RETIFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO COM CONTROLE DIGITAL UTILIZANDO DSP

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1 RETIFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO COM CONTROLE DIGITAL UTILIZANDO DSP Danillo B. Rodrigues, Edson T. Gonçalves, Gustavo B. Lima, Luiz C. de Freitas, João B. Vieira Jr., Ernane A. A. Coelho e Luiz C. G. Freitas Universidade Federal de Uberlândia (UFU) Faculdade de Engenharia Elétrica (FEELT) Núcleo de Pesquisa em Eletrônica de Potência (NUPEP) Uberlândia, MG, Brasil danillorodrigues@yahoo.com.br, lcgfreitas@yahoo.com.br Resumo - Este trabalho apresenta o desenvolvimento e análise experimental de uma nova estrutura de retificador híbrido monofásico com elevado fator de potência e reduzida distorção harmônica de corrente e controle digital baseado em DSP (Digital Signal Processor). Foi desenvolvido um protótipo de 1 kw com controle digital utilizando um Processador Digital de Sinais da Texas Instruments para imposição de corrente senoidal na rede CA de alimentação em qualquer condição de carga. A técnica de controle de Modulação por Largura de Pulso implementada é capaz de limitar a contribuição do conversor chaveado e, ao mesmo tempo, impor uma corrente de entrada cujo espectro harmônico está em conformidade com os limites impostos pela norma internacional IEC Palavras-Chave - Correção de Fator de Potência, Retificadores Híbridos, Controle Digital, DSP. SINGLE-PHASE HYBRID RECTIFIER WITH DIGITAL CONTROL BASED ON DSP Abstract This paper proposal presents the development and the experimental analysis of a singlephase hybrid rectifier with high Power factor and low harmonic distortion of current with digital control based on DSP (Digital Signal Processor). A 1 kw laboratory prototype was built analyzed using a digital signal processor of Texas Instruments for sinusoidal input line current imposition. The implemented PWM control strategy is capable of limiting the switched converter power contribution and imposing a sinusoidal input line current in accordance with the harmonics limits imposed by the international standard IEC Keywords Power factor correction, hybrid rectifiers, digital control, DSP. CA CC NOMECLATURA Corrente alternada. Corrente contínua. FP Fator de potência. DHTI Distorção harmônica de corrente. DSP Processador digital de sinais (Digital Signal Processor). PWM Modulação em Largura de Pulso. Ret-1 Retificador monofásico não controlado. Ret-2 Conversor monofásico chaveado. V Tensão de alimentação. i Corrente drenada da rede. i Corrente requerida pelo retificador não controlado, ou corrente no indutor de filtro L1. i Corrente requerida pelo conversor chaveado, ou corrente no indutor de filtro L2. DCM Modo descontínuo de condução (Discontinuous Conduction Mode). SEPIC Single Ended Primary Inductance Converter. P Potência ativa média entregue à carga. P R Potência ativa média processada pelo retificador não controlado. P R Potência ativa média processada pelo retificador chaveado. V Tensão média de saída. R Resistência de carga. I Valor média da corrente no indutor de filtro L1. A/D Analógico-Digital. TnPWM Saídas de moduladores de largura de pulso do DSP. EV Gerenciador de Eventos. TnCMPR Registrador do EV ajustado para controlar o ciclo de trabalho da onda retangular que pode ser gerada no pino de saída do TnPWM. TnPR Registrador do EV que determina o período do temporizador. I. INTRODUÇÃO Devido à notável evolução da eletrônica de potência e conseqüentemente a viabilização de novos dispositivos mais flexíveis, compactos e eficientes, nota-se que é cada vez maior o número de cargas elétricas que utilizam algum tipo de conversor eletrônico de potência. Estima-se que, aproximadamente 50% da energia elétrica gerada no Brasil seja processada eletronicamente antes de ser realmente utilizada, resultando na circulação de correntes não senoidais pelo circuito. Portanto, fala-se da distorção harmônica de corrente devido à presença de cargas não lineares (conversores eletrônicos de potência) conectadas à rede de alimentação CA [1].

