PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO FATOR DE POTÊNCIA

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1 UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO CENTRO TECNOLÓGICO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA PROJETO DE GRADUAÇÃO PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO FATOR DE POTÊNCIA ALAN PANDOLFI MOISÉS VITÓRIA ES SETEMBRO / 2005

2 ALAN PANDOLFI MOISÉS PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO FATOR DE POTÊNCIA Parte manuscrita do Projeto de Graduação do aluno Alan Pandolfi Moisés, apresentado ao Departamento de Engenharia Elétrica do Centro Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.

3 VITÓRIA ES SETEMBRO / 2005 ALAN PANDOLFI MOISÉS PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO FATOR DE POTÊNCIA COMISSÃO EXAMINADORA: Prof. D. Sc. José Luiz de Freitas Vieira Orientador Prof. D. Sc. Paulo José Mello Menegáz Examinador Prof. D. Sc. Domingos Sávio Lyrio Simonetti Examinador Vitória - ES, 19 de Setembro de 2005

4 DEDICATÓRIA À minha família. i

5 AGRADECIMENTOS Agradeço a Deus. Ao professor e orientador José Luiz, pela ajuda e atenção, que tornou possível a realização deste trabalho. Aos colegas do LEPAC, em especial, a Renato Orletti. À minha família pela compreensão pela minha ausência nestes anos de graduação. ii

6 LISTA DE FIGURAS Figura Circuito retificador convencional...7 Figura Conversor Boost alimentando carga resistiva...8 Figura 2.2 -Transistor Tboost é acionado durante t1...8 Figura Indutor Lboost se descarrega através de Dboost em t2...8 Figura Capacitor Cboost passa a alimentar a carga e t3...9 Figura Formas de onda no conversor Boost em condução descontínua...9 Figura Corrente no indutor Lboost e tensão Vs...10 Figura Corrente de entrada do conversor Boost após a colocação do filtro LC...11 Figura Relação da THD com α...11 Figura 4.1-Diagrama de controle da tensão de barramento...22 Figura Microcontrolador PIC16F Figura Circuito de amostragem da tensão de saída Vo...25 Figura Forma de onda de corrente e tensão do circuito retificador convencional mostrado na figura Figura Razão cíclica e corrente no indutor Lboost...27 Figura Tensão nos terminais do MOSFET e corrente no indutor Lboost...28 Figura Tensão de entrada do conversor e corrente no indutor Lboost...28 Figura Tensão de entrada e corrente de entrada do conversor...29 Figura Variação da tensão de saída Vo para uma variação da carga de 10% a 100% nas situações de alimentação do conversor em 120VRMS e 230VRMS...30 Figura Inserção abrupta de carga...31 Figura Retirada abrupta de carga...32 iii

7 SUMÁRIO DEDICATÓRIA...I AGRADECIMENTOS...II LISTA DE FIGURAS...III SUMÁRIO...IV RESUMO...VI 1 INTRODUÇÃO DESCRIÇÃO DO FUNCIONAMENTO DO CONVERSOR BOOST OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA DETERMINAÇÃO DOS COMPONENTES DETERMINAÇÃO DA INDUTÂNCIA Lboost DETERMINAÇÃO DO FILTRO DE ENTRADA ESCOLHA DOS SEMICONDUTORES MOSFET utilizado Diodo Boost utilizado Diodos utilizados na ponte retificadora CAPACITOR DE SAÍDA CIRCUITOS DE CONTROLE ESTRATÉGIA DE CONTROLE O MICROCONTROLADOR CIRCUITO DE AMOSTRAGEM RESULTADOS EXPERIMENTAIS ENSAIO DA PONTE RETIFICADORA CONVENCIONAL ENSAIO DO CONVERSOR BOOST SOB CONDIÇÕES NOMINAIS DE FUNCIONAMENTO ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA VARIAÇÕES DE CARGA ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA RETIRADA/INSERÇÃO ABRUPTA DE CARGA Inserção abrupta de carga Retirada abrupta de carga...32 iv

8 7 CONCLUSÕES ESQUEMA ELÉTRICO DO CONVERSOR BOOST ANEXO A - Tabela para fios esmaltados...35 ANEXO B - Programa utilizado no microcontrolador...36 ANEXO C - Discretização do controlador PI utilizado no programa...39 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS v

9 RESUMO Este trabalho teve como objetivo o projeto e o desenvolvimento de um conversor Boost microcontrolado, operando em condução descontínua de corrente e proporcionando alto fator de potência para a rede de alimentação. O conversor é capaz de fornecer um tensão contínua regulada em 380V a uma carga de potência máxima de 100W, a partir da rede de alimentação universal, ou seja, com tensão variando de 127Vrms - 10% à 220Vrms +10%. vi

