Estudo e Implementação de um Inversor Polo Ressonante Auxiliar

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1 studo e Implementação de um Inversor Polo Ressonante Auxiliar Wilian Soares Lacerda 1 Porfírio Cabaleiro Cortizo 2 Neste trabalho é realizado um estudo do funcionamento de um inversor polo ressonante auxiliar. As etapas de funcionamento do conversor alimentando a carga são descritas e analisadas detalhadamente. Os resultados experimentais são mostrados evidenciando a eficácia do inversor para o acionamento de máquinas elétricas de modo geral. PALAVRAS-CHAV: Conversor de energia elétrica Inversor polo ressonante Acionamento elétrico 1 INTRODUÇÃO O conversor estático comumente usado no acionamento de alta performance de motores CA é o inversor. A eficiência destes conversores estáticos de energia está relacionada com as perdas durante a condução e comutação dos interruptores, sendo esta última responsável pela limitação da frequência de chaveamento. As perdas por condução são inerentes ao dispositivo utilizado como chave, não podendo ser eliminadas. As perdas na comutação, por outro lado, podem ser minimizadas através de técnicas que impõem tensão ou corrente nula na chave no momento da comutação, sendo denominados conversores com comutação não dissipativa. Dentre as topologias de inversores com comutação não dissipativa estão: Link DC ressonante [1], Série ressonante [6], Polo ressonante [2,3,10], etc. les apresentam as seguintes vantagens em relação aos inversores estáticos convencionais: 1 - Ms. ng. létrica da UFMG, Professor de ngenharia létrica do CFT-MG 2 - Dr. Ing. INPT/França, Professor de ngenharia letrônica da UFMG 1

2 Menor dissipação de potência durante a comutação e, consequentemente, diminuição das dimensões dos dissipadores de calor. Maior eficiência do conversor. Frequências mais altas de comutação, acima de 20kHz, portanto, fora da faixa audível. lementos de ajuda a comutação (snubbers) e filtragem menores. ntretanto, estes inversores apresentam as seguintes desvantagens: Necessidade de dispositivos semicondutores auxiliares responsáveis pela introdução do processo da ressonância. Maior complexibilidade no sistema de comando e sincronismo das chaves. sforços mais elevados de tensão ou corrente nos semicondutores. O conversor CC/CA objeto deste trabalho é o Inversor Polo Ressonante Auxiliar [3,4]. sta topologia possui as seguintes características: Permite a comutação suave sem sobretensão nos interruptores principais. Permite o seu controle pelo método de modulação de largura de pulso (MLP). O dispositivo semicondutor de potência utilizado é o IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). ste dispositivo possui a característica de entrada semelhante ao MOSFT e característica de saída semelhante ao transistor bipolar. Portanto, possue a vantagem de ser controlado pela tensão de gate e ter uma baixa queda de tensão coletor-emissor em condução. 2 PRINCÍPIO D FUNCIONAMNTO Na Fig. 1 é mostrado um braço do inversor polo ressonante auxiliar. ntrada CC i v Saída CA Figura 1: Diagrama de um braço do Conversor Polo Ressonante Auxiliar O circuito de potência principal, formado pelos interruptores T 1, T 2, D 1 e D 2, é associado a um circuito auxiliar (T 3, T 4, D 3, D 4 ) responsável pela introdução da ressonância entre o indutor (L 1 ) e os capacitores (C 1, C 2 ) durante as comutações. 2

3 O sentido da corrente no indutor (i ) e tensão no capacitor (v ) considerados como positivos, também são mostrados na figura. Cada chave principal possue um capacitor em paralelo ("snubber") para garantir que a abertura da chave também seja feita com tensão nula (ZVS). As chaves auxiliares (T 3 e T 4 ) estão em série com o indutor de ressonância e irão sempre comutar com corrente nula (ZCS). Os capacitores C 3 e C 4 formam um divisor de tensão criando, assim, uma derivação na fonte CC de alimentação. Um conversor trifásico completo é obtido através da associação de três braços do conversor polo ressonante auxiliar. Para analisarmos as etapas de funcionamento do inversor, consideraremos o estudo de um inversor em meia ponte, levando-se em conta as seguintes simplificações: Os componentes são considerados ideais. A carga pode ser considerada uma fonte de corrente ideal. Uma fonte de tensão ideal conectada na entrada do inversor, representa a tensão de saída de um retificador com filtro a capacitor. Os capacitores C 3 e C 4 são de valores elevados, de modo que a tensão em cada capacitor é sempre igual a metade da tensão de alimentação. Durante a operação do inversor com modulação por largura de pulso [8], haverá a comutação do diodo para o IGBT complementar, e deste IGBT de volta para o diodo. stas comutações são descritas a seguir. 2.1 Comutação Diodo-IGBT Consideramos a situação inicial em que a corrente de carga I L apresenta o sentido indicado na Fig. 2. Deseja-se efetuar a comutação da corrente de carga de D 2 para T 1. Há comando de gate em T 2, entretanto, é D 2 que conduz a corrente de carga. 2 Figura 2: Diodo conduzindo corrente da carga 3