2 A grande maioria dos equipamentos que processam energia eletronicamente opera através de uma fonte de alimentação CA, mas, sempre requerem um estágio intermediário de conversão CA-CC (Retificadores ou Conversores CA-CC). Neste contexto, devido a sua grande aplicabilidade industrial, os retificadores, principalmente na configuração Graetz, são as fontes mais comuns de problemas relacionados com a injeção de componentes harmônicos de corrente no sistema CA de alimentação. Desta maneira, a alimentação da carga é feita a partir da tensão contínua obtida na saída da ponte retificadora (barramento CC) [1, 2]. A presença de componentes harmônicos de corrente no sistema é uma grande responsável por perdas adicionais e aquecimento em máquinas elétricas e capacitores; por mau funcionamento de disjuntores termomagnéticos devido ao aumento da temperatura interna provocado pela variação do valor eficaz de corrente; pelo aumento de corrente no neutro; pelo aumento de perdas em condutores; por erros em instrumentos convencionais de medição de consumo de energia elétrica; entre outros problemas [1-4]. Em função do considerável aumento de dispositivos de processamento eletrônico de energia elétrica nos mais diversos segmentos da indústria, informática, comércio, hospitais, etc., assim como nos inúmeros equipamentos de uso residencial, tornam-se necessários o controle e limitação deste conteúdo harmônico de corrente injetado nos sistemas de distribuição através do desenvolvimento de conversores pré-reguladores para realização não somente da diminuição dos níveis harmônicos da corrente, como também para correção do FP de entrada e controle da tensão no barramento CC. Neste sentido, como proposta de reduzir a DHT I devido à presença de cargas não lineares, correção do FP, busca de redução de custos, alto rendimento e confiabilidade operacional, este trabalho propõe um novo estágio préregulador retificador híbrido monofásico, de alta potência e elevado FP com controle digital utilizando um DSP. A grande vantagem proporcionada por retificadores híbridos, trifásicos ou monofásicos, é a associação da robustez, confiabilidade e simplicidade dos retificadores não controlados a diodos com a redução de peso e volume proporcionados pelos conversores chaveados, que operam em alta freqüência de chaveamento. Desta forma, a potência nominal da estrutura híbrida pode ser drasticamente aumentada, sem prejudicar a eficiência global do retificador, o que não pode ser alcançado com retificadores de PWM convencionais, sem aumentar consideravelmente os custos. O retificador híbrido monofásico proposto é composto por um retificador monofásico não-controlado (Ret-1), associado em paralelo com um conversor monofásico chaveado (Ret- 2), como ilustrado na Fig. 1. Destaca-se que as principais vantagens de se utilizar retificadores híbridos como estágio pré-regulador com correção do FP para conexão de conversores eletrônicos são: Maior rendimento global da estrutura; Menor custo, quando comparado com conversores préreguladores chaveados convencionais com FP unitário; Flexibilidade quanto ao atendimento às restrições impostas pela norma IEC , uma vez que a corrente a ser imposta na rede CA de alimentação pode assumir diferentes formas, dependendo da DHT I desejada. Conforme ilustrado na Fig. 1, a corrente i será a composição da corrente i com a corrente i, sendo que a forma de onda da corrente i é diretamente responsável pela característica final da forma de onda da corrente CA de alimentação. Fig. 1. Arranjo topológico do retificador híbrido monofásico proposto. II. PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO DO RETIFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO Para se aplicar o conceito de retificadores híbridos apresentado em [5-7], em sistemas de alimentação monofásicos, torna-se necessário utilizar um retificador monofásico de onda completa, conforme ilustrado na Fig. 2, operando em DCM. A operação em DCM é obtida quando o indutor de filtro L é muito pequeno e o capacitor de filtro C é muito grande. Quanto ao conversor chaveado utilizado, optou-se pelo conversor SEPIC, que apresenta um comportamento naturalmente como fonte de corrente, podendo operar como um conversor abaixador ou elevador e, portanto, a imposição da forma de onda desejada não depende fortemente do ganho estático do conversor. Por esta razão, este conversor foi escolhido para compor o retificador híbrido monofásico proposto, ilustrado na Fig. 2. Fig. 2. Arranjo topológico do retificador híbrido monofásico proposto. Conforme ilustrado na Fig. 2, o retificador híbrido proposto neste trabalho é constituído de uma combinação em paralelo de dois grupos retificadores. O primeiro é um retificador monofásico não controlado de onda completa, Ret-1, e o segundo é o conversor chaveado SEPIC, Ret-2, que opera com forma de onda de corrente de entrada imposta, tal que a corrente CA de alimentação tenha forma de onda quase senoidal. Desta forma, resultam desta combinação na corrente de linha, as correntes i e i, sendo que i é a corrente clássica dos retificadores monofásicos não controlados de onda completa, operando no modo descontínuo de condução, enquanto que a corrente i 2 é aquela imposta de acordo com a referência senoidal desejada.

