimentais apresentados comprovam a operação do reator eletrônico proposto. Abstract: This paper presents a single-stage high power factor electronic ballast more suitable for low AC mains applications, since it uses an input diode voltage doubler rectifier. The electronic ballast is based on a high frequency dither signal, which converts the input current in a sinusoal waveform. In order to reduce the electronic ballast components, both the selfoscillation technique and input coupled inductors have been employed. An electronic ballast prototype operating at 50kHz has been implemented, to drive a 3W circular fluorescent lamp from a 7V utility line. The experimental results are presented demonstrating the electronic ballast operation. Keywords Reator eletrônico; correção do fator de potência; indutores acoplados. Introdução Um reator eletrônico de alto fator de potência pode ser implementado utilizando dois estágios de processamento de potência. O estágio de entrada chamado de pré-regulador é usado para se obter alto fator de potência mantendo constante a tensão do barramento contínuo. O segundo estágio, que se trata de um inversor, é o responsável por produzir uma tensão de alta freqüência para acionar a lâmpada fluorescente. Entretanto, dois estágios de processamento de potência aumenta o custo final, uma vez que o reator necessita de um número maior de componentes. Além disso, a confiabilade do reator eletrônico torna-se menor como abordado em (Quian, ee, e Onishi, 999) e (Có, Simonetti e Vieira, 998). Um reator eletrônico mais simples pode ser obto se o estágio de correção do fator de potência for combinado com o estágio inversor, formando um único estágio de processamento de potência, como apresentado por (Quian, ee, e Onishi, 999), (Có, Simonetti e Vieira, 998), (Wu, Yu, e Chiang, 998), (Deng, e Cuk, 994), (Takahashi, 990) e (Brioschi, e Vieira, 998). Entretanto, as topologias de estágio único de processamento de potência apresentam elevados estresses no chaveamento da corrente, quando comparadas com as topologias de dois estágios. Esta desvantagem restringe a aplicação destas topologias para baixos níveis de potência. As topologias de estágio único devem também fornecer para a lâmpada fluorescente uma forma de onda de tensão praticamente sem harmônicas de baixa freqüência, a fim de se garantir um maior tempo de va útil para a lâmpada. Diversas topologias de estágio único que empregam um número elevado de componentes foram apresentadas (Quian, ee, e Onishi, 999), (Có, Simonetti e Vieira, 998), (Wu, Yu, e Chiang, 998), (Deng, e Cuk, 994), (Brioschi, e Vieira, 998), (Alves, Perim, e Barbi, 996), (Prado, Bonaldo, Greff, e Bisogno, 997), (Chen, ee, e Yamauchi, 996) e (Quian, ee, e Yamauchi, 997). Atualmente, a solução mais simples, ou seja a que utiliza um menor número de componentes com estágio único, é a apresentada por (Takahashi, 990). Este artigo apresenta um reator eletrônico de alto fator de potência com estágio único, baseado em um sinal dither de alta freqüência como proposto por (Takahashi, 990). Empregou-se a técnica autooscilante juntamente com um indutores acoplados na entrada do reator com o objetivo de reduzir ainda mais o número de componentes. Como o reator eletrônico utiliza um retificador que atua como um dobrador de tensão, e além disso, a sua operação é feita no modo de condução descontínua de corrente, ele se torna mais apropriado para aplicações em baixos níveis de potência e para baixos valores de tensão eficaz da rede de alimentação. 95

2 Descrição do Princípio de Operação do Estágio Pré-Regulador Nos retificadores convencionais os diodos de retificação conduzem por um pequeno intervalo de tempo t, isto porque na maior parte do tempo a tensão do barramento contínuo V b é maior do que a tensão da rede de alimentação v CA, como mostrado na Fig.. v CA Vb V b v CA t t Figura. Retificador convencional e formas de onda. Para se obter elevado fator de potência é necessário que os diodos de retificação conduzam por um intervalo de tempo t bem maior. Uma alternativa simples para que isto seja alcançado é adicionar um circuito composto de uma fonte de tensão de alta freqüência V d em série com um indutor, como mostrado na Fig.. vd