10 1 INTRODUÇÃO Quando se implementa um controle de tensão sobre uma carga, seja através da variação do ângulo de disparo de um SCR, seja através de circuitos que utilizam ponte retificadora para cargas que operam com tensão contínua, ou qualquer outra aplicação eletrônica, deve-se preocupar com o surgimento de harmônicos na rede elétrica, gerados através da distorção da forma de onda da corrente. Isto é bastante indesejável, pois afeta o fator de potência. Para alimentar cargas que operem com tensão continua é muito comum fazê-lo utilizando somente a ponte retificadora com quatro diodos, como mostrado na figura 1.1, a qual gera uma forma de onda contínua pulsante. Entretanto, este circuito apresenta desvantagens, pois durante os momentos em que a tensão do capacitor é maior que a tensão da rede, não há circulação de corrente na fonte, descaracterizando sua forma senoidal, o que contribui significativamente para a formação de harmônicos para a rede elétrica. A utilização do conversor Boost pode vir a solucionar este problema, executando um chaveamento em alta freqüência e juntamente com a filtragem da corrente, tornando a corrente na rede elétrica praticamente senoidal e garantindo um alto fator de potência. ~ Vrede,Irede Vrede ~ CARGA Irede t figura 1.1a figura 1.1b Figura (a) Circuito retificador convencional (b) Formas de onda típicas de tensão e corrente

11 2 - DESCRIÇÃO DO FUNCIONAMENTO DO CONVERSOR BOOST EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA: O conversor Boost é um conversor elevador pertencente à classe dos Choppers, conversores CC-CC e é apresentado na figura 2.1: Lfiltro Lboost Dboost VAC cfiltro Tboost Cboost Ro Figura Conversor Boost alimentando carga resistiva Durante o tempo t1, o transistor Tboost está em condução fazendo com que o indutor Lboost se carregue como mostrado na figura 2.2: Dboost Lfiltro Lboost VAC cfiltro ILboost Tboost Cboost Ro Figura Transistor Tboost é acionado durante t1 Em seguida, o transistor é desligado e o indutor Lboost se descarrega através do diodo Dboost como mostrado na figura 2.3: Lfiltro Lboost Dboost ILboost VAC cfiltro Tboost Cboost Ro Figura 2.3-Indutor Lboost se descarrega através de Dboost em t2 8

12 A tensão de saída do Boost V0, é maior que a tensão de entrada VS, por isto Dboost conduz somente durante o tempo t2 em que Lboost se descarrega, voltando, a partir deste intervalo de tempo, a ficar reversamente polarizado. Após isto, como a condução é descontínua, não há circulação de corrente na fonte (tempo t3), pois Dboost se encontra reversamente polarizado e o transistor ainda não entrou em condução. A carga passa a ser alimentada pela energia armazenada no capacitor C0. A figura 2.4 mostra esta situação. Dboost Lfiltro Lboost ILboost VAC cfiltro Tboost Cboost Ro Figura Capacitor Cboost passa a alimentar a carga e t3 A figura 2.5 mostra as formas de onda geradas no conversor Boost operando em condução descontínua: ILboost ITboost t IDboost t VTboost t t t1 t2 t3 t T Figura Formas de onda no conversor Boost em condução descontínua 9

13 De acordo com [4], valor de corrente atingido no indutor Lboost (ILboost) ao final de t1, é proporcional a VS: ILboost = ) Vs( t d Τ 1 (2.1) L onde: d = t1 / T = razão cíclica L = indutância ( ωt) Vs( t) = VP sen (2.2) Como a tensão VS é senoidal, o valor atingido por ILboost, varia seguindo a envoltória de VS com mostrado na figura 2.6 abaixo: Figura Corrente no indutor Lboost e tensão Vs Os ciclos apresentados na figura 2.6 são ilustrativos, pois como o chaveamento do transistor ocorre a uma freqüência de 50kHz, com o período T, de 20μs, e o semi ciclo da rede elétrica, ocorre em 8,33ms, sendo assim, há cerca de 416 ciclos do conversor boot em um semi ciclo da rede. Para evitar que a corrente na entrada do conversor seja a mesma de Lboost, apresentada na figura 2.6, utiliza-se um filtro LC, composto do indutor Lfiltro e do 10

14 capacitor Cfiltro, mostrados no circuito da figura 2.1, para atenuar as componentes de alta freqüência e assim conseguimos fazer com que a corrente da fonte seja aproximadamente senoidal, com freqüência de 60Hz, como mostrado na figura 2.7. Vs, ILboost IREDE ILboost IREDE Vs t Figura Corrente de entrada do conversor Boost após a colocação do filtro LC. A relação M = Vo/Vp, influencia na forma de onda da corrente da rede, de forma que quanto maior seu valor, mais senoidal será a corrente e menor será a TDH, distorção harmônica total. Sendo α = 1/M, tem-se na figura 2.8, obtida em [4], a relação entre a TDH e α : Figura 2.8 relação da THD com α 11

15 3 - DETERMINAÇÃO DOS COMPONENTES. O conversor a ser implementado, deve atender às seguintes características: Potência nominal = 100W Freqüência de chaveamento = 50KHz Tensão de saída Vo = 380V Tensão de alimentação = 127VRMS-10% tensão da rede 220VRMS+20% DETERMINAÇÃO DA INDUTÂNCIA Lboost : Através da referência [1], calculamos o valor da máxima razão cíclica para garantir a condução descontínua no conversor Boost. M 1 d max =, (3.1) M onde : d é a razão cíclica e M é a relação: M= V 0 V. (3.2) Ρ Sendo V 0 = 380Vcc e Vs estando em seu valor máximo ( % = 342,24V), tem-se no limite da descontinuidade : M = 1,11 d max= 0,1. De acordo com a referência [2]: 12

