PROJETO 3: Amplificador Operacional em Tecnologia CMOS 0.80

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1 UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO SUL Escola de Engenharia Departamento de Engenharia Elétrica ENG Circuitos Eletrônicos Integrados Atividade de Ensino à Distância Prof. Hamilton Klimach PROJETO 3: Amplificador Operacional em Tecnologia CMOS Introdução Este trabalho deve ser desenvolvido como um primeiro contato com as ferramentas e estratégias de projeto, relacionadas ao projeto de circuitos integrados VLSI (very large scale integration), de modo ao aluno adquirir alguma experiência nesta área. Para tanto, deve ser utilizada uma ferramenta de auxílio ao projeto de circuitos integrados. Este tipo de ferramenta é geralmente referido como CAD (Computer-Aided Design) ou EDA (Electronic Design Automation). Neste projeto será utilizada a ferramenta computacional Microwind, desenvolvida pelo Dr. Etienne Sicard ( que é professor e pesquisador no Institut National des Sciences Appliquées de Toulouse (INSA). A licença que será utilizada foi gentilmente cedida a mim pelo Prof. Sicard, para uso exclusivo em atividades acadêmicas na UFRGS. Peço que vocês reportem sugestões e defeitos (bugs) para mim por , de forma que eu possa repassá-los ao Prof. Sicard, como forma de retribuição da gentileza. O Microwind permite realizar o leiaute e a simulação elétrica de um circuito de forma conjugada, sem a necessidade de elaboração do diagrama esquemático. Antes do processo de simulação, a ferramenta extrai o netlist Spice do leiaute, incluindo nele diversos elementos parasitas do circuito, o que torna a simulação mais próxima do seu comportamento real. Esta ferramenta não tem apelo profissional, mas auxilia no entendimento da estrutura dos dispositivos em tecnologia MOS, sua geometria e distribuição sobre o silício, além de realizar simulações com boa exatidão, tudo em um único ambiente. Ainda, a ferramenta permite a geração automática de diversas estruturas e visualização 2D e 3D de partes do circuito. As etapas correspondentes à concepção e ao dimensionamento dos transistores já foram realizadas, ficando para o aluno apenas a elaboração do leiaute e as simulações elétricas, que incluirão efeitos parasitas. 2. Circuito O trabalho deve ser desenvolvido em grupos de 2 alunos, ou individualmente. O circuito a seguir corresponde a uma topologia usual de implementação de amplificadores operacionais (AmpOp) em tecnologia CMOS, conhecida como configuração Miller. Observa-se, nesta configuração, que o circuito pode ser dividido em três ramos, da esquerda para a direita: ramo de polarização: composto pelos transistores M 8, M 9, M 10, M 11, e por R B, é responsável pela definição das correntes que polarizam os dois estágios de amplificação; todos os transistores deste ramo estão na configuração auto-

2 polarizado, operando saturados, fazendo com que V DD fique dividido entre seus V GS e a queda em R B, definindo a corrente neste ramo; esta corrente é replicada (espelho) em M 5 e M 6, proporcionalmente à geometria destes transistores. estágio diferencial: composto pelos transistores M 1 e M 2, que formam o par diferencial, por M 3 e M 4, que servem de carga-ativa ao par, na forma de espelho de corrente, e por M 5, que opera como fonte de corrente de polarização do par, e é controlado pelo ramo de polarização; é o estágio responsável pelo ganho de tensão diferencial e pela rejeição às tensões modo-comum, e seu ganho é dado aproximadamente por: A V V V g g g v m1,2 ds2 ds4 estágio fonte-comum: composto pelos transistores M 7 e M 6, que formam um amplificador fonte-comum, onde M 7 opera como elemento de amplificação (através de seu ganho de transcondutância g m7 ) e M 6 opera como carga-ativa (através de sua condutância de saída g ds6 ); M 6 também opera como fonte de corrente para a polarização de M 7, controlado pelo ramo de polarização; o ganho de tensão aproximado deste estágio é dado por: A V V g v2 O 3 m7 ds7 ds6 g g +V DD M 8 M 5 M 6 V 6 R B V 7 V 1 (-) V 5 V 2 (+) V O M 9 M 10 M 1 V 4 V 3 M 2 C L M 11 M 3 M 4 M 7 3. Projeto e leiaute Os transistores deste circuito já foram dimensionados para sua implementação em um processo padrão CMOS 0.80 μm, conforme a tabela abaixo. O comprimento de canal de todos os transistores é L = 1,6 μm. M 1 M 2 M 3 M 4 M 5 M 6 M 7 M 8 M 9 M 10 M 11 W (μm) ,8 2,4 2,4 2,4 Tipo P P N N P P N P N N N Observe ainda que: em projetos analógicos, ao contrário do que ocorre em projetos digitais, geralmente não se dimensiona transistores com o comprimento mínimo de canal permitido para a tecnologia, de forma a se evitar os efeitos de canal curto que