Figura. Retificador de alto fator de potência e formas de onda. vd Vb Dependendo da polarade da fonte de tensão V d, o seu valor é adicionado ao da tensão da rede de alimentação v CA, resultando em uma tensão instantânea com valor maior do que a tensão do barramento contínuo V d. Isto faz com que haja circulação de corrente no circuito, cujo valor é limitado pela indutância. Quando a polarade da fonte V d se inverte, a tensão resultante fica inferior ao valor de v CA, e neste intervalo de tempo a corrente no indutor se reduz até atingir zero e se mantém neste valor até um novo intervalo de tempo. Desta forma, fica assegurada a operação no modo de condução descontínua de corrente. As formas de onda da operação do retificador com alto fator de potência são também mostradas na Fig., onde representa a componente fundamental da corrente. Uma forma simples de se obter uma tensão de alta freqüência em um conversor de estágio único é utilizar o próprio estágio inversor ligado em série com a rede de alimentação e com o indutor, como proposto por (Takahashi, 990) e mostrado na Fig. 3. D V b / v CA V b / D D C S S R Figura 3. Conversor de estágio único com alto fator de potência. 3 Etapas de Operação do Estágio Pré-Regulador Conserando o semiciclo positivo da tensão da rede de alimentação, a operação do estágio préregulador em um período de chaveamento T s, tendo como base o conversor mostrado na Fig. 3, pode ser descrita por duas etapas como a seguir: ª etapa: assumindo que a chave S se encontra fechada, a corrente circula através de v CA,, D e S. Durante esta etapa a tensão da rede de alimentação v CA fica aplicada sobre o indutor, e a corrente cresce linearmente dada pela seguinte equação: = t () Esta etapa termina no instante t quando a chave S é aberta. ª etapa: assumindo agora que a chave S e que se encontra fechada, a corrente circula através de v CA,, D, C, C e pelo conjunto (D S e S ). O conversor deve sempre operar como um elevador de tensão, ou seja, o módulo da tensão V b deve ser sempre maior do que a tensão v CA. Portanto, a tensão aplicada sobre o indutor v CA - V b faz com que a corrente decresça linearmente de acordo com: C D S S 95

3 Vb = ( t t) () Esta etapa termina no instante t quando a corrente se anula. Neste instante o diodo D se bloqueia e a corrente se mantém igual a zero até o instante t 0 onde a chave S é bloqueada e S é novamente ligada. A Fig. 4 mostra as formas de onda de corrente relativas a estas duas etapas de operação. v CA a C 3 a D A D V b / V b / D C S S R B Figura 6. Conversor de estágio único com alto fator de potência com indutores acoplados. C D S S Im Im Para que as harmônicas de alta freqüência fiquem confinadas no ramo do conversor formado por a e C 3, de acordo com (Cúk, 980) o acoplamento deve ser igual a: t0 t t t0 t t t t t t Ts Figura 4. Formas de onda de tensão e corrente do conversor de único estágio com alto fator de potência. O valor máximo da corrente em cada período de chaveamento é dado por: I m = t (3) O intervalo de tempo t é obto pela seguinte equação: t t = (4) V v b CA 4 Indutores Acoplados a k = (5) a A indutância vista entre os pontos A e B da Fig. 6 deve ser igual ao valor da indutância boost, desde modo: a a = (6) a + a As indutâncias a e a são obtas a partir de (5) e (6): + k a = (7) k a = ( + k ). (8) A Fig. 7 ilustra como pode ser obto os indutores a e a. As componentes de alta freqüência da corrente podem ser eliminadas através do filtro passa-baixa composto pelo indutor f e o capacitor C f, como mostrado na Fig. 5. f D V b / v CA V b / C f D D C S S R C D S S a a g l g a a Figura 7. Núcleo tipo EE com indutores acoplados. Figura 5. Conversor de estágio único com alto fator de potência com estágio de filtragem. A inserção do filtro passa-baixa exige mais um indutor na entrada do conversor. Entretanto, os indutores f e podem ser obtos a partir de um único núcleo de ferrite. Isto se consegue enrolando dois indutores, denominados de a e a, nas pernas laterais de um núcleo do tipo EE, resultando no conversor com indutores acoplados mostrado na Fig. 6. Conserando que g seja o entreferro lateral, g o entreferro central, a a área da perna lateral e a a área da perna central do núcleo tipo EE mostrado na Fig. 7, o valor do acoplamento k é dado por: G k = (9) G + A onde: g G = g (0) a A = a () 953