4 Para realizar esta comutação, é necessário que T 2 entre em condução, para posteriormente D 1, e finalmente T 1 assumir a corrente de carga. sta sequência de comutações é necessária porque a chave possue característica de tiristor dual [9] (só começa a conduzir quando a tensão nos seus terminais se anular). tapa 1: Inicialmente, T 3 é comandado, fazendo circular uma componente da corrente I L através do indutor L 1 conforme mostra a Fig Figura 3: tapa 1 sta corrente cresce linearmente a uma taxa de: di dt = (1) L 1 A corrente que passa pelo indutor, soma-se a corrente por D 2 para resultar na corrente de carga. i + i = I L (2) sta etapa termina quando a corrente no indutor iguala-se a corrente de carga (I L ), e consequentemente D 2 corta. tapa 2: A chave T 2 entra em condução (comando de gate presente e tensão nos seus terminais nula). A diferença entre a corrente no indutor e a corrente de carga passa por T 2 (Fig. 4). i + I L = i (3) 4

5 2 Figura 4: tapa 2 A partir deste instante, a corrente circulando em T 2 provoca o armazenamento de energia suplementar no indutor que irá compensar as perdas que ocorrem durante a ressonância no processo de comutação. A corrente que circula em T 2 damos o nome de I boost. Quando a corrente em T 2 atinge um valor pré-definido, T 2 é desligado. tapa 3: Inicia-se o processo de ressonância entre o indutor e os capacitores C 1 e C 2 (Fig. 5). A corrente no indutor (i ) evolui senoidalmente. 2 Figura 5: tapa 3 e a tensão em C 1 se anula. sta etapa termina quando a tensão no capacitor C 2 atinge o valor 2, tapa 4: No final da ressonância, a corrente no indutor (i ) é maior que a corrente de carga (I L ), devido a energia armazenada no indutor pela corrente I boost. Assim, D 1 entra em condução (Fig. 6). i - i = I L (4) 5

6 2 Figura 6: tapa 4 A tensão agora aplicada nos terminais do indutor é -. Assim a corrente no indutor decresce linearmente a uma taxa de: di dt = L (5) 1 D 1 corta. Quando a corrente no indutor (i ) se iguala a corrente de carga (I L ), tapa 5: Após o corte de D 1, i continua diminuindo. A corrente de carga é complementada pela corrente em T 1, que conduz por ter comando de gate e tensão zero em seus terminais (Fig. 7). i + i = I L (6) 2 Figura 7: tapa 5 Quando a corrente no indutor chega a zero, T 3 corta (ZCS), finalizando a etapa 5. tapa 6: A chave fornece a corrente de carga (Fig. 8). 6

7 2 Figura 8: tapa 6 As formas de onda desta sequência de funcionamento são apresentadas a seguir. As curvas foram obtidas através de simulação feita no programa SACSO [7]. Tensão em [V] Corrente em [A] Corrente em [A] (X10) Tensão em [V] Corrente em [A] Corrente em [A] (X10) 7

8 Corrente em [A] Figura 9: Formas de onda na comutação diodo-igbt 2.2 Comutação IGBT-Diodo A sequência de etapas a seguir descreve o processo de comutação da corrente de carga da chave T 1 para o diodo D 2. tapa 7: Com T 1 inicialmente conduzindo a corrente de carga (Fig. 8), T 4 é comandado para conduzir (Fig. 10). A tensão nos terminais do indutor L 1 é então igual a -, iniciando o crescimento de uma corrente no indutor L 1 com o sentido indicado. T 1 fornece a corrente de carga (I L ) e a corrente no indutor (i ). i = I L + i (7) 2 Figura 10: tapa 7 Após o tempo necessário para armazenar energia no indutor suficiente para compensar as perdas que ocorrerão durante a ressonância, o IGBT T 1 é bloqueado. 8

9 tapa 8: Inicia-se o processo de ressonância. A corrente no indutor evolui senoidalmente, a tensão no capacitor C 1 aumenta até 2, e a tensão em C 2 diminui até zero (Fig. 11). 2 Figura 11: tapa 8 tapa 9: Quando a tensão em C 2 é nula, o diodo D 2 entra em condução (Fig. 12), fornecendo corrente para a carga e para o indutor. i = I L + i (8) 2 Figura 12: tapa 9 Neste instante, a tensão no indutor é. Assim a corrente no indutor diminui linearmente até zero, instante no qual T 4 corta. tapa 10: (Fig. 13). Quando a corrente no indutor se anula, a corrente de carga passa por 9

10 2 Figura 13: tapa 10 As formas de onda desta sequência de funcionamento são apresentadas a seguir (Fig. 14). As curvas foram obtidas através de simulação feita no programa SACSO [7]. Corrente em [A] (X10) Corrente em [A] Tensão em [V] Corrente em [A] Figura 14: Formas de onda na comutação IGBT-diodo 10