3 reduzem o ganho dos estágios amplificadores (através da redução de gm e aumento de gds dos transistores); os transistores PMOS têm seus poços N (substratos) polarizados em +V DD, a menos os que compõem o par diferencial (M 1 e M 2 ), cujos poços são conectados aos terminais de fonte (S), fazendo com que V SB =0V; os transistores NMOS têm seus substratos polarizados em Ground (0V); os transistores com grande razão de aspecto (W/L) devem ser implementados seccionando-se o canal em n transistores iguais com largura W/n, que são colocados em paralelo, de forma que o transistor equivalente formado tenha uma razão de aspecto mais próxima a 1; o dimensionamento das regiões de dreno e fonte dos transistores deve ser feito com os tamanhos mínimos, de modo a se ter as menores capacitâncias parasitas possíveis nestas junções; o leiaute do circuito completo deve ter razão de aspecto (largura/comprimento) não muito distante de 1 (entre 1 e 2); o uso da área do silício deve ser otimizado, evitando-se grandes áreas vazias (lembre-se que o custo de fabricação de uma pastilha depende da área utilizada pois paga-se por wafer); o resistor R B é responsável pela definição das correntes de polarização do circuito, e vale 100 kω (use um resistor virtual); este tipo de amplificador geralmente é ligado à entrada de outros circuitos CMOS, assim pode-se considerar que sua carga será predominantemente capacitiva, sendo aqui representada pelo capacitor C L, que vale 5 pf (use um capacitor virtual); o amplificador é alimentado com fonte assimétrica, entre +5V e 0V (Vdd e ground), o que faz com que as fontes de sinal utilizadas nas medidas tenham de ter um off-set de +2,5V, e a saída (Vo) deva ser referenciada à metade da faixa de excursão (+2,5V). Para maiores detalhes sobre o projeto de um AmpOp desse tipo, consulte: Adel Sedra, Kenneth Smith, Microeletrônica, Makron Books, 2007, 5ª ed. Phillip Allen, Douglas Holberg, CMOS Analog Circuit Design, Oxford, 2002, 2ª ed. Behzad Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill, Paul Gray, Robert Meyer et alli, Analysis and Design of Analog integrated Circuits, John Wiley & Sons, 2001, 4ª ed. Alan Hastings, The Art of Analog Layout, Prentice Hall, Simulações Devem ser realizadas simulações elétricas através do MicroWind, na tecnologia CMOS 0.80μm (arquivo de foundry cmos08.rul), utilizando-se o modelo BSim4, que é o mais completo disponível na ferramenta.

