INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIA SANDRA JORGE BARBOZA ANÁLISE DE REDE WDM COM AMPLIFICAÇÃO ÓPTICA, ADIÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS

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1 INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIA SANDRA JORGE BARBOZA ANÁLISE DE REDE WDM COM AMPLIFICAÇÃO ÓPTICA, ADIÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS Dissertação de Mestrado apresentada ao Curso de Mestrado em Engenharia Elétrica do Instituto Militar de Engenharia, como requisito parcial para obtenção do título de Mestre em Ciências em Engenharia Elétrica. Prof. Maria Thereza Miranda Rocco Gi- Orientador: raldi - D. C. Rio de Janeiro 2004

2 c2004 INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIA Praça General Tibúrcio, 80 - Praia Vermelha Rio de Janeiro-RJ CEP Este exemplar é de propriedade do Instituto Militar de Engenharia, que poderá incluí-lo em base de dados, armazenar em computador, microfilmar ou adotar qualquer forma de arquivamento. É permitida a menção, reprodução parcial ou integral e a transmissão entre bibliotecas deste trabalho, sem modificação de seu texto, em qualquer meio que esteja ou venha a ser fixado, para peqsquisa acadêmica, comentários e citações, desde que sem finalidade comercial e que seja feita a referência bibliográfica completa. Os conceitos expressos neste trabalho são de responsabilidade do(s) autor(es) e do(s) orientador(es). B238 Barboza, Sandra Jorge Análise de Rede WDM com Amplificação Óptica, Adição e Derivação de Canais / Sandra Jorge Barboza - Rio de Janeiro: Instituto Militar de Engenharia, p.: il., graf., tab. Dissertação (mestrado) - Instituto Militar de Engenharia- Rio de Janeiro, Fibra Óptica 2. Redes WDM 3. Amplificador Raman 4. PMD I. Instituto Militar de Engenharia II. Título CDD

3 INSTITUTO MILITAR DE ENGENHARIA SANDRA JORGE BARBOZA ANÁLISE DE REDE WDM COM AMPLIFICAÇÃO ÓPTICA, ADIÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS Dissertação de Mestrado apresentada ao Curso de Mestrado em Engenharia Elétrica do Instituto Militar de Engenharia, como requisito parcial para obtenção do título de Mestre em Ciências em Engenharia Elétrica. Orientador: Prof. Maria Thereza Miranda Rocco Giraldi - D. C. Aprovada em 12 de abril de 2004 pela seguinte Banca Examinadora: Prof. Maria Thereza Miranda Rocco Giraldi - D. C. do IME - Presidente Prof. Rosângela Fernandes Coelho - Dr. ENST. do IME Prof. Maria José Pontes - D. C. do IME Prof. Andrés Pablo López Barbero - D. C. da UFF Rio de Janeiro

4 Ao meu pai, que durante sua vida, me incentivou, apoiou e ensinou grandes valores, em especial a educação. 4

5 AGRADECIMENTOS A Deus, por tudo. Exaltar-te-ei, ó Deus meu e Rei; bendirei o teu nome para todo o sempre. Todos os dias te bendirei e louvarei o teu nome para todo o sempre. Grande é o Senhor e mui digno de ser louvado; a sua grandeza é insondável. (Sl 145, 1-3) Ao Instituto Militar de Engenharia, alicerce da minha formação e aperfeiçoamento. À Fundação CAPES, pela bolsa de estudos concedida. Em especial à Professora Maria Thereza Miranda Rocco Giraldi, minha orientadora, pelas críticas, sugestões, paciência e apoio dispensados. Ao Professor José Carlos Araujo dos Santos, pelos conselhos e atenção. À Embratel, pela infra-estrutura fornecida na realização das medidas deste trabalho. Ao Antonio José Silvério, Walderson João Rodrigues Vidal e Marcelo Gomes Faria da Embratel, pela atenção e ajuda na realização das medidas. À Universidade Presbiteriana Mackenzie, pelo uso do simulador VPI. À Professora Maria Aparecida G. Martinez, pelo apoio no uso do VPI. A minha mãe e meu irmão, pelo estímulo, apoio e segurança. Ao Daniel, meu noivo, pelo amor e carinho de sempre. Aos meus colegas, por toda ajuda na elaboração deste trabalho. Enfim, a todos os professores, alunos e funcionários do DE-3, que de alguma forma contribuíram na realização deste trabalho. 5

6 Do meu telescópio, eu via Deus caminhar! A maravilhosa disposição e harmonia do universo só pode ter tido origem segundo o plano de um Ser que tudo sabe e tudo pode. Isto fica sendo a minha última e mais elevada descoberta. ISAAC NEWTON. 6

7 SUMÁRIO LISTA DE ILUSTRAÇÕES LISTA DE TABELAS LISTA DE SIGLAS INTRODUÇÃO Motivação Objetivos Estrutura da Dissertação TEORIA Introdução Fibras Ópticas Atenuação Dispersão Dispersão Cromática - GVD Dispersão do Modo de Polarização - PMD Propriedades não-lineares em Fibras Ópticas Tipos de Fibra Óptica Fibra Monomodo Padrão - STD Fibra com dispersão deslocada - DSF Fibra com dispersão deslocada não nula - NZDSF Fibra com compensação da dispersão - DCF Fibra com dispersão aplainada - DFF Amplificadores Ópticos Amplificador a fibra dopada com Érbio - EDFA Ganho no EDFA Ruído no EDFA Tipos de Bombeio em EDFA s Amplificador Raman Ganho no Amplificador Raman Ruído no Amplificador Raman Tipos de Amplificadores Raman