16 L boost V = 2 0 d² Lpar f P M sw 0 (3.3) Onde fsw é a freqüência de chaveamento do conversor e Po é a potência de saída. Onde, Lpar é a indutância parametrizada e ainda de acordo com a referência [2]: 0,48 Lpar =, para 1,1 < M < 6, (3.4) M 0,92 Assim sendo, para M=1,11: Lpar = 2,523. Logo: Lboost = 328μH Para a confecção da indutância L boost, faz-se uso das equações (3.5), (3.6) e (3.7) a seguir, mostradas em [3], onde serão dimensionados o núcleo, o número de espiras e a espessura do entreferro, respectivamente: 4 [ ] 4 ef 10 cm L Ipk I Ae Aw = (3.5) Kw B max J max N = L I B 10 Ae pk max 4 (3.6) Ig = N 2 μ0 Ae 10 L 2 [ cm], (3.7) onde: Ae área efetiva da perna central do núcleo ( cm 2 ); Aw área da janela ( cm 2 ); 13

17 N número de espiras a serem utilizadas; Ig entreferro; Ipk corrente de pico máxima (A); Ief corrente eficaz (A); Kw fator de enrolamento; Bmáx máxima densidade de fluxo magnético ( T ); Jmáx máxima densidade de corrente ( A cm 2 ) Para aplicação das equações anteriores, é necessário o calculo das correntes de pico (Ipk boost), e eficaz (Ief boost), que será realizado através das equações de (3.8) a (3.15), apresentadas em [4]: 1 α = (3.8) M V0 M = (3.9) Vpico A condição de máxima corrente ocorre quando a tensão Vs é mínima (Vs = 127Vrms 10%), para uma mesma potência de saída Po = 100W. Portanto: M = = 2, ,9 e 14

18 α = 0,423 Vpk K' = (3.10) 2π fsw Lboost ,9 K ' = = 1,56 2π 50k 328μ π 2 π = Y 2 sen α α 2 (3.11) α 1 α 2 Y π = 2 + 0,432 0, ,432 2 π + sen 2 1 0,432 = 1,17 2 P0 boost = V 0 K' d Y (3.12) Resultando em: d = V P 0 boost 0 K' Y = ,56 1,17 d max = 0,379 I pk Lboost Vpk d = (3.13) fsw Lboost I pk Lboost 161 = 50K 0, μ I pk Lboost = 3, 72 A 15

19 2 2 π 2α 1 2 = ( ) π 1 Z sen α (3.14) α α α 1 α 2 1 α 2 Z = 1,08 2 S ef Lboost I V d = 2 π f sw α L boost Z (3.15) Ief Lboost ,379 = 2 π 50K 0, μ 1,08 Ief Lboost = 0, 64 A Devido ao núcleo de ferrite suportar uma indução Bmax = 0,3 T a baixas freqüências e o cobre, J max = 450 A 2, foi adotado para o dimensionamento de cm Lboost: B max = 0, 15T J max = 300 A cm Kw = 0,7, 2 devido o fato de serem de grande amplitude, os picos de corrente na indutância. Com os valores obtidos de Lboost, Ipk boost, Ief boost, obtém-se através de (3.4): 328μ 3,72 0,64 10 Ae Aw = 0,7 0, [ cm ] Ae Aw = 4 0,2479 cm, 16

20 Com base nos modelos apresentados em [6]: Adotou-se o núcleo EE-30/14, o qual apresenta Ae = 4 Aw 1,02 cm. Como Ae = 1,2 cm 2, a partir da equação (3.6), obtem-se: 328μ 3,72 10 N = 0,15 1,2 4 = 79,94 Sendo adotado N = 79 espiras. Utilizando o valor de N na equação (3.7), resulta: Ig = N 7 4π 10 0,6 328μ [ cm] Ig = 0,24 cm. Foi utilizado o fio 22 AWG, escolhido com base na corrente eficaz do indutor. Veja no anexo A, a tabela para fios esmaltados. Obs: foi utilizada relação direta para conversão da capacidade de corrente dos condutores, para o valor adotado de 300A/cm², pois a tabela é dada em 450A/cm². Para o indutor Lboost, tem-se: Núcleo: EE-30/14; Número de espiras: N = 79; Entreferro: Ig = 0,24 cm. Fio 22 AWG. 17