3 Portanto, tem-se que a composição das correntes i e i (i somada a i ), assume a forma aproximadamente senoidal (i ), se assim for desejado, conforme referência exemplo da Fig. 3. Fig. 3. Formas de onda teóricas de corrente i 1, i 2, i in. A forma de onda tracejada representa a tensão de entrada. III. POTÊNCIA ATIVA MÉDIA PROCESSADA POR CADA GRUPO RETIFICADOR Em consonância com as premissas estabelecidas em [8] para o estabelecimento do nível de DHT I para a corrente CA de alimentação obtida, deve-se estimar a potência a ser processada por cada conversor que compõe o arranjo topológico proposto e ilustrado na Fig. 2, isto é, Ret-1 e o Ret-2. Nestas circunstâncias, desconsiderando-se as perdas e a componente CA da tensão e da corrente de saída, a potência ativa media processada por cada grupo retificador pode ser estimada calculando-se, primeiramente, a P, expressa pela Eq. (1), em seguida, a potência ativa média processada pelo retificador não controlado através da Eq. (2) e, finalmente, a potência ativa média processada pelo retificador chaveado através da Eq. (3). (1) (2) (3) Onde: tensão média de saída; resistência de carga; valor médio da corrente no indutor de filtro L1; Para a determinação das parcelas de contribuição de potência ativa média de cada grupo retificador, devem-se utilizar as expressões (1), (2) e (3) ficando evidenciado que, conforme referenciado em [8], processando em torno de 30 a 40% da potência total de saída, o retificador chaveado consegue compor a forma de onda da corrente CA de entrada atendendo aos limites impostos pela norma IEC IV. ESTRATÉGIA DE CONTROLE A técnica de controle utilizada se baseia na imposição da corrente de linha de entrada com baixa DHT I e elevado FP. Não é realizado o controle da tensão de saída, sendo seu valor definido pelo valor de pico da tensão de alimentação e pelo valor do seno do ângulo em que a condução dos diodos da ponte retificadora (D1-D4) começa. Assim, a estratégia de controle proposta se concentra em impor uma corrente aproximadamente senoidal na entrada, limitando a potência ativa processada pelo conversor chaveado, garantindo, portanto, que o conversor chaveado jamais assumirá a potência total entregue a carga. Caso contrário, a tensão no barramento CC de saída se eleva, bloqueando os diodos da ponte retificadora não controlada (D1-D4) e retirando, consequentemente, o retificador não controlado de operação. Para alcançar tal objetivo, o valor de pico da corrente do conversor chaveado jamais poderá ser maior que o valor de pico da corrente do retificador não controlado, caso contrário, a tensão no barramento CC se eleva e o conversor chaveado assume toda potência processada. Neste contexto, o diagrama esquemático ilustrando a estratégia de controle desenvolvida é apresentado na Fig. 4. Fig. 4. Diagrama esquemático do circuito de controle. A validação do modelo discreto desenvolvido foi realizada implementando-se o controle no microcontrolador DSP TMS320F2812PGFA da Texas Instruments, Inc. Este DSP foi escolhido por apresentar processamento de dados de elevado desempenho, além de ser capaz de controlar periféricos em tempo real, concentrando as principais características de hardware e software necessárias ao controle do retificador híbrido. Para impor uma corrente aproximadamente senoidal na rede CA, primeiramente, são realizadas três aquisições pelo conversor A/D do DSP: o sinal de corrente no indutor de filtro L1 (I ); o sinal de corrente de alimentação do retificador híbrido (I ); e o sinal de tensão de alimentação (V ). Para uma frequência de amostragem equivalente à frequência de chaveamento e igual a 25 KHz, os sinais são armazenados em 416 amostras para uma janela de 16,667 ms