8 2.4 Acopladores de Inserção e Derivação de Canais - OADM (Add-Drop) Grades de Difração de Bragg como dispositivo de inserção e derivação de canais Interferômetro de Mach-Zehnder como dispositivo de inserção e derivação de canais Rede com Multiplexação por Divisão de Comprimento de Onda (WDM) Analisada Rede WDM Embratel/CRT Compensação da dispersão na Rede WDM Embratel/CRT Avaliação da BER RESULTADOS EXPERIMENTAIS Introdução Resultados obtidos Caracterização dos EDFAs Rede WDM Inserção e Extração de Canal no Add-Drop da Rede WDM Medida de BER na rede WDM RESULTADOS DA SIMULAÇÃO Introdução Simulador VPI Resultados Obtidos na Simulação PMD Caracterização do EDFA Rede WDM Embratel/CRT utilizando o EDFA Add-Drop na rede WDM Caracterização do amplificador Raman Rede WDM utilizando o amplificador Raman CONCLUSÕES REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

9 LISTA DE ILUSTRAÇÕES FIG.2.1 Atenuação em função do comprimento de onda na fibra óptica (AGRAWAL, 1997) FIG.2.2 Dispersão total (D) e as contribuições da dispersão material (D M ) e de guia de onda (D W ) para uma fibra convencional (AGRAWAL, 1997) FIG.2.3 Estado de polarização em uma fibra birefringente sobre um comprimento de batimento. Polarização inicial de FIG.2.4 Alargamento do pulso devido à birefringência da fibra FIG.2.5 Comparação do fator Q em um sistema WDM para as fibras STD e NZDSF. (a) 25 canais e 50 GHz de espaçamento entre canais. (b) 25 canais e 25 GHz de espaçamento entre canais FIG.2.6 Exemplo do perfil de índice de refração de uma DCF FIG.2.7 Variação típica do parâmetro da dispersão D em função do comprimento de onda para as fibras STD, DFF e DSF FIG.2.8 Níveis de energia e diagramas de bombeio da Sílica dopada com Érbio.. 41 FIG.2.9 Exemplo de um esquema de montagem do EDFA FIG.2.10 Gráfico de ganho espectral de um EDFA típico FIG.2.11 Potência de ASE típica de um EDFA para um bombeio de 90 mw FIG.2.12 Níveis de energia do espalhamento Raman FIG.2.13 Exemplo do esquema de montagem do amplificador Raman FIG.2.14 Espectro do coeficiente de ganho Raman para a sílica fundida FIG.2.15 Potência do sinal em um sistema de transmissão periódico, comparação entre o amplificador Raman concentrado e distribuído FIG.2.16 Espectro de Ganho para um amplificador Raman com 5 bombeios FIG.2.17 Exemplo de um OADM fixo FIG.2.18 Funcionamento da grade de Bragg FIG.2.19 Esquema simples de um OADM utilizando a grade de Bragg FIG.2.20 Filtro add/drop constituído de um interferômetro de Mach-Zehnder e duas grades de Bragg em fibra idênticas FIG.2.21 Diagrama simplificado da rede WDM Embratel/CRT FIG.3.1 Rede WDM Embratel/CRT FIG.3.2 Espectro de saída do multiplexador com três canais

10 FIG.3.3 Espectro de saída do multiplexador com quatro canais e mais um de supervisão FIG.3.4 Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com dois canais e mais um de supervisão FIG.3.5 Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com três canais e mais um de supervisão FIG.3.6 Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com quatro canais e mais um de supervisão FIG.3.7 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com um canal (25) e mais um de supervisão FIG.3.8 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com dois canais (23 e 25) e mais um de supervisão FIG.3.9 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23, 25 e 37) e mais um de supervisão FIG.3.10 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23, 25 e 37, canal 37 sem atenuação de 6 db) e mais um de supervisão FIG.3.11 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23, 25, 33 e 37) e mais um de supervisão FIG.3.12 Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23, 25, 33 e 37, canais 33 e 37 sem atenuação de 6 db) e mais um de supervisão FIG.3.13 Espectro de entrada no OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibra STD FIG.3.14 Espectro de entrada do OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibra NZDSF FIG.3.15 Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com 50 km de fibra STD FIG.3.16 Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com 50 km de fibra NZDSF FIG.3.17 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 25 km STD FIG.3.18 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 50 km STD FIG.3.19 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 25 km NZDSF

11 FIG.3.20 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF FIG.3.21 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km STD FIG.3.22 Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km NZDSF FIG.3.23 Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 50 km STD, com atenuação de 6 db nos canais 33 e FIG.3.24 Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF, com atenuação de 6 db nos canais 33 e FIG.3.25 Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF, sem atenuação de 6 db nos canais 33 e FIG.3.26 Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 75 km NZDSF, sem atenuação de 6 db nos canais 33 e FIG.3.27 Espectro do canal 23 (1558,98 nm) extraído no OADM FIG.3.28 Espectro do sinal WDM no OADM, sem o canal 23 (1558,98 nm) FIG.3.29 Espectro do sinal WDM no OADM, com outro sinal inserido no comprimento de onda canal 23 (1558,98 nm) FIG.3.30 Esquema de montagem da rede WDM para a medida de BER FIG.4.1 Esquema de montagem do VPI para análise de PMD FIG.4.2 BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 50 km, 10Gbps. 84 FIG.4.3 BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 10Gbps. 85 FIG.4.4 BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 100 km, 10Gbps. Amplificador de G = 15 db após a fibra FIG.4.5 BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 40Gbps. 86 FIG.4.6 Ganho em função da Potência do sinal de entrada no EDFA FIG.4.7 Figura de Ruído do EDFA em função do comprimento de onda FIG.4.8 Figura de Ruído de 4 EDFAs em cascata em função do comprimento de onda FIG.4.9 Rede WDM no VPI FIG.4.10 Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 50 km STD)