21 3.2 - DETERMINAÇÃO DO FILTRO DE ENTRADA: Devido ao chaveamento ocorrer em freqüência relativamente alta (50kHZ) em relação à freqüência da rede elétrica, faz-se necessário o uso de um filtro na entrada do circuito. O cálculo do filtro se dá através do valor recomendado em [5]: fsw π L f Cf (3.15) Deve-se utilizar na saída da ponte retificadora, uma capacitância de baixo valor, da ordem de poucos micro Fa rads, para não comprometer a forma de onda da tensão Vs (contínua pulsante). Utilizando Cf =0,8uF, de acordo com (3.15), resulta: L f = 1,26mH. Assumindo que a corrente que passa por Lf é aproximadamente senoidal, e considerando o caso da tensão de alimentação ser VREDE = 127VRMS -10%, a corrente eficaz do Ief filtro pode ser obtida de: in I P ef filtro = (3.16) 127RMS 10% Assumindo um rendimento de 90% para o conversor Boost, chega-se a : I ef filtro Po 0,9 = , ,9 I ef filtro = 114,3 18

22 Ief filtro = 0, 972A I pk filtro = 2 Ief filtro (3.17) I pk filtro = 1, 37 A Adotando os valores de Bmax = 0,3 T e J max = 450 A 2, já que o filtro cm opera em baixa freqüência, tem-se da equação (3.4): Ae Aw = 1,26m 1,37 0, ,7 0, cm 4 Ae Aw = 0,1764 cm 4 Com base nos modelos apresentados em [6]: foi adotado o núcleo EE- 25, que apresenta Ae Aw = 4 0,2350 cm, e sendo 2 Ae = 0,399 cm. Utilizando os valores de Ae, Ipk filtro, Bmax e Lf na equação (3.6), checa-se a: N = 144,21 Adotou-se N = 144 espiras 19

23 Utilizando os valores de N, μo, Ae e Lf na equação (3.7), obteve-se: Ig = 0,0825 [cm]. Foi utilizado o fio 23 AWG escolhido de modo análogo ao utilizado no ítem 3.1 para Lboost. Para o Indutor de filtro, obteve-se: Núcleo: EE-25; Número de espiras: N = 144; Entreferro: Ig = 0,0825 cm. Fio 23 AWG. O capacitor de filtro, deve suportar uma tensão superior á tensão de saída da ponte retificadora, Vs, de no máximo, 230V. Para o capacitor de filtro, obteve-se: Tipo - polipropileno; Máxima tensão de operação = 400V; Capacitância = 0,8μF ESCOLHA DOS SEMICONDUTORES O MOSFET Tboost, e o diodo Dboost foram escolhidos de forma a suportar: uma tensão de dreno fonte superior à do barramento; uma corrente superior á ILboost; a freqüência de chaveamento do conversor de 50kHz MOSFET utilizado O MOSFET escolhido foi o IRF740, que apresenta as seguintes características: 20

24 máxima tensão dreno-fonte - VDS máx = 400V corrente eficaz máxima - Ief máx =6,3A a 100 corrente de pico repetitiva máxima - IDS RM = 40A tempo de entrada em condução ton = 15ns tempo de bloqueio toff = 52ns Diodo Boost utilizado O diodo boost escolhido foi o HFA08TB60 máxima tensão reversa VRmáx =600V corrente média máxima IFmáx =8A corrente de pico repetitiva máxima IFRM=24A tempo de recuperação reversa trr = 55ns Diodos utilizados na ponte retificadora Os diodos da ponte retificadora devem suportar a corrente eficaz de entrada máxima do conversor, o que ocorre para a operação em 127Vrms -10% (0,972A calculada em 3.2). O diodo escolhido para a ponte foi o 1N5404, que apresenta as seguintes características: máxima tensão RMS VRMS = 280V corrente média máxima IFmáx = 3A máxima tensão repetitiva de pico reversa= 400V CAPACITOR DE SAÍDA: O capacitor de saída deve suportar uma tensão superior à tensão do barramento. Foi utilizado um capacitor: tipo - eletrolítico máxima tensão de operação = 400V capacitância = 330μF 21

25 4 - CRCUITOS DE CONTROLE 4.1- ESTRATÉGIA DE CONTROLE O conversor tem seu chaveamento controlado por um microcontrolador PIC16F876 da Microchip, apresentado em 4.2, através do método de modulação por largura de pulso (PWM), que faz variar a razão cíclica do conversor Boost, de acordo com a variação da tensão de saída. O programa, implementado em linguagem C (ver ANEXO B), realiza a equação (4.1) (ver no ANEXO C, o desenvolvimento obtido da referência [9]), de um controlador PI (proporcional integral): u(k) = u(k-1) + k1.e(k) + k2.e(k-1), (4.1) onde: u(k) - valor discreto da saída do PWM; u(k) - saída anterior; e(k) - erro entre a saída e referência; K1 e K2 - constantes. A saída u(k) é o valor que irá determinar a razão cíclica do conversor, corrigindo assim o tempo t1, de carregamento do indutor (ver figura 2.2), de acordo com variações da tensão de saída. Essas variações aconteceriam por exemplo, no caso da tensão da rede de alimentação variar (o conversor funciona para 127Vrms -10% VREDE 220Vrms +10%). Referência e(k) K1 Ζ 1 K2 U(k) Conversor Boost Tensão de barramento Ζ 1 Controlador PI Conversão A/D feita pelo microcotrolador Figura 4.1-Diagrama de controle da tensão de barramento 22