4 Figura 8. Diagrama completo do reator eletrônico proposto. 5 Reator Eletrônico Proposto O diagrama completo do reator eletrônico proposto é mostrado na Fig. 8. Como pode ser verificado, este circuito comparado com outras topologias de estágio único, utiliza um número mínimo de componentes de potência, quais sejam: dois diodos retificadores (D, D ), dois transistores MOSFETs (M, M ), dois indutores sendo um indivual ( ) e outro acoplado ( a - b ), dois capacitores eletrolíticos (C, C ) e três capacitores de alta freqüência (C 4, C 5, C 6 ). Os demais componentes são utilizados no circuito de parta (R, C3, diac D c e D 3 ) e no circuito auto-oscilante (transformador T r :T r :T r3 enrolado em um pequeno núcleo de ferrite, e os diodos zener de limitação da tensão de comando: D 4, D 5, D 6 e D 7 ). Os indutores acoplados ( a - a ) são projetados para desempenhar duas funções: a de um indutor boost, a qual assegura a operação do estágio de entrada como um pré-regulador de alto fator de potência, e a de um indutor de filtragem para eliminar harmônicas de corrente de alta freqüência. O valor da indutância boost é defino de forma que a operação do estágio pré-regulador seja feita no modo de condução descontínua de corrente, o que assegura naturalmente alto fator de potência de entrada. Para se obter comutação sob tensão nula, o circuito ressonante formado por e C 4 e o circuito auto-oscilante, são projetados para assegurar que o reator eletrônico opere acima da freqüência de ressonância. A operação e o projeto do circuito auto-oscilante podem ser verificados em (Có, Simonetti e Vieira, 998). 6 Determinação da Indutância Boost Assumindo que a corrente de entrada i in é senoal (cujo valor é o da fundamental ), o seu valor instantâneo pode ser obto a partir do valor médio da corrente no período T s, o qual é expresso por: i in inst. = ( t + t ) T s I m () Conserando que v CA = V p sen(ωt) e substituindo (3) e (4) em () resulta: i VbVp sen( ωt ) t = (3) T V ( V sen( ω )) in inst. s b p t Assumindo que a corrente na rede de alimentação é senoal e que o seu valor de pico é I p, o qual é obto a partir de (3) fazendo sen(ωt) =, a potência de entrada eficaz pode ser obta de: I pv p Pin ef = (4) Conserando que P ef = / η, e substituindo o in P o valor de I p obto a partir de (3) em (4) resulta em: s o p ( V V ) b ηvbv t = (5) 4T P p Serão conseradas as seguintes especificações para o projeto do reator eletrônico: Tensão eficaz da rede de alimentação: V AC = 7V ± 0%, 60Hz; Potência da lâmpada fluorescente: P o = 3W; Freqüência de chaveamento: 50kHz; Rendimento esperado: η = 90%. 954

5 O valor de pico da rede de alimentação é: V p = 80V. Assumindo que a tensão em cada capacitor do barramento contínuo será 5% maior do que a tensão de pico da rede de alimentação, tem-se: V b / =,05V p = 90V. Para o período de chaveamento T s = 0µs, o intervalo de tempo t é igual a T s / = 0µs. Assim, a partir (5) chega-se a: =,6mH. 7 Resultados Experimentais A tensão da rede de alimentação e a corrente de entrada de alta freqüência são mostrados na Fig. 0. isw Foi implementado um protótipo experimental para atender as especificações de projeto, cujos parâmetros e componentes são os seguintes: a = 3,5mH, 60 espiras do fio 8AWG, e a =,3mH, 0 espiras do fio 8AWG, enrolados nas pernas laterais no núcleo EE 30/4, IP6 Thornton. Os entreferros são: g = 0,36mm e g =,36mm, resultando em um acoplamento k = 0,4. A indutância boost, vista pelo circuito retificador é dada pelo paralelo de a com a, sendo igual a:,96mh. A indutância de filtragem f é a própria a. Figura 0. Tensão de entrada v CA (50V/div) e corrente de entrada do retificador de alta freqüência i sw (500mA/div); escala de tempo:,5ms/div. As formas de onda nos MOSFETs mostrando as comutações sob tensão nula podem ser vistas na Fig.. =,45mH, 85 espiras do fio 5AWG no núcleo EE 5/7, IP6 - Thornton; C 4 = 0nF/400V, C 5 = 00 nf/400 V, C 6 = 0,µF/400V (polipropileno); C, C = 00µF/50 V; Transformador de pulso, T r -T r -T r3 : /6/6 espiras no núcleo toroal NT 7/5, IP6 - Thornton; Diodos retificadores, D, D : MUR40 (Motorola); MOSFETs, M, M : IRF 740 (International Rectifier); Diodos Zener do Circuito de Comando de Gate: D 4 D 7 : N545B; Circuito de Parta: R = 470KΩ, C 3 = ηf/50v, diac Dc - DB3, D 3 -N 4004; i M i M v M v M A tensão e a corrente na rede de alimentação mostrando o elevado fator de potência deste reator eletrônico são mostradas na Fig. 9. i in v ca Figura 9. Tensão de entrada v CA (50V/div) e corrente da rede de alimentação i in (00mA/div); escala de tempo:,5ms/div. Fig. Formas de onda dos MOSFET: v M (50V/div) e i M(A/div); v M (50V/div) e i M(A/div); escala de tempo:.5µs/div. A partir da Fig. pode-se observar que a entrada em condução dos dois MOSFETs ocorre sob tensão nula. No bloqueio há um pequeno cruzamento entre a tensão a corrente destes componentes. Entretanto, conserando que a corrente no instante do bloqueio é desviada para as capacitâncias intrínsecas dos MOSFETs, a perda de potência durante este pequeno intervalo de tempo é desprezível. 955

6 A tensão e a corrente na lâmpada fluorescente são mostradas na Fig.. V fl Fig. Tensão na lâmpada fluorescente v fl (50V/div) e corrente i fl (50mA/div); escala de tempo:.5µs/div. As seguintes características foram obtas experimentalmente: rendimento, η = 88,%, fator de potência, FP=0.99, distorção harmônica total, THD =5%, e fator de crista, F c =,5. 8 Conclusões Este artigo apresentou um reator eletrônico com único estágio de processamento de potência baseado em um sinal dither de alta freqüência, para se obter alto fator de potência. Uma vez que o reator utiliza um retificador na configuração de dobrador de tensão, e sua operação é feita no modo descontínuo de corrente, ele se torna mais apropriado para aplicações em baixos níveis de potência e para baixas tensões eficazes da rede de alimentação. A fim de reduzir o número de componentes, foi empregado a técnica auto-oscilante e indutores acoplados na entrada. Um protótipo de laboratório operando em 50kHz foi implementado para acionar uma lâmpada fluorescente circular de 3W, a partir da rede de alimentação de 7V eficazes. Os resultados experimentais apresentados demonstram que este reator eletrônico possui alto fator de potência com distorção harmônica relativamente baixa, baixo fator de crista e rendimento elevado. i fl Agradecimentos Referências Bibliográficas Quian, J., ee, F. C., and Onishi, N. (999). New Charge Pump Power-Factor-Correction Electronic Ballast with We Range of ine Input Voltage, IEEE - Transactions on Power Electronics, vol.4, no., pp Có, Márcio A., Simonetti Domingos S.., and Vieira, José. F. (998). High Power Factor Electronic Ballast Operating in Critical Conduction Mode, IEEE- Transaction on Power Electronics, vol. 3, no., pp Wu, T. F., Yu, T. H, and Chiang, M. C. (998). Single-Stage Electronic Ballast with Dimming Feature and Unity Power Factor, IEEE - Transactions on Power Electronics, vol.3, no. 3, pp Deng, E., and Cúk, S. (994). Single Stage High Power Factor amp Ballast, IEEE APEC 94, pp Takahashi, I. (990). Power Factor Improvement of a Diode Rectifier Circuit by Dither Signals, IEEE- IAS 90, pp Brioschi, Ricardo O., and Vieira, José. F. (998). High Power Factor Electronic Ballast with Constant DC ink Voltage, IEEE - Transactions on Power Electronics, vol.3, no. 6, pp Alves, J. A., Perim, A. J., and Barbi, Ivo (996). An Electronic Ballast wit High Power Factor for Compact Fluorescent amp, IEEE IAS 96, pp Prado, R. N. D., Bonaldo, S.A., Greff, D. S., and Bisogno, F. E. (997). A Unit Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent ighting, IEEE IAS 97, pp Chen, W., ee, F.C., and Yamauchi, T. (996). An Improved Charge Pump Electronic Ballast with ow THD and ow Crest Factor, IEEE APEC 96, pp Quian, J., ee, F.C., and Yamauchi, T. (997). Analysis, Design and Experimentation of a High Power Factor Electronic Ballast, IEEE APEC 97, pp Cúk, S. (980). A New Zero-Ripple Switching DC- To-DC Converter and Integrated Magnetics, IEEE PESC 80, pp. -3. Os autores manifestam o seu agradecimento ao CNPq pelo apoio financeiro, através de bolsas de pesquisa e de iniciação científica, para a realização deste trabalho, concedo através do Processo N o 53850/95-6 e ao FACITEC da Prefeitura Municipal de Vitória pelo apoio financeiro concedo através do processo N o /