12 FIG.4.11 Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mw FIG.4.12 Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km STD) Potência de TX3 = 4 mw FIG.4.13 Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mw FIG.4.14 Espectro de saída do amplificador de potência (A) FIG.4.15 Espectro de saída do amplificador de linha (B) FIG.4.16 Espectro de saída do amplificador de linha (B), Potência de TX3 = 4 mw. 94 FIG.4.17 Gráfico de BER em função do comprimento de onda, para o sistema WDM, 4, 8 e 16 canais - 10 Gbps FIG.4.18 Gráfico de BER em função da potência de entrada do canal 1557,3 nm para 16 canais - 10 Gbps FIG.4.19 Esquema de compensação de dispersão no WDM FIG.4.20 BER em função da Potência de entrada - 40 Gbps FIG.4.21 Espectro do canal derivado no OADM em 1558,9 nm FIG.4.22 Diagrama de olho do canal derivado no OADM em 1558,9 nm FIG.4.23 Curva de BER em função da Potência de entrada do canal derivado no OADM em 1558,9 nm FIG.4.24 Espectro do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção FIG.4.25 Diagrama de olho do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção. 100 FIG.4.26 Curva de BER em função da Potência de entrada do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção FIG.4.27 Montagem no VPI para caracterização do amplificador Raman FIG.4.28 Ganho no amplificador Raman FIG.4.29 Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio contra-propagante FIG.4.30 Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio co e contra-propagante, 100 km FIG.4.31 Medida do espectro na entrada no amplificador D para trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 100 km NZDSF FIG.4.32 Diagrama de olho do canal 23 para a configuração trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 100 km NZDSF FIG.4.33 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L 2 = 50 km NZDSF e P 2 = 300 mw)

13 FIG.4.34 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L 2 = 100 km NZDSF e P 2 = 300 mw) FIG.4.35 Diagrama de olho do canal 23, RAM1 (L 2 = 100 km NZDSF e P 2 = 300 mw) FIG.4.36 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L 2 = 50 km STD e P 2 = 200 mw) FIG.4.37 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L 1 = 50 km NZDSF, L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) FIG.4.38 Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L 1 = 50 km NZDSF, L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) FIG.4.39 Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L 1 = L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) FIG.4.40 Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L 1 = L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) FIG.4.41 Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração FIG.4.42 Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração FIG.4.43 Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Configuração FIG.4.44 Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Configuração FIG.4.45 Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração FIG.4.46 Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração FIG.4.47 Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração FIG.4.48 Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração FIG.4.49 Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração FIG.4.50 Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração FIG.4.51 Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração FIG.4.52 Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração FIG.4.53 BER em função da Potência de entrada do comprimento de onda 1558,9 nm, na entrada da primeira fibra da configuração

14 FIG.4.54 BER em função da Potência de entrada do comprimento de onda 1558,9 nm, na recepção da configuração

15 LISTA DE TABELAS TAB.2.1 Tipos de Fibra Óptica TAB.2.2 Aplicações da fibra G.652 em redes WDM TAB.2.3 Características de fibras G NZDSF TAB.3.1 Características das fibras STD e NZDSF, valores para 1550 nm TAB.3.2 Valores experimentais de ganho e figura de ruído dos amplificadores EDFA da rede TAB.3.3 Valores de OSNR dos canais na saída do amplificador de linha (ponto c). 68 TAB.3.4 Valores de OSNR dos canais na entrada do pré-amplificador (ponto f).. 71 TAB.3.5 Medida de BER na rede WDM Embratel/CRT para trecho 1 e 2 com 75 km de fibra NZDSF, cada um TAB.4.1 Descrição dos componentes utilizados no simulador VPI TAB.4.2 Características das fibras STD, NZD e DCF, valores para 1550 nm TAB.4.3 Principais parâmetros dos componentes da rede WDM TAB.4.4 Valores de potência dos resultados experimentais e simulados da rede WDM 91 TAB.4.5 Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 6 configurações diferentes TAB.4.6 Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 4 configurações diferentes

16 LISTA DE SIGLAS ATM ASE BER CRT DCF DFF DFG DRA DSF EDFA FWM GVD IP MZ NZDSF OADM OSNR PMD PRBS SDH SPM SRS STD VPI WDM XGM XPM Asynchronous Transfer Mode Amplified Spontaneous Emission Bit Error Rate Centro de Referência Tecnológica Dispersion Compensated Fiber Dispersion Flattened Fiber Difference Frequency Generation Distributed Raman Amplifier Dispersion Shifted Fiber Erbium Doped Fiber Amplifier Four-Wave Mixing Group Velocity Dispersion Internet Protocol Mach-Zehnder Non-Zero Dispersion Shifted Fiber Optical Add-Drop Multiplexer Optical Signal-to-Noise Ratio Polarization-Mode Dispersion Pseudo-Random Bit Sequence Synchronous Digital Hierarchy Self Phase Modulation Stimulated Raman Scattering Standard Single Mode Fiber Virtual Photonics Interface Wavelength Division Multiplexing Cross Gain Modulation Cross Phase Modultation 16

17 RESUMO Este trabalho apresenta a análise de uma rede com multiplexação por divisão de comprimento de onda (WDM), amplificação óptica e inserção/derivação de canais ópticos. Inicialmente, são estudados e caracterizados alguns dos dispositivos ópticos que compõem a rede WDM analisada, ou seja, as fibras ópticas, os amplificadores ópticos e os dispositivos de inserção/derivação de canais (OADM). Foram realizados testes experimentais em uma rede WDM com amplificador a fibra dopada com Érbio (EDFA) e OADM, em 2,5 Gbps. Os testes experimentais consistiram de medidas de espectro nos diversos pontos da rede WDM e de medidas de taxa de erro de um canal óptico, variando-se alguns parâmetros dos componentes da rede. Além disso é realizada uma comparação do desempenho da rede utilizando fibras padrão (STD) e fibras de dispersão deslocada não-nula (NZDSF). Estes testes foram realizados nas instalações do Centro de Referência Tecnológica (CRT) da Embratel, no Rio de Janeiro, RJ. Finalmente, foram realizadas simulações da rede WDM com EDFA nas taxas de transmissão de 2,5 Gbps, 10 Gbps e 40 Gbps. Para 40 Gbps, é proposto um simples esquema de compensação de dispersão. Também foram realizadas simulações da rede WDM com amplificadores Raman. Com o uso do simulador foi possível fazer um estudo variando-se diversos parâmetros dos componentes da rede WDM, verificar o desempenho dos dispositivos isoladamente e seus efeitos na rede. 17