4 As duas configurações a seguir serão utilizadas para a realização das simulações. Em todas as simulações o AmpOp deve estar alimentado entre Vdd (+5V) e Ground (0V), e operando com a carga C L ligada à saída. Antes de iniciar as simulações, o funcionamento do circuito deve ser entendido, de forma que o aluno saiba o que esperar em cada etapa das simulações. Caso contrário, o aluno não saberá identificar se houver alguma anomalia de comportamento no circuito. Aguarde alguns ciclos de funcionamento para realizar as medidas no domínio tempo, pois o circuito precisa se acomodar de forma ao transitório desaparecer. A) Laço aberto B) Laço fechado V 2 V 2 A.O. V O A.O. V O V 1 V 1 R 1 R 2 Estas simulações visam: Observar se o circuito funciona adequadamente (a corrente aproximada do ramo de polarização I D8 deve ser da ordem de 6 a 7 μa; use esta informação para verificação de funcionamento do seu circuito); Estimar as condições quiescentes dos transistores e do circuito em geral (faça as medidas após o circuito se acomodar, evitando a interferência do transitório, e expanda as escalas de forma a observar o sinal com boa exatidão); Estimar alguns parâmetros elétricos estáticos (ganhos de tensão diferencial Ad e modo-comum Ac, resistência de saída Ro, tensão de off-set de entrada Vos, e faixa de excursão de saída sem distorção ΔVomax); como referência, o ganho diferencial deste amplificador é em torno de 200; Estimar alguns parâmetros elétricos dinâmicos (produto ganho-faixa GBW, slewrate de saída SR, resposta a transitórios sob realimentação, e taxa de rejeição à fonte de alimentação PSRR). 4.1 Medidas a Laço Aberto Usando a configuração A, faça V 1 =Vdd/2. Aplique um pulso em V 2 (pulse: 0V 5V; ts=100ns; tr=tf=50ns; tp=200ns) e observe o comportamento do circuito através dos sinais V 3 e Vo contra o tempo, verificando se ele opera adequadamente. Observe também o valor das correntes nos transistores. Tensões quiescentes (V) Correntes quiescentes (μa) mw V 2 V 0 V 3 V 4 V 5 V 6 V 7 I D1 I D2 I D5 I D6 I D8 P DD 0V 5V

5 Meça as correntes e tensões quiescentes solicitadas, para os dois níveis de tensão de entrada V 2, e preencha a tabela. P DD é a potência média consumida da fonte em cada situação (P DD = V DD x I DD ). Verifique se todos os transistores estão operando como deveriam. Meça o slew-rate (SR=ΔVo/Δt) médio da saída Vo no entorno de Vo=Vdd/2, para a subida e descida. Observe que são diferentes. Trace a curva Vo x V 2 e meça o ganho diferencial Ad=ΔVo/ΔV 2, no entorno de Vo=Vdd/2. Use a função slope para isso, expandindo a escala do eixo X e aumentando a precisão para 1mV. Meça também o ganho de cada um dos estágios: A V1 =ΔV 3 /ΔV 2 e A V2 =ΔV O /ΔV 3. O ganho total é o produto dos ganhos parciais: Ad=A V1 xa V2. Observe a curva Vo x V 2 e estime a faixa de excursão de saída sem distorção ΔVomax. Esta faixa corresponde ao trecho da curva que tem comportamento aproximadamente linear. Observe a curva Vo x V 2 e estime o valor de Vo, referenciado a Vdd/2 (ou seja, Vo =Vo-Vdd/2), que ocorre quando V 2 =Vdd/2 (ou seja, quando a tensão diferencial é nula). Esta é a tensão de off-set do amplificador na saída. Dividindo-se este valor pelo ganho diferencial, obtém-se a tensão de off-set referenciada à entrada Vos=Vo /Ad. Pode-se também medir esta grandeza na curva Vo x t, fazendo-se V 1 =V 2 =Vdd/2. Aplique um sinal senoidal em V 2 (sinus: Ampl 10mV pico ; f=1mhz; offset=2,5v) e meça novamente o ganho diferencial através da razão entre as amplitudes de entrada e saída Ad=ΔVo/ΔV 2. Conecte um resistor à saída do amplificador, com a outra extremidade ligada ao potencial Vdd/2, e que vai operar como uma carga resistiva R L. Observe a atenuação que houve em Vo (e no ganho diferencial Ad), resultante do carregamento provocado. Ajuste o valor de R L até que o sinal de saída Vo (ou o ganho Ad) seja atenuado em torno de 50%, em relação ao seu valor sem R L. Use este fator de atenuação e o valor de R L correspondente para estimar a resistência de saída Ro do amplificador (lembre que Ro e R L formam um divisor de tensão). Esta medida pode também ser feita através da curva Vo x V 2. O primeiro pólo da resposta em freqüência de um amplificador de banda plana pode ser estimado identificando-se a freqüência onde o ganho do amplificador cai 3 db, ou seja, fica dividido por 2. Então, calcule o valor do ganho diferencial medido anteriormente atenuado 3 db (ou seja, Ad/ 2 ), e identifique a freqüência do primeiro pólo (fo) deste amplificador, através de ajustes na freqüência da fonte de sinal senoidal (tentativa e erro). Calcule o produto ganho-faixa (GBW) do amplificador, que é dado pelo produto do ganho Ad medido anteriormente pela freqüência do primeiro pólo, quando a laço aberto (GBW=Adxfo). Faça V 1 = V 2 (una as entradas) e trace a curva Vo x V 2. Meça o ganho modo comum Ac=ΔVo/ΔV 2, no entorno de Vo=Vdd/2. Use a função slope para isso. Faça V 1 = V 2 = Vdd/2 (una as entradas). Aplique à alimentação Vdd do amplificador um sinal senoidal (sinus: Ampl=0,5V pico ; f=1mhz; offset=5v), que irá polarizar o circuito com uma tensão média de 5V, acrescida de um sinal de 0,5V pico. A princípio, um amplificador deveria ser imune a perturbações advindas da alimentação. Mas na realidade, estas perturbações transparecem à saída, geralmente atenuadas. A taxa de rejeição à fonte de alimentação, ou PSRR (power supply rejection ratio), é o parâmetro utilizado para se quantificar este efeito. Trace agora o gráfico temporal de