4 (frequência de 60 Hz). Uma vez geradas as amostras, é necessário o armazenamento destas em vetores (arrays). É importante ressaltar que a aquisição da tensão de alimentação é realizada para fins de referência. O sinal da tensão de entrada é entaõ retificado e multiplicado por um ganho estabelecido de acordo com as necessidades de potência processada por cada parte constituinte do retificador híbrido, e, finalmente, utilizado como referência senoidal para imposição da corrente na rede CA, conforme apresentado na Fig. 5. A Tab. I descreve as variáveis criadas para o controle. Tab. I. Variáveis criadas para realização do código de controle. Variável Descrição BUFFERSIZE Número de amostras realizadas durante a aquisição dos sinais de corrente e de tensão de entrada. Para uma janela de 16,667 ms (frequência de 60 Hz) e uma frequência do PWM de 25 KHz, são realiadas 416 amostras para cada período de onda. VRef[BUFFERSIZE] Array de 416 posições, representando a senóide de referência, sendo esta a tensão de entrada (V ) retificada e multiplicada por um ganho proporcional à carga. il1[buffersize] Array de 416 posições, representando as amostras de aquisição da corrente no indutor de filtro do retificador não controlado (I ). Realim [BUFFERSIZE] Array de 416 posições, representando as amostras de aquisição da corrente de alimentação do retificador híbrido (I ). Vin[BUFFERSIZE] Array de 416 posições, representando as amostras de aquisição da tensão de alimentação (V ). Ganho Ganho a ser multiplicado ao VRef[BUFFERSIZE] afim de se estabelecer uma referência senoidal em proporção à carga, manter o nível de DHT I necessário e determinar que a potência proveniente do conversor chaveado seja menor que potência fornecida pelo retificador não controlado. Este valor de ganho é proporcional ao valor de máximo do sinal de corrente I. Para estabelecer o controle, todas as instruções realizadas pelo DSP são previamente programadas utilizando-se a linguagem de programação C++, conforme estabelecido pelo compilador do Code Composer, ferramenta esta, utilizada para a execução do código de controle desejado. Uma vez gerado o array il1[buffersize] com todas as amostras de aquisição de I, este é então utilizado para se fazer a comparação com a senóide de referência, afim de se estabelecer o ganho necessário da mesma. O código de controle para estabelecimento do sinal senoidal de referência garante que este seja proporcional à carga aplicada na saída do retificador híbrido proposto. O ajuste adequado da magnitude do sinal de referência garante que o valor de pico da corrente imposta no conversor chaveado, seja sempre menor que o valor de pico da corrente do retificador não controlado. Assim, consegue-se impor a forma de onda desejada na corrente CA de alimentação, limitando a potência fornecida pelo conversor chaveado. A amplitude máxima do sinal de referência é ajustada para condição nominal de carga, portanto, o valor de pico da corrente imposta no conversor SEPIC é menor que o valor de pico da corrente do retificador não controlado, em qualquer condição de carga. Vale ressaltar que a parcela de contribuição do conversor chaveado deve ser tal que a corrente imposta na rede CA de alimentação esteja em conformidade com a norma IEC Fig. 5. Geração do sinal senoidal de referência (VRef). VRef é igual ao valor da tensão de alimentação retificada e multiplicada por um ganho proporcional à corrente de carga que passa pelo indutor de filtro L1. Fig. 6. Forma de operação da saída TnPWM. O chaveamento do pré-regulador é realizado pelas saídas TnPWM do DSP. O DSP apresenta um periférico denominado Gerenciador de Eventos (EV Event Manager), que possui várias funções relacionadas com temporizadores e contadores, funções estas utilizadas para determinar a operação do PWM. Dentro do EV existem dois registradores importantes para manipulação do sinal de saída do pino TnPWM: o TnCMPR, que é um comparador ajustado para controlar o ciclo de trabalho da onda retangular que pode ser gerada no pino de saída do TnPWM; e o TnPR, que determina o período do temporizador. O registrador TnPR apresenta um valor fixo igual a 1000 decimal, valor este configurado para determinar uma saída PWM de freqüência igual a 25 KHz, enquanto que o TnCMPR é um registro de valor variável, de forma a se alterar a largura de pulso de acordo com a necessidade do processo. Portanto, ao variar os