18 ABSTRACT The present work shows an analysis of a wavelength division multiplexing (WDM) network with optical amplification and add-drop of optical channels. Initially, some of the optical devices of the WDM network analyzed, such as, the optical fibers, the optical amplifiers, and the optical add-drop multiplexer (OADM) are studied and characterized. Experimental tests were accomplished in the WDM network with erbium doped fiber amplifier (EDFA) and OADM, at 2.5 Gbps. The experimental tests consisted of spectral measurements at several points at the network and bit error rate s measurements of an optical channel, changing the parameters of the network components. Besides, a comparison between the network with standard single-mode fiber (STD) and non-zero dispersion shifted fiber (NZDSF) is performed. These tests were realized at Centro de Referência Tecnológica (CRT) of Embratel, in Rio de Janeiro, RJ. At last, simulations of the WDM network with EDFA at 2.5 Gbps, 10 Gbps, and 40 Gbps transmission rates, were done. At 40 Gbps, a simple dispersion compensation technique was proposed. Simulations of the WDM network with Raman amplifiers were also developed. Using the simulator it was possible to make a study of the WDM network s components by varying their parameters and also verify the devices performance and their effects at WDM network. 18

19 1 INTRODUÇÃO 1.1 MOTIVAÇÃO A crescente demanda por maiores taxas de transmissão de dados baseados em serviços de multimídia, Internet, vídeo de alta definição, voz sobre tecnologias como IP (Internet Protocol) e ATM (Asynchronous Transfer Mode) e a limitação de taxas conseguidas por multiplexação no domínio elétrico levou ao desenvolvimento de uma técnica de multiplexação que permitisse uma utilização eficaz da banda passante da fibra óptica, a multiplexação por divisão do comprimento de onda (WDM - Wavelength Division Multiplexing), onde canais em diferentes comprimentos de onda são transmitidos em uma mesma fibra, simultaneamente. Esta técnica é transparente à taxa de transmissão e ao tipo de tráfego usado na transmissão de cada canal (AGRAWAL, 1997) e (AMAURY, 1998). Os sistemas WDM tornaram-se atraentes com o desenvolvimento dos amplificadores ópticos a fibra dopada com Érbio, capazes de amplificar os canais WDM, sem a necessidade de demultiplexação e conversões eletro-ópticas, realizadas pelos dispositivos regeneradores (YADLOWSKY, 1997). O funcionamento dos amplificadores ópticos baseia-se na transferência de potência de um sinal de bombeio para o sinal com a informação. O amplificador mais utilizado atualmente é o EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) que trabalha na janela de 1530 a 1620 nm, região de baixa atenuação da fibra. O amplificador EDFA apresenta como fator limitante o ruído da emissão espontânea amplificada (ASE - Amplified Spontaneous Emission). A cada passagem do sinal por um EDFA a relação sinal-ruído óptica (OSNR - Optical Signal to Noise Ratio) diminui (GIRARD, 2000). As não-linearidades do meio também limitam a amplificação pois, uma forma de atenuar os efeitos da ASE é transmitir o sinal com potência elevada, o que leva a condições de aparecimento de efeitos não-lineares na fibra-óptica, como a auto-modulação de fase (SPM - Self Phase Modulation), a modulação de fase cruzada (XPM - Cross Phase Modulation) e a mistura de quatro ondas (FWM - Four-Wave Mixing), que distorcem o sinal (AGRAWAL, 2001). Um outro amplificador que está sendo analisado para ser inserido nas redes WDM é o amplificador Raman. Este amplificador apresenta ganho transparente às janelas de transmissão e depende apenas da diferença entre a freqüência do sinal de bombeio e da informação (ISLAM, 2002). Nestes amplificadores não se faz necessário o uso de 19

20 fibras dopadas, pois o efeito Raman acontece em todos os tipos de fibra. Além disto, é possível se conseguir um amplificador Raman com largura de banda grande e plana, de aproximadamente 100 nm, através do uso de diversos lasers de bombeio, onde é possível se concatenar diversas bandas menores (FLUDGER, 2001a). Com o aumento das taxas de transmissão acima de 2,5 Gbps, um tipo de dispersão da fibra se tornou fator preponderante na limitação das redes ópticas, a dispersão do modo de polarização (PMD - Polarization-Mode Dispersion). A PMD é ocasionada por variações na simetria cilíndrica da fibra que são causadas em sua fabricação ou instalação, portanto é um fenômeno intrínseco e que ainda, pode ter sua geometria alterada com variações de temperatura e esforços. O sinal óptico pode ser decomposto em duas polarizações ortogonais. Se as características de propagação dos eixos forem diferentes, cada polarização terá uma velocidade diferente, chegando ao final da fibra em tempos diferentes, gerando dispersão (SUNNERUD, 2001). Os multiplexadores de inserção/extração de canais (OADM - Optical Add/Drop Multiplexer) são dispositivos que dão uma maior flexibilidade às redes ópticas (ANDRÉ, 2001), pois permitem que canais sejam inseridos ou retirados das redes em determinados nós. Os sistemas WDM podem ser utilizados em diversas topologias de rede. Para redes de longa distância uma topologia bastante difundida é a ponto-a-ponto. Nas cidades e centros urbanos uma topologia de rede bastante utilizada é a topologia em anel. A topologia em anel permite um esquema de proteção bem eficiente. Na maior parte das áreas metropolitanas, redes de fibra em anel já são utilizadas pela plataforma SDH (Syncronous Digital Hierarchy) - Hierarquia Digital Síncrona, o que torna a migração para redes WDM em anel ainda mais fácil. A rede que será estudada neste trabalho é formada por dois anéis SDH ligados por um sistema WDM. Esta dissertação faz parte do Projeto Temático da FAPERJ, intitulado "Redes Ópticas WDM para Suporte do Tráfego IP", que está sendo desenvolvido na Laboratório de Redes de Comunicação e Sistemas Ópticos (LaRSO) do Departamento de Engenharia Elétrica do IME. 20