6 Vo e meça a amplitude de sua variação, em função do sinal aplicado à Vdd. O PSRR do amplificador é dado por PSRR=20log 10 (ΔVo/ΔVdd) em db. 4.2 Medidas a Laço Fechado Usando a configuração B, faça V 1 =Vdd/2, e use R 1 =1kΩ e R 2 =100kΩ. Aplique um clock em V 2 (clock: 2,48V 2,52V; tl=th=500ns; tr=tf=1ns) e observe o comportamento temporal do circuito através do sinal Vo. Estime o overshoot (OS) que ocorre em Vo nesta situação (overshoot é o valor do pico máximo do transitório, que ultrapassa o valor de regime permanente, dado em percentual). Como o amplificador não tem um SR simétrico, provavelmente o OS também não o será. Trace a curva Vo x V 2 e meça o ganho do amplificador realimentado Av R =ΔVo/ΔV 2, no entorno de Vo=Vdd/2. Use a função slope para isso, expandindo a escala do eixo X e aumentando a precisão para 1mV. O ganho ideal de um amplificador deste tipo, com os valores de resistores dados, seria Av R =1+R 2 /R 1 =101. Entretanto, o ganho diferencial a laço aberto do AmpOp é baixo (da ordem de 200), fazendo com que o ganho realimentado real esteja bem abaixo do ideal. O ganho real pode ser estimado pela expressão geral dos sistemas realimentados negativamente: Av Av LA LF, 1 AvLA onde A VLF é o ganho real resultante no amplificador realimentado, A VLA é o ganho diferencial a laço aberto (calculado como Ad anteriormente) e β é o ganho da rede de R1 realimentação. Neste caso,. R R 1 2 Verifique se o ganho realimentado medido está de acordo com esta análise teórica. Conecte à saída do amplificador o mesmo resistor R L utilizado anteriormente, com a outra extremidade ligada ao potencial Vdd/2. Observe a redução que houve no ganho realimentado Av, resultante do carregamento provocado. Use este fator de atenuação do ganho e o valor de R L correspondente para estimar a resistência de saída Ro R do amplificador realimentado. A teoria de realimentação nos permite estimar a resistência de saída de um amplificador realimentado negativamente, com amostra em tensão, como: Ro LF Ro, 1 Av LA onde Ro é a resistência de saída a laço aberto do amplificador, A VLA é o ganho diferencial a laço aberto (calculado como Ad anteriormente) e β é o ganho da rede de realimentação. Verifique se a resistência de saída medida está de acordo com esta análise teórica.

7 4.3 Resultados Preencha a tabela abaixo com os resultados obtidos de sua simulação. Parâmetros do AmpOp Laço Aberto Valor Obtido Unidade Ad ganho diferencial Ac ganho modo-comum Vos tensão de off-set mv ΔVo_max excursão de saída máxima Vpp Ro resistência de saída kω GBW produto ganho-faixa MHz SR slew-rate de subida V/μs SR slew-rate de descida V/μs PSRR power supply rejection ratio db Área de Si largura (μm) x altura (μm) x μm x μm Parâmetros a Laço Fechado Valor Obtido Unidade OS% Overshoot de subida % OS% Overshoot de descida % Av R ganho de tensão simulado Av LF ganho de tensão teórico Ro R resistência de saída simulada kω Ro LF resistência de saída teórica kω O leiaute e os gráficos de simulação devem ser impressos e anexados ao relatório.