5 bits destes registradores, determina-se a forma de operação da saída TnPWM desejada, conforme é ilustrado na figura 6. Enquanto o array il1[buffersize] é utilizado exclusivamente para a determinação o valor do ganho a ser multiplicado à senóide de referência, o Realim[BUFFERSIZE] é utilizado para fazer a comparação com a referência, e assim variar a razão cíclica da saída TnPWM. Durante o armazenamento de cada amostra de I em Realim[BUFFERSIZE], estes são comparados com os valores da referência para cada respectiva posição de array. A variação do comparador TnCMPR é feita através da comparação ponto a ponto entre cada valor do vetor Realim[BUFFERSIZE] e os valores de respectiva posição, do vetor VRef[BUFFERSIZE], de modo que, enquanto a realimentação for menor que a referência, o valor de TnCMPR deve ser maior ou igual ao valor de TnPR de forma a gerar um nível alto na saída TnPWM a ser enviado para a chave do conversor SEPIC. Quando o valor da realimentação for maior ou igual à referência, o pulso é zerado, ou seja, o valor de TnCMPR é zero, e, portanto, nível zero é enviado para a chave até que a corrente volte a cair em amplitude. Esse método de controle garante, tendo em vista o tempo de resposta do DSP utilizado, uma histerese que limita o ripple de corrente entre aproximadamente 0.9 e 1.1 vezes o valor da referência. Isso garante, portanto, que os pulsos serão enviados para a chave, estabelecendo-se assim uma amplitude reduzida da corrente do conversor bem como um chaveamento em torno do sinal senoidal de referência. subtração da corrente de alimentação pela corrente do Ret-1 compõe a corrente imposta no conversor chaveado. Observase que a corrente imposta no Ret-2 é tal que a forma de onda de corrente resultante na linha é muito próxima de uma forma senoidal. Através da Fig. 9 é possível observar ainda que, conforme a premissas estabelecidas pelo projeto, o valor de pico da corrente do conversor chaveado é menor que o valor de pico da corrente do retificador não controlado, o que limita a potência fornecida pelo conversor SEPIC. É importante comentar que, conforme comparação demonstrada pela Fig. 10, apesar de a forma de onda da corrente CA de alimentação obtida ser atípica, ocorre uma redução considerável das componentes harmônicas que são predominantes quando da utilização somente do retificador monofásico de onda completa operando em modo descontínuo, comprovando a eficácia da solução proposta, no que tange a mitigação do conteúdo harmônico da corrente CA de alimentação de acordo com a norma IEC [8]. V. RESULTADOS EXPERIMENTAIS Após a realização de detalhadas simulações computacionais utilizando-se o software PSpice, um protótipo de 1 kw do retificador híbrido monofásico proposto foi construído e analisado em laboratório. As especificações de projeto e os parâmetros do protótipo construído são apresentados na Tab. II. A Fig. 7 ilustra o arranjo experimental implementado em laboratório. Tab. II Parâmetros do protótipo do retificador híbrido monofásico implementado. Especificações de Projeto Tensão Média de Saída, V 0 (med) 250 V Potência Total de Saída, P 0 = 1 kw Tensão de entrada, Vin (rms) = 220 V Freqüência máxima de chaveamento, f = 25 khz DHT I: Deve estar em conformidade com a IEC Retificador Monofásico não controlado Ponte retificadora TB TAITRON Indutor de Filtro, L 1 = 20 mh Conversor Chaveado (SEPIC) Ponte retificadora TB3505-TAITRON Indutores, L 2-L 3 = 5 mh Capacitor de filtro, C 0 = 220 µf Capacitor série, C S = 10µF - Interruptor, S 1 IGBT IRGPC40S - Diodos rápidos, D 8-D 9 - APT15D100K Potência processada W (64.75 %) Potência processada W (35.25 %) A Fig. 8 demonstra como é feita a corrente CA de alimentação e juntamente com a Fig. 9, comprova-se que a Fig. 7. Protótipo de 1 kw implementado em laboratório. Fig. 8. Tensão de alimentação (amarelo), corrente CA de alimentação obtida (rosa), corrente no indutor de filtro L1 do Ret-1 (azul) e pulsos enviados para a chave S1 (verde). Utilizando um Digital Power Meter WT230 da Yokogawa, foram coletadas, na saída do retificador híbrido, a tensão média na carga de 250 V e a potência ativa média processada de aproximadamente 1 kw para um rendimento medido de 93.16%. Uma vez determinada a corrente média no indutor de filtro L1 como sendo igual a 2.59 A, calcula-se