21 1.2 OBJETIVOS O objetivo principal desta dissertação é avaliar e estudar o desempenho de uma rede WDM e dos dispositivos que a compõem. Para atingir o objetivo principal desta dissertação, testes experimentais foram realizados nas instalações do Centro de Referência Tecnológica (CRT) da Embratel, localizado na Ilha do Fundão, Rio de Janeiro, RJ, fruto de um convênio firmado entre o IME e a Embratel no ano de Como recursos dos testes foram utilizados os equipamentos WDM da Alcatel/1686WM, fibras padrão de telecomunicações (STD - standard), fibras de dispersão deslocada não-nula (NZDSF - Non-Zero Dispersion Shifted Fiber), analisadores de espectro óptico e medidores de taxa de erro. O objetivo foi analisar o comportamento de uma rede WDM real com variações de potência dos canais, tipos de fibra e inserção/extração de canais ópticos. E por fim, o último objetivo desta dissertação foi a realização de simulações utilizando o simulador VPI, cujos detalhes serão apresentados no capítulo 4. Com o uso do simulador foi possível fazer um estudo, variando-se diversos parâmetros dos componentes da rede WDM, verificar o desempenho destes dispositivos isoladamente e seus efeitos na rede WDM. A utilização do VPI foi realizada no Laboratório de Redes de Comunicação e Sistemas Ópticos - LaRSO do IME e nas dependências do Laboratório de Telecomunicações e Computação da Universidade Presbiteriana Mackenzie. 21

22 1.3 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO De acordo com os objetivos estabelecidos, este trabalho foi estruturado da seguinte forma: Capítulo 1 - Neste capítulo é apresentada a importância das redes ópticas WDM. São citados os principais componentes de uma rede WDM como os amplificadores ópticos, os OADM e uma característica relevante da fibra para altas taxas, a PMD. Capítulo 2 - A teoria de alguns dos dispositivos de uma rede WDM, ou seja, as fibras ópticas, os amplificadores ópticos e os OADM, é discutida neste capítulo e a rede WDM analisada é apresentada. Capítulo 3 - Neste capítulo são mostrados os resultados experimentais obtidos com as medidas realizadas na rede WDM de referência da Embratel/CRT. Capítulo 4 - São apresentados o ambiente de simulação do programa VPI e os resultados de simulação obtidos. Capítulo 5 - As conclusões sobre esta dissertação com base nos resultados obtidos nos capítulos 3 e 4 são apresentadas. Além disto, são indicadas sugestões para futuros trabalhos nos quais o conteúdo desta dissertação será relevante. 22

23 2 TEORIA 2.1 INTRODUÇÃO Neste capítulo será apresentado o modelo teórico de alguns dos dispositivos que compõem uma rede WDM. Na seção 2.2 são apresentadas as características e os principais tipos de fibra ópticas monomodo. Na seção 2.3 apresenta-se um estudo sobre os amplificadores ópticos EDFA e Raman. Na seção 2.4 apresenta-se as duas principais técnicas de dispositivos add-drop. Na seção 2.5 são apresentadas as características da rede WDM analisada, um esquema de compensação de dispersão que será usado nesta rede e um estudo sobre o cálculo da BER. 2.2 FIBRAS ÓPTICAS As fibras ópticas são largamente utilizadas nos sistemas de telecomunicações devido a sua grande largura de banda de transmissão, à sua baixa atenuação e à imunidade à interferências eletromagnéticas. As fibras ópticas são formadas por um núcleo cilíndrico de sílica, envolvido por uma casca também de sílica, de índice de refração menor do que o do núcleo. O fenômeno responsável por guiar a luz na fibra é o da reflexão interna total, que é conseguido pela diferença nos índices de refração do núcleo e da casca. A óptica geométrica modela este fenômeno de forma razoável nas fibras multimodo. No caso das fibras monomodo, devido à dimensão reduzida de seus núcleos, é necessário usar a teoria eletromagnética de propagação de ondas em meio dielétrico para modelar este efeito. Os dois principais parâmetros das fibras são a atenuação e a dispersão. A atenuação limita as distâncias de transmissão devido à perda imposta ao sinal óptico. A dispersão limita a taxa de transmissão, pois é responsável pelo alargamento do pulso óptico. Nesta seção serão estudadas a atenuação e a dispersão das fibra ópticas, além de serem apresentados alguns dos diversos tipos de fibra monomodo existentes ATENUAÇÃO A atenuação expressa a perda de energia do sinal óptico durante a propagação na fibra óptica. A atenuação é um importante fator limitante, pois reduz a potência óptica que 23

24 atinge o receptor, o qual necessita de uma quantidade mínima de potência para recuperar o sinal com precisão. A variação da potência do sinal ao longo da direção de propagação z pode ser escrita por (AGRAWAL, 1997): dp = αp (2.1) dz Onde α é coeficiente de atenuação expresso em km 1 e P é a potência óptica do sinal. Se P in é a potência na entrada de uma fibra com comprimento L, a potência de saída P out pode ser obtida da EQ. 2.1 e será dada por (AGRAWAL, 1997): P out (z) = P in exp( αl) (2.2) A variação da potência do sinal segue uma lei exponencial, sendo por isso usual expressar α em db/km, através da relação (AGRAWAL, 1997): α(db/km) = 10 ( ) L log Pout = 4, 343α (2.3) P in A FIG. 2.1 representa a variação do coeficiente de atenuação em função do comprimento de onda. FIG. 2.1: Atenuação em função do comprimento de onda na fibra óptica (AGRAWAL, 1997). A atenuação da fibra óptica depende do comprimento de onda do sinal e é originada por diversos fatores, os principais são: absorção do material, espalhamento Rayleigh e 24