26 Uma amostra da tensão do barramento é coletada pelo circuito de amostragem de forma a variar de 0 a 5V para uma variação da tensão de saída V0 de 280 a 400Vcc. Esta amostra é convertida para um valor digital, no conversor interno do microcontrolador PIC. Este valor é comparado com a referência binária contida no programa ( ) que equivale à 4,42V, valor que corresponde a tensão sobre R1(resistor do circuito de amostragem da fig. 5.1) para V0 = 380V (valor da tensão de saída desejada para o conversor). Da diferença entre o valor convertido em binário para o valor de referência do programa, é gerado um erro e(k), que através das constantes K1 e K2, gera a saída u(k). Uma palavra binária, correspondente à u(k) do digrama da figura 4.1, passa a determinar a razão cíclica (d), que digitalmente varia de a (0 a 100% de tempo do período T, que Tboost se mantém ativado) O MICROCONTROLADOR O diagrama mostrando as funções dos terminais do microcontrolador PIC16F876 da Microchip é apresentado na figura 4.2 Figura microcontrolador PIC16F876 23

27 A seguir, são destacadas as principais características do microcontrolador PIC 16F876: terminais = 28 tensão de funcionamento: 2,0V a 5,5V memória de programa: 8K x 14 bits; memória RAM: 368 bytes; temporizadores: Timer 0, Timer 1, Timer 2; saídas de PWM: CCP1 e CCP2; conversor A/D interno: 10 bits portas de I/O: São 13 ao todo. RA0 a RA5 e RB1a RB6 24

28 5 - CIRCUITO DE AMOSTRAGEM Para obter uma amostra da tensão de saída, foi utilizado um circuito à base de diodos Zener de 56V, que garantem uma tensão total de 280V. Desta forma, resulta sobre o divisor de tensão da entrada do microcontrolador PIC apenas 120V. Esta é uma tensão relativamente baixa, que possibilita a utilização de resistores de baixa potência. V0 5 5 x 56V 62V V V R2=15K8Ω MICROCONTROLADOR 5,1V AMOSTRA V0 R1=732Ω Figura 5.1 Circuito de amostragem da tensão de saída Vo O divisor de tensão formado por R1 e R2, foi dimensionado para que a tensão sobre R1, que será a amostra de Vo, varie de 0 a 5V para uma variação da tensão de saída do conversor Boost (Vo), de 280 a 400 V. Quando a tensão Vo=380V, que é a tensão desejada para a saída do conversor, a tensão sobre R1 é 4,42V. Utiliza-se o conversor A/D interno do microcontrolador PIC para realizar a conversão, correspondente a valores binários que variam de a , correspondente a variação da tensão analógica de 0 a 5V. Para limitar a tensão gerada por este circuito na entrada do microcontrolador, foi utilizado um diodo Zener de 5,1V. 25

29 6 - RESULTADOS EXPERIMENTAIS ENSAIO DA PONTE RETIFICADORA CONVENCIONAL Primeiramente foi obtida a forma de onda da corrente da fonte de alimentação quando foi empregada uma ponte retificadora convencional mostrada na figura 1.1, alimentando uma carga resistiva. O resultado obtido é mostrado na figura 6.1: Tensão da rede Tensão da rede Corrente da rede Corrente da rede figura 6.1a figura 6.1b Figura 6.1-Forma de onda de corrente e tensão do circuito retificador convencional mostrado na figura 1.1 Na figura 6.1a, operação em 127Vrms e na figura 6.1b, operação em 220Vrms Escalas : canal 1-tensão: 100V/div - canal 2-corrente: 1A/div - escala de tempo: 2ms/div O circuito apresentou: Para operação em 127Vrms: fator de potência (FP) = 0,470 distorção harmônica total (THD) = 197 % Para operação em 220Vrms: fator de potência (FP) = 0,382 distorção harmônica total (THD) = 239 %, medidos através do analisador de potência PM 3000 A. Os resultados apresentam alto conteúdo harmônico e baixo fator de potência, principalmente pela forma de onda de corrente apresentar um formato bem distante da forma de onda senoidal. 26

30 6.2 - ENSAIO DO CONVERSOR BOOST SOB CONDIÇÕES NOMINAIS DE FUNCIONAMENTO. Os ensaios a seguir, foram realizados com variações gradativas da tensão de alimentação de 127Vrms à 220Vrms, com 100% da carga (Ro=1444Ω), que são as condições nominais de funcionamento do conversor. A figura 6.2, mostra, no canal 1, a razão cíclica (forma de onda na saída do PWM) e no canal 2, a corrente no indutor Lboost. A figura 6.2a, apresenta as formas de onda para operação em 127Vrms e na figura 6.2b mostra as formas de onda para a operação em 220Vrms:, Razão cíclica Razão cíclica Corrente em Lboost Corrente em Lboost Figura 6.2a Figura 6.2b Figura No canal 1, a razão cíclica e no canal 2, a corrente no indutor Lboost. Na figura 6.2a, operação para alimentação de 127VRMS do conversor Na figura 6.2b, operação para alimentação de 220VRMS do conversor Escalas : canal 1-tensão: 10V/div - canal 2- corrente: 2A/div - escala de tempo: 4μs/div A figura 6.3 mostra no canal 1 a tensão nos terminais do MOSFET, e no canal 2, a corrente no indutor Lboost. A figura 6.3a, apresenta as formas de onda para operação em 127Vrms e a figura 6.3b, as formas de onda para a operação em 220Vrms: 27