6 pela Eq. (2) que o Ret-1 processa um potência média de aproximadamente W, o que corresponde a 64.75% da potência ativa média total processada pelo retificador híbrido proposto. Desta forma, a potencia ativa média fornecida pelo Ret-2 é calculada pela Eq. (3) como sendo igual a W, correspondendo a 35.25% da potência média total, o que comprova que a operação do Ret-2 em conjunto com o Ret-1 é suficiente para compor a forma de onda da corrente CA de entrada atendendo ás especificações de potência processada e aos limites impostos pela norma IEC VI. CONCLUSÕES Este artigo apresenta o desenvolvimento, análise teórica e experimental da estrutura topológica de retificador híbrido monofásico, com elevado FP e reduzida DHT I, adequado para promover o aumento da confiabilidade e da eficiência energética de instalações elétricas industriais e equipamentos. A estrutura proposta é composta por um retificador monofásico de onda completa não controlado convencional, associado a um retificador controlado ( chaveado ) não isolado conectado em paralelo. Demonstrou-se que o retificador controlado realmente é capaz de determinar uma corrente de entrada praticamente senoidal, garantindo elevado FP e reduzida DHT I, tal como nos conversores pré-reguladores convencionais. É importante ressaltar que a estratégia de controle digital utilizada mostrou-se muito eficaz, permitindo uma maior facilidade durante a implementação do controle, um melhor tempo de resposta quanto a variações de carga, além de garantir a redução da utilização de componentes eletrônicos e diminuir erros proveniente do mal funcionamento destes. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS Fig. 9. Tensão de alimentação (amarelo), corrente no indutor de filtro L2 do Ret-2 (rosa), corrente no indutor de filtro L1 do Ret-1 (azul) e pulsos enviados para a chave S1 (verde). (a) (b) Fig. 10. Redução do nível de THD da corrente de alimentação de para quando da (a) utilização somente do Ret-1 e da (b) utilização do retificador híbrido monofásico proposto, composto pela combinação em paralelo entre o Ret-1 e do Ret-2. [1] Erickson R. W. and Maksimóvic, D., Fundamentals of Power Electronics, Springer Science+Business Media Inc., ISBN [2] García, O., Cobos, J. A., et. al.; Single Phase Power Factor Correction: A Survey, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 18, n. 3, May [3] Paice, D.A., Power Electronic Converter Harmonic Multipulse Methods for Clean Power, Wiley, 2001 ISBN [4] Sing, B.; Sing B. N.; Chandra A.; et al., A review of three-phase improved power quality AC-DC converters - IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 51, n 3, June 2004, pp [5] Freitas L. C. G.; Coelho E. A. A.; Simões M. G.; Canesin C. A.; de Freitas L. C. Um novo retificador trifásico híbrido multipulsos com elevado fator de potência. Revista Eletrônica de Potência, 10(2): pp , Novembro [6] Freitas L. C. G.; Simões M. G.; Canesin C. A.; de Freitas L. C. A novel programmable pfc based hybrid rectifier for ultra clean power application. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.21, no4, pp , Julho [7] Soares, J. O.; Canesin, C. A.; de Freitas L. C.; Gonçalves, F. A. S. Retificador Trifásico Híbrido Operando com Controle Digital e Modulação por Histerese. Revista Eletrônica de Potência, 13(4): pp , Nov [8] Freitas, L. C. G. ; Lima, G. B. ; Gonçalves, F. A. S. ; Melo, G. A. ; CANESIN, Carlos Alberto ; FREITAS, L. C., Proposal of a hybrid rectifier structure with HPF and low THD suitable for front-end trolleybuses systems supplied by AC distribution networks. In: IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2009, San Jose. ECCE 2009, p