25 imperfeições no guia de onda. As perdas por absorção do material podem ser divididas em três categorias: i) absorção intrínseca da Sílica fundida; ii) absorção extrínseca causada pela presença de impurezas e iii) absorção por defeitos atômicos devido a irregularidades na estrutura atômica da sílica (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997). Os picos de absorção devido às ressonâncias eletrônicas e vibracionais das moléculas de Sílica (ligações Si-O) ocorrem, respectivamente, em 400 nm e 7000 nm. Devido ao caráter amorfo da Sílica, as zonas de absorção são bandas cujas caudas se estendem até às regiões espectrais do visível e infravermelho próximo (AGRAWAL, 1997). Tendo, no entanto, valores inferiores a 0.03 db/km para a região espectral entre os 1300 nm e 1600 nm (AGRAWAL, 1997). A absorção extrínseca resulta da presença de impurezas como, metais de transição, vapor de água e dopantes utilizados no processo de fabricação para alterar o índice de refração. Materiais como Fe, Cu, Co, Ni, Mn e Cr absorvem fortemente na faixa de comprimento de onda de 600 a 1600 nm. Os ions OH apresentam uma banda de ressonância, devido a transições vibracionais das ligações H-O, centrada em 2730 nm. Os seus harmônicos e combinações de tons produzem bandas intensas de absorção a 1383 nm, 1240 nm e 950 nm. A absorção devido a defeitos atômicos é, usualmente, desprezível quando comparada com a atenuação total da fibra. As perdas por espalhamento Rayleigh resultam de flutuações microscópicas da densidade da Sílica, produzidas no processo de fabricação e que originam flutuações aleatórias do índice de refração da fibra, em uma escala menor que o comprimento de onda óptico λ. O espalhamento da luz em tal meio é conhecido como espalhamento Rayleigh e é caracterizado pela transferência de parte da energia óptica contida em modos de propagação guiados para modos de propagação não guiados, preservando o estado de polarização da radiação incidente. Esta perda é a componente de atenuação dominante na fibra óptica. As perdas devido ao espalhamento Rayleigh podem ser descritas por (AGRAWAL, 1997): α R = C/λ 4 (2.4) Onde C é uma constante que apresenta valores compreendidos entre 0,7 e 0,9 db km 1 µm 4. Para um comprimento de onda de 1550 nm, as perdas por esse processo são dominantes. Para comprimentos de onda maiores que 3 µm a contribuição do espalhamento Rayleigh pode ser diminuída para valores menores que 0,1 db/km. Fibras de sílica não podem ser utilizadas nesse comprimento de onda devido à absorção por infra-vermelho ser muito alta nesta faixa. Fibras utilizando outros materiais estão sendo estudadas para comprimentos 25

26 de onda maiores que 2 µm, porém os níveis de atenuação conseguidos na prática ainda são maiores que os das fibras de sílica. As perdas devido às imperfeições do guia de onda devem-se às imperfeições na interface núcleo-casca. O processo físico que governa estas perdas é o espalhamento Mie. Estas perdas estão tipicamente abaixo de 0,03 db/km (AGRAWAL, 1997). A perda por curvatura da fibra é proporcional a exp( R/R c ), onde R é o raio de curvatura da fibra e R c = 0,2-0,4 µm, esta perda é desprezível na prática. Todos os mecanismos de atenuação discutidos nesta seção são lineares DISPERSÃO A dispersão na fibra óptica limita a taxa de transmissão, pois é responsável pelo alargamento do pulso. Existem dois tipos de fibras ópticas, a multimodo e a monomodo. A fibra multimodo suporta vários modos de propagação, gerando a dispersão modal, onde os modos são transmitidos em velocidades diferentes na fibra. Por este motivo as fibras multimodo não permitem taxas de transmissão muito elevadas. Em sistemas que requerem altas taxas, as fibras utilizadas são as monomodo, onde apenas um modo é transmitido na fibra óptica. Os tipos de dispersão que serão considerados neste trabalho são a dispersão cromática e a dispersão do modo de polarização (PMD - Polarization-Mode Dispersion) DISPERSÃO CROMÁTICA - GVD A principal vantagem da introdução da fibra monomodo foi que ela permitiu eliminar a dispersão modal, pois a energia do pulso é transportada por um único modo. Porém, sendo a sílica um material dispersivo, o seu índice de refração varia com o comprimento de onda do campo eletromagnético. Considerando que os pulsos ópticos têm uma largura espectral não nula, as diferentes componentes espectrais do pulso viajam em diferentes velocidades de grupo, resultando no alargamento temporal dos pulsos. Este fenômeno é chamado de dispersão de velocidade de grupo (GVD - Group Velocity Dispersion) ou dispersão cromática. A dispersão cromática se divide em dispersão material (D M ) e dispersão de guia de onda (D W ). Considerando uma fibra monomodo de comprimento L, uma componente espectral específica de freqüência ω chega ao final da fibra, após um alargamento T = L/v g, onde v g é a velocidade de grupo definida por (AGRAWAL, 1997): v g = (dβ/dω) 1 = c/n g (2.5) 26

27 onde, e β = nk 0 (2.6) n g = n + ω(dn/dω) (2.7) onde: n - é o índice de refração da fibra; n g - é o índice de refração de grupo; k 0 - é a constante de propagação no vácuo. A dispersão cromática é a variação da velocidade de grupo em função da freqüência da portadora, sendo quantificada por β 2. Se ω é a largura espectral do pulso, o atraso do pulso para uma fibra de comprimento L é dado por (AGRAWAL, 1997): T = dt L ω = Lβ 2 ω (2.8) dω v g O parâmetro β 2 = d 2 β/dω 2 é conhecido como parâmetro GVD, e define quanto um pulso óptico pode ser alargado ao se propagar na fibra. Em sistemas de comunicações ópticas, é comum substituir o termo ω por λ, sendo λ a faixa de comprimentos de onda emitidos por uma fonte óptica. Da relação ω=2πc/λ e ω = -(2πc/λ 2 ) λ, a EQ. 2.8 pode ser re-escrita como: onde T = d dλ ( L v g ) ω = DL λ (2.9) D = d ( ) 1 = 2πc dλ v g λ 2 β2 (2.10) D é chamado de parâmetro de dispersão total e é expresso em ps/(nm.km). O efeito da dispersão para uma taxa de transmissão B pode ser estimado utilizando o critério B T <1, da EQ. 2.9 esta condição torna-se: BL D λ < 1 (2.11) 27