11 2.3 Comutação IGBT-Diodo (sem etapa de ressonância) Se a corrente da carga for suficiente para carregar e descarregar os capacitores C 1 e C 2 durante a comutação IGBT-diodo, o processo de ressonância pode ser inibido. O valor da corrente da carga no instante de comutação determinará o intervalo de tempo necessário para realizá-la. Portanto, esta corrente deve ter um valor tal que realize a comutação num intervalo de tempo desprezível quando comparado com o período de chaveamento. Considera-se inicialmente a chave T 1 conduzindo a corrente de carga (Fig. 8). Quando esta é bloqueada, o capacitor C 1 (inicialmente descarregado) carrega-se linearmente através da carga. O capacitor C 2 (inicialmente com tensão - 2) se descarrega pela carga até zero (Fig. 15). i + i = I L (9) 2 Figura 15: Corrente da carga realizando a comutação Quando a tensão no capacitor C 2 for igual a zero, o diodo D 2 entra em condução, assumindo a corrente de carga (Fig. 13). As formas de onda desta sequência de funcionamento são apresentadas a seguir (Fig. 16). Corrente em [A] (X10) Corrente em [A] Tensão em [V] 11

12 Figura 16: Formas de onda na comutação IGBT-diodo sem a etapa de 3 RSULTADOS XPRIMNTAIS ressonância A figura a seguir foi adquirida na medição da tensão coletor-emissor de um IGBT principal e, simultaneamente, a corrente no indutor de ressonância durante o acionamento de um motor CA. O osciloscópio utilizado foi um Tektronix TDS460. Os parâmetros de funcionamento foram: Frequência de chaveamento do inversor: 16kHz Tensão barramento CC: 170V Corrente no motor: 10A de pico Figura 17: Canal 1 - tensão coletor-emissor IGBT principal = v C Canal 2 - corrente no indutor de ressonância (1V = 10A) A figura a seguir foi adquirida acoplando à entrada de varredura horizontal do osciloscópio a tensão emissor-coletor de um IGBT principal (v C ). Simultaneamente, foi acoplada à entrada de varredura vertical a corrente no indutor de ressonância durante o acionamento do motor CA. Obteve-se, então, o diagrama de fase do inversor. 12

13 Figura 18: Diagrama de fase Canal 1, eixo x - tensão no capacitor Canal 2, eixo y - corrente no indutor (1V=10A) 4 CONCLUSÃO Neste trabalho foi descrito o funcionamento do inversor polo ressonante auxiliar. Foi realizado um estudo e análise do inversor. O inversor trifásico foi implementado e resultados experimentais foram colhidos. O inversor apresentouse satisfatório para a aplicação em acionamento de máquinas, devido às suas características de comutação suave, frequência de comutação acima da frequência audível, controle por MLP, proteções do circuito de comando e capacidade de reversibilidade. 5 RFRÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS 1 AVLAR, Henrique J. e CORTIZO, Porfírio C. Link DC Resonant Converter Without Overvoltage, Study of a Buck Converter. In: uropean Power lectronics Conference, 4, 1991, Firenze. Anais. Firenze: [s. n.], v. 4, p CHRITI, A., AL-HADDAD, K. e outros. A Rugged Soft Commutated PWM Inverter for AC Drives. I-PSC 90 Conference Records, [s. l.], p ,

14 3 DONCKR, R. W., LYONS, J. P. The auxiliary resonant commutated pole converter. I - Industry Applicatons Society Conference Records, [s. l.], p , out DONCKR, R. W., LYONS, J. P. An auxiliary quasi-resonant DC link inverter for switched reluctance machines. In: uropean Power lectronics Conference, 4, 1991, Firenze. Anais. Firenze: [s. n.], v. 4, p LACRDA, Wilian Soares. Sistema de desenvolvimento para acionamentos elétricos, aplicação ao controle de posição de uma máquina síncrona a ímas permanentes. Belo Horizonte: UFMG, p. (Tese, Mestrado em ngenharia létrica). 6 MORIRA, Alessandro F. Controle por strutura Variável de Um Conversor Série Ressonante. Belo Horizonte: UFMG, (Tese, Mestrado em ngenharia létrica). 7 SACSO - Notice du Programe. França: Laboratoire D'lectrotechique et D'lectronique Industrielle, Unité de Recherche Associée, Toulose, SIXAS, Paulo F. Commande numérique d'une machine synchrone autopilotée. Toulose: Institut National Polytechnique de Toulose, p. (Tese, Doutorado em ngenharia létrica). 9 VHNA, Lauro B. M. N. Conversor Forward Multiressonante com Interruptor de Tensão Nula. Belo Horizonte: UFMG, (Tese, Mestrado em ngenharia létrica). 10 YONMORI, H. e outros. New Soft-switching Phase-Shifted PWM High-frequency Inverter-linked Cycloconverter Incorporating Voltage-clamped Quasi-resonant Technique. I - Industry Applicatons Society Conference Records, [s. l.], p ,