31 Tensão no MOSFET Corrente em Lboost Corrente em Lboost Tensão no MOSFET Figura 6.3a figura 6.3b Figura canal 1: tensão nos terminais do MOSFET - canal 2: corrente no indutor Lboost. Na figura 6.3a, operação para alimentação de 127VRMS do conversor Na figura 6.3b, operação para alimentação de 220VRMS do conversor Escalas : canal 1-tensão: 100V/div - canal 2- corrente: 2A/div - escala de tempo: 4μs/div A figura 6.4 mostra a corrente no indutor Lboost e a tensão de entrada. Na figura 6.4a estão apresentadas as formas de onda para operação em 127Vrms e na figura 6.4b, as formas de onda para a operação em 220Vrms. Tensão da rede Corrente em Lboost Tensão da rede Corrente em Lboost Figura 6.4a Figura 6.4b Figura 6.4 Tensão de entra X Corrente no indutor Lboost. Na figura 6.4a, operação para o conversor alimentado em 127VRMS Na figura 6.4b, operação para o conversor alimentado em 220VRMS Escalas : canal 1-tensão: 100V/div - canal 2-corrente: 5A/div - escala de tempo: 4ms/div Na figura 6.5 pode-se observar a tensão da rede e a corrente de entrada aproximadamente senoidal. A figura 6.5a mostra as formas de onda para a alimentação em 127Vrms e a figura 6.5b, apresenta as formas de onda para a alimentação em 220VRMS. 28

32 É interessante ressaltar que quanto maior o valor de M = Vo/Vs, mais próximo do formato senoidal será a forma de onda da corrente obtida, dai o fato de se ter um melhor resultado para a tensão de entrada de 127VRMS. Tensão da rede Corrente na rede Tensão da rede Corrente na rede Figura 6.5a Figura 6.5b Figura 6.5 Tensão de alimentação senoidal e corrente de entrada Na figura 6.5a, operação para o conversor alimentado em 127VRMS Na figura 6.5b, operação para o conversor alimentado em 220VRMS Escalas : canal 1-tensão:100V/div - canal 2-corrente:2A/div - escala de tempo:4ms/div Através do Analisador de Potência PM3000A, formam obtidos os seguintes valores para o conversor Boost: Para uma tensão de alimentação de 127VRMS : tensão de saída Vo = 374Vcc, estando 1,57% abaixo da tensão de saída esperada de 380Vcc. rendimento = 88,49%. THD da corrente de entrada = 11,23% fator de potência = 0,992 Para uma tensão de alimentação de 220VRMS : tensão de saída Vo = 389Vcc, estando 2,36% acima da tensão de saída esperada de 380Vcc. rendimento = 89,28%. THD da corrente de entrada = 37,09% fator de potência = 0,910 29

33 6.3 - ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA VARIAÇÕES DE CARGA A figura 6.6 apresenta o comportamento da tensão de saída Vo para uma variação da carga de 10% a 100%: Tensão de saída Vo (Vcc) Curva para alimentação do conversor em 230VRMS Curva para alimentação do 369 conversor em 120VRMS Carga (%) Figura 6.6a Variação da tensão de saída Vo para uma variação da carga de 10% a 100% nas situações de alimentação do conversor em 120VRMS e 230VRMS ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA RETIRADA/INSERÇÃO ABRUPTA DE CARGA Os ensaios seguintes mostram a variação da tensão Vo em função da variação abrupta da carga do conversor. 30

34 6.4.1 Inserção abrupta de carga Aa figura 6.7 mostra no canal 1, a tensão Vo, e no canal 2 a corrente de carga no instante em que a carga varia de 10% para 90%. A figura 6.7a mostra variação para a inserção de carga para a operação em 120Vrms. A figura 6.7b mostra a variação para a operação em 230Vrms. Corrente de carga Corrente de carga Tensão de carga Tensão de carga 0 Figura 6.7a figura 6.7b Figura 6.7 Na figura 6.7a, a inserção de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 120VRMS Na figura 6.7b, a inserção de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 230VRMS Escalas : canal 1-tensão:100V/div - canal 2-corrente:100mA/div - escala de tempo:40ms/div Com a alimentação em 120Vrms o conversor apresentou uma tensão de saída igual a 382Vcc para 10% da carga, 0,52% acima do valor esperado. Após a inserção abrupta de carga para 90%, a tensão reduziu para 370Vcc, o que representa 2,63% abaixo do valor esperado para Vo que é de 380V e permaneceu neste valor. Para a alimentação em 230Vrms o conversor apresentou uma tensão de saída igual a 394Vcc, para 10% da carga, o que corresponde a 3,94% acima do valor esperado de Vo. Após a inserção abrupta de carga para 90%, a tensão passou a 391Vcc, 2,89% acima do valor esperado de Vo e permaneceu neste valor. 31