28 O parâmetro de dispersão pode variar consideravelmente com o comprimento de onda de operação. No caso da sílica pura o valor da dispersão material é nulo para um comprimento de onda de aproximadamente 1270 nm. No cálculo de dispersão material, o índice de refração pode ser calculado utilizando-se a equação de Sellmeier (AGRAWAL, 1997): n 2 (ω) = 1 + M j=1 B j ω 2 j ω 2 j ω2 (2.12) Onde ω j é a freqüência de ressonância e B j é o fator de oscilação do material em que a fibra é fabricada. A dispersão de guia de onda resulta da propagação de parte da energia do sinal na região da casca, onde o índice de refração é menor que no núcleo, o que provoca um alargamento temporal dos pulsos, que ocorre mesmo que não exista a dispersão material. Assim, onde, D = D M + D W (2.13) D W = 2π λ 2 D M = 1 c dn 2g dλ [ n 2 2g V d 2 (V b) + dn 2g n 2 ω dv 2 dω ] d(v b) dv (2.14) (2.15) Onde, n 2g é o índice de refração de grupo da casca e b é a constante de propagação normalizada, b = (n n 2 )/(n 1 n 2 ), sendo n 1 e n 2 os índices de refração do núcleo e da casca da fibra óptica, respectivamente. A freqüência normalizada, ou simplesmente parâmetro V da fibra óptica, pode ser determinada por (AGRAWAL, 1997): V = k 0 a(n 2 1 n 2 2) 1/2 (2.16) onde a é o raio do núcleo. A dispersão material aumenta conforme aumenta-se o comprimento de onda e a dispersão de guia de onda diminui conforme aumenta-se o comprimento de onda. A soma das duas componentes origina um deslocamento do comprimento de onda onde ocorre o nulo de dispersão da fibra λ ZD, para um valor de aproximadamente 1310 nm. 28

29 FIG. 2.2: Dispersão total (D) e as contribuições da dispersão material (D M ) e de guia de onda (D W ) para uma fibra convencional (AGRAWAL, 1997) DISPERSÃO DO MODO DE POLARIZAÇÃO - PMD Um sinal óptico pode ser representado como a sobreposição linear de dois modos polarizados ortogonalmente (AGRAWAL, 1997), (ANDRÉ, 2002). Em uma fibra monomodo ideal, com um núcleo perfeitamente cilíndrico, estes dois modos se propagam com a mesma velocidade de grupo. Quando a geometria da fibra se afasta da simetria cilíndrica, devido ao processo de fabricação ou à existência de microcurvaturas, torções, ou variações de temperatura da ordem de 20 o C, distribuídas aleatoriamente ao longo da fibra, as velocidades de propagação ao longo dos dois eixos ortogonais tornam-se diferentes, gerando a dispersão do modo de polarização (PMD - Polarization-Mode dispersion). O fenômeno de birefringência é devido à perda de simetria do núcleo ao longo do comprimento da fibra. O grau de birefringência é dado por (AGRAWAL, 1997). B = n x n y (2.17) Onde n x e n y são os índices de refração dos modos polarizados ortogonalmente. Esta diferença entre os índices de refração dos modos gera uma diferença de fase entre os campos durante a propagação. A diferença de fase entre os campos é periódica e após uma distância L B, chamada de comprimento de batimento, a diferença de fase entre os dois modos é de 2π. O comprimento de batimento para um comprimento de onda λ é dado por (AGRAWAL, 29

30 1997): L B = λ B (2.18) A FIG. 2.3 mostra a variação do estado de polarização em uma fibra sobre um comprimento de batimento. FIG. 2.3: Estado de polarização em uma fibra birefringente sobre um comprimento de batimento. Polarização inicial de 45. Para fibras monomodo padrão (STD ou SMF - Standard Single Mode Fiber), B 10 7 e L B 15 m para um comprimento de onda de 1550 nm. Nestas fibras, o valor de B não é constante ao longo da fibra, mas varia aleatoriamente devido às flutuações na forma do núcleo e a esforços não-uniformes atuando no núcleo (AGRAWAL, 1997). O atraso diferencial de grupo (DGD) devido à diferença de velocidade de grupo entre os dois modos de polarização ortogonais pode ser calculado por (AGRAWAL, 1997): T = L L v gx = L β 1 (2.19) Onde x e y identificam os dois eixos ortogonais e β 1 está relacionado com a birefringência da fibra. A FIG. 2.4 mostra o alargamento do pulso devido à birefringência da fibra. Um trecho de fibra é considerado como o encadeamento de trechos mais curtos, tendo cada um uma orientação aleatória para os eixos de polarização. Devido a essas orientações aleatórias das pertubações nos trechos de fibra, os efeitos em um trecho podem ser somados ou subtraídos aos efeitos do trecho seguinte. Assim, os atrasos diferenciais de grupo devido à PMD em trechos longos são acumulados em um processo aleatório que varia com a raiz quadrada da distância de propagação. v gy 30

31 FIG. 2.4: Alargamento do pulso devido à birefringência da fibra. Assim, a EQ não pode ser usada diretamente para estimar a PMD, e portanto, a PMD é dada pelo valor esperado de T (AGRAWAL, 1997): σ 2 T = T 2 = 1 2 β2 1h 2 [ 2L h 1 + exp ( 2L h )] (2.20) O comprimento de correlação h é definido como o comprimento de fibra para o qual a potência óptica média num modo de polarização ortogonal P, toma o valor de 1/e 2 da potência óptica média do modo inicial P (ANDRÉ, 2002). Para trechos de fibra menores que a distância de correlação, a PMD aumenta linearmente com o comprimento da fibra. Para h << L o atraso diferencial de grupo é dado por (AGRAWAL, 1997), (ANDRÉ, 2002): Onde D p é o coeficiente de PMD, expresso em ps/ km. σ T β 1 hl = Dp L (2.21) O coeficiente de PMD de um enlace é definido como a raiz quadrada da soma dos quadrados dos coeficientes de PMD de cada seção de cabo dividido pelo número de seções que constituem o enlace (BLUME, 2001): X N = 1 N N x 2 i (2.22) i=1 Onde: X N - coeficiente de PMD do enlace (ps/ km) x i - coeficiente de PMD de uma seção do cabo (ps/ km) N - número de seções de cabo de um enlace. Os valores típicos de PMD estão na faixa de 0.1 a 1 ps/ km. A PMD só começou a ganhar importância quando passou-se a implantar sistemas em taxas elevadas. Até 2,5 31

32 Gbps, o alargamento do pulso provocado pela PMD é irrelevante em relação ao período do bit, a partir de 10 Gbps a PMD torna-se um fator limitante ao sistema. Pela norma G. 692 da União Internacional de Telecomunicações (ITU - International Telecommunications Union), para um alargamento máximo de 10% do período do bit tem-se uma probabilidade de 99,994% da penalidade de potência ser menor que 1 db (GIRARD, 2000). A PMD é um fator preocupante quando se deseja expandir as redes de fibra que foram instaladas na década de 1980, pois não existia naquela época uma preocupação rigorosa com a geometria destas fibras em sua fabricação. Atualmente, já existe uma maior preocupação na fabricação da fibra, com o melhor controle de sua geometria. Entretanto ao colocarse a fibra no cabo e em seguida instalá-lo, a fibra pode sofrer tensões ou variação de temperatura que podem levar a um aumento da PMD PROPRIEDADES NÃO-LINEARES EM FIBRAS ÓPTICAS Os efeitos não-lineares referem-se a fenômenos que ocorrem devido à resposta nãolinear do meio a sinais ópticos de alta potência. Estes efeitos podem ser divididos em duas categorias: espalhamento estimulado, como o Brillouin e o Raman, devido às interações entre os sinais ópticos e as vibrações acústicas ou vibracionais do meio e modulação do índice de refração da sílica em conseqüência das variações de intensidade do sinal óptico, ou seja, a mistura de ondas (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997). As não-linearidades limitam o desempenho dos sistemas de comunicações ópticas mas, também, podem ser exploradas em aplicações vantajosas como, por exemplo, para compensar as conseqüências dos efeitos lineares, tais como a dispersão cromática e a atenuação, em conversores de comprimento de onda e em amplificadores ópticos (ANDRÉ, 2002), (YOO, 1996), (ISLAM, 2002). A mistura de quatro ondas (FWM - Four-Wave Mixing) é um processo não-linear que ocorre na fibra, onde, a partir da interação de dois ou três sinais ópticos, é gerado um novo sinal em que a fase e a freqüência do sinal gerado é uma combinação linear dos sinais de entrada. O processo de FWM é chamado de processo paramétrico, pois um dos parâmetros do meio é modulado por este processo não linear, como o índice de refração (AGRAWAL, 2001). Quando um campo, que contém várias componentes em freqüência, é aplicado em um meio não-linear, induz nos átomos uma oscilação na freqüência de batimento das componentes do campo de entrada. Qualquer duas componentes de freqüência de entrada podem interagir e provocar a excitação do material. A freqüência produzida por esta excitação pode interagir com uma terceira componente, gerando uma polarização não-linear na freqüência de batimento resultante, este campo de polarização não-linear 32

33 gera uma saída coerente em uma quarta freqüência (SUMMERFIELD, 1995). A FWM é um fator limitante para sistemas WDM, pois parte da potência de um canal pode ser transferida para os canais vizinhos, gerando interferência entre canais, ou seja, crosstalk. Um sinal de freqüência ω 1 interagindo com um outro sinal de freqüência ω 2 podem gerar, pelo efeito de mistura de quatro ondas, mais duas componentes, nas freqüências ω 3 = 2ω 2 ω 1 e ω 4 = 2ω 1 ω 2. O processo não-linear de espalhamento Raman estimulado será estudado no item Os outros processos não-lineares existentes não fazem parte do escopo desta dissertação e por isto não serão estudados TIPOS DE FIBRA ÓPTICA Com o advento dos sistemas WDM e da amplificação no domínio óptico, o tipo de fibra adequado para os sistemas de comunicações ópticas atuais veio a se tornar uma questão de fundamental importância. As fibras multimodo, comercializadas no final dos anos 70 e no início dos anos 80, deram lugar às fibras monomodo devido à menor atenuação e maior capacidade de transporte de informação (ANDRÉ, 2002). Os principais tipos de fibra monomodo disponíveis no mercado são padronizados e homologados pela ITU e pelo Comitê Eletrotécnico Internacional (IEC - International Electrotechnical Committee) (ROSSARO, 2002). A TAB. 2.1 apresenta a padronização da ITU e do IEC para diferentes tipos de fibras ópticas. TAB. 2.1: Tipos de Fibra Óptica. Tipo IEC ITU Fibra Padrão (STD) B1.1 G.652 Fibra com perda minimizada em 1550 nm B1.2 G.654 Fibra de dispersão deslocada (DSF) B2 G.653 Fibra de dispersão aplainada (DFF) B3 - Fibra de dispersão deslocada não-nula (NZDSF) B4 G FIBRA MONOMODO PADRÃO - STD A fibra padrão começou a ser comercializada em 1983 e hoje constitui cerca de 90% das redes das principais operadoras de telecomunicações (ANDRÉ, 2002), (ROSSARO, 2002). Esta fibra tem valor igual a zero de dispersão cromática próximo dos 1310 nm 33

34 e um valor de dispersão em 1550 nm de aproximadamente 17ps/nm.km. A atenuação desta fibra na janela de 1550nm é bastante baixa, na faixa de 0,2 a 0,22 db/km (ANDRÉ, 2002), (ROSSARO, 2002). A fibra STD ou SMF é apropriada para sistemas WDM onde um grande número de canais é necessário, devido ao seu alto valor de dispersão e seu alto valor de área eficaz, que diminuem os efeitos não-lineares que possam vir a surgir, como a mistura de quatro ondas (FWM) (ROSSARO, 2002). Este tipo de fibra é recomendável para transmissão de taxas de até 2,5 Gbps. Para taxas superiores, 10 e 40 Gbps, esta fibra deve ser usada com compensação de dispersão. A TAB. 2.2 mostra alguns exemplos de redes DWDM operando em 10 e 40 Gbps, utilizando a fibra G.652 (ROSSARO, 2002). TAB. 2.