35 6.4.2 Retirada abrupta de carga A figura 6.8 apresenta no canal 1, a tensão Vo, e no canal 2 a corrente de carga no instante em que a carga passa de 90% para 10%. A figura 6.8a, mostra as formas de onda da retirada de carga para operação em 120Vrms, e a figura 6.8b mostra as formas de onda para a operação em 230Vrms. Corrente de carga Corrente de carga Tensão de carga Tensão de carga Figura 6.8a figura 6.8b Figura 6.8 Na figura 6.8a, a retirada de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 120VRMS Na figura 6.8b, a retirada de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 230VRMS Escalas : canal 1-tensão:100V/div - canal 2-corrente:100mA/div - escala de tempo:40ms/div Com a tensão de alimentação em 120Vrms, o conversor apresentou uma tensão de saída de 375Vcc para 90% de carga, 1,31% abaixo de Vo esperado. Após a retirada abrupta de carga para 10%, a tensão se elevou para 380Vcc e permaneceu neste valor. Para a alimentação em 230Vrms, o conversor apresentou uma tensão de saída de 391Vcc para 90% da carga, o que corresponde a 2,63% acima do valor esperado. Após a retirada abrupta de carga para 10%, a tensão passou para 394Vcc, o que representa 3,68% acima da tensão esperada e permaneceu neste valor. 32

36 7 - CONCLUSÕES Como já era conhecido e foi demonstrado neste trabalho, a ponte retificadora convencional apresenta alto conteúdo harmônico e baixo fator de potência, devido a deformação significativa que ocorre na corrente da rede elétrica. Por este motivo, a utilização de um conversor Boost microcontrolado operando em condução descontínua pode ser uma opção a ser considerada, quando se deseja obter uma forma de onda de corrente de entrada com baixo conteúdo harmônico, e que resulte em um elevado fator de potência, como ficou demonstrado pelos resultados experimentais apresentados neste trabalho. Além disso, as variações de tensão apresentadas pelo conversor, tanto para variações de carga como para variações da tensão de entrada se apresentaram dentro de faixas de tolerâncias bastante aceitáveis. O controle da tensão de saída, poderia ter sido melhor caso fosse feito um controle do período de amostragem. Este tipo de conversor, apresenta uma pequena variação da tensão de saída em uma freqüência que é o dobro da freqüência da rede elétrica, assim sendo, uma amostragem que ocorre em períodos de 8,33ms, garante que a tensão amostrada, está sempre no mesmo ponto da tensão amostrada anteriormente, evitando a leitura de pequenas oscilações e melhorando a estabilidade e desempenho do conversor. Está implementação fica como melhoria futura do projeto. 33

37 4A 1N5404 Lfiltro Lboost Dboost 1,26mH 1N μH HFA08TB60 1N5404 VS cfiltro 1,26mH 0,8μF Tboost IRF740 Cboost 330μF V0 Ro 100W FONTE EXTERNA V +/-10% 220V 1N V TRAFO T1 1N4001 1N V +5V 1N4001 1N μF 10kΩ +12V +5V 5 x 56V 280 V 1μF IR Ω 18pF 18pF +5V 100nF 5,1V AMOSTRA V0 R2=15K8 Ω R1=732 Ω 5,1V Esquema elétrico do conversor Boost Conversor Boost

38

39 ANEXO B PROGRAMA UTILIZADO NO MICROCONTROLADOR //**************************************************************** // ARQUIVOS DE DEFINIÇÕES #include <16f876A.h> #device adc=8 #use delay(clock= ) #fuses HS,NOWDT,PUT,NOLVP,NOBROWNOUT,NOCPD,NOWRT #byte porta = 0x01 // endereço do porta #byte portb = 0x01 // endereço do portb //******************************************************************** // VARIÁVEIS int16 saida_p_gate; // u(k) u(k) = u(k-1) + k1.e(k) + k2.e(k-1) int16 saida_p_gate0; int16 saida_p_gate1; int16 saida_p_gate2; int16 saida_p_gate3; int16 saida_p_gate_anterior; // u(k-1) int16 referencia; int16 ek,ek_atual; // e(k) int16 ek_anterior; // e(k-1) int16 amostra_v0,amostra_v0_anterior; int16 ad; int16 temporario_v; int16 temporario_e; int16 k1; int16 k2; int16 saida_p_gate_mais_sig; int16 temporario_final; int16 saida_final_anterior; int16 saida_final; //************************************************************************ // DECLARAÇÃO DAS FUNÇÕES void calcula(); void main() { disable_interrupts(global); disable_interrupts (INT_AD); disable_interrupts (INT_EEPROM); enable_interrupts (INT_RB); enable_interrupts (INT_EXT); ext_int_edge( L_TO_H ); setup_adc_ports(all_analog); setup_adc(adc_clock_div_32); setup_spi(false); 36

40 setup_spi(spi_ss_disabled); setup_counters(rtcc_internal,rtcc_div_2); setup_timer_1(t1_disabled); setup_timer_2 (T2_div_by_1,90,1); // ( /4/1)= >> 1/ = 0,222us >> 0,222us * 90 = // 20us*1 // configuração do timer 2 para 20us de periodo setup_ccp1(ccp_pwm); // configura ccp1 para modo pwm while(1) { calcula(); } // while } // main //*********************************************************************** // DESCRIÇÃO DAS FUNÇÕES void calcula() { ek_atual=0; ek_anterior=0; k1=0b ; k2=0b ; amostra_v0=0; amostra_v0_anterior=0; saida_p_gate=0; saida_final=0b ; set_adc_channel(0); delay_us(15); ad=read_adc(); // 0b = 000-0v,no terminal do PIC // 0b = 255-5v // // amostra_v0 = (5/255)*ad amostra_v0=ad; // amostra de vo recebe valor binario vindo // do conversor referencia=0b ; temporario_e=(referencia)-(amostra_v0); ek_anterior=ek; // guarda erro anterior ek=temporario_e; temporario_v=amostra_v0; saida_p_gate_anterior=saida_p_gate; // guarda saida_p_gate_anterior saida_p_gate=temporario_v; saida_p_gate0=(saida_p_gate_anterior); saida_p_gate1=k1*ek; saida_p_gate2=k2*ek_anterior; saida_p_gate3=saida_p_gate0+saida_p_gate1; saida_p_gate=saida_p_gate3+saida_p_gate2; saida_p_gate_mais_sig=saida_p_gate; // saida_p_gate // // t1=0 % // t1=100 % 37

41 temporario_final=saida_p_gate_mais_sig; saida_final_anterior=saida_final; saida_final=temporario_final; if (saida_final<0b ) { if (saida_final<0b ) { set_pwm1_duty(0b ); } else { (set_pwm1_duty(saida_final)); } } else { set_pwm1_duty(0b ); } } // end 38

42 ANEXO C DISCRETIZAÇÃO DO CONTROLADOR PI UTILIZADO NO PROGRAMA Controlador proporcional-integral digital A equação geral de um controlador PI contínuo no tempo é a seguinte: t u( t) = K e( t) + K e( t) dt (1) p Onde, K p - ganho proporcional do controlador; K i - ganho integral do controlador; e(t) - função erro; u(t) saída do controlador. Será utilizado para a integração numérica o método da somatória das áreas retangulares, cuja representação gráfica é mostrada na Figura 1. e(t) T T T T i 0 t 0 T (k-2)t (k-1)t kt 2T Fig.1 - Representação gráfica da integração numérica A aplicação do método da somatória de áreas retangulares resulta em: k T 0 e( t) = e(1). T + e(2). T e( k). T (2) A equação (2) pode ser representada por: k T j= k e( t) = e( j). T (3) 0 j= 1 Discretizando a equação (1), chega-se a: 39

43 40 = = + = k j j i p T j e K k e K k u 1 ) ( ) ( ) ( (4) A equação (4) também pode ser escrita da seguinte forma: = = + + = 1 1 ) ( ) ( ) ( ) ( k j j i i p T j e K T k e K k e K k u (5) Sabendo que: = = + = 1 1 ) ( 1) ( 1) ( k j j i p T j e K k e K k u (6) Pode-se substituir a equação (6) na equação (5), encontrando-se a equação que foi utilizada para implementar o controlador PI digital: 1) ( ) ( ) ( 1) ( ) ( + + = k e K k e T K K k u k u p i p (7) Onde: T período de amostragem; u(k) - saída atual do PI; u(k-1) - saída anterior do PI; e(k) - erro atual; e(k-1) - erro anterior.

44 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS [1] VIEIRA, José Luiz de F.; Eletrônica de Potência II, Apostila, Engenharia Elétrica, UFES. [2] SIMONETTI, Domingos S. L.; VIEIRA, José L.; SOUSA G. Modeling of the high-power-factor Discontinuous Boost Rectifiers. IEEE Transaction on Industrual Applications, Vol. 46, No 4, p , August [3] VENTORINI, Afonso, Desenvolvimento de um carregador de baterias micro controlado baseado em conversor chaveado, Projeto de graduação, Engenharia Elétrica, UFES, [4] POMILIO, José A.; Pré-regulador de fator de potência Disponível: em apostilas cap3. [5] FREIRE, Teodiano Bastos; Eletrônica Básica II, Apostila, Engenharia Elétrica, UFES. [6] THORNTON INPEC ELETRÔNICA LIMITADA, Catálogo Thornton edição: 1º de [7] PEREIRA, Fábio, PIC Programação em C, Editora Érica LTDA. [8] PIC16F87X, Data sheet 28/40 PIN 8 Bit CMOS FLASH Microcontrollers Microchip [9] CÓ, Márcio A.; Sistemas Eletrônicos Microcontrolados para Acionamento de Lâmpadas de Alta Intensidade de Descarga, Tese de doutorado, UFES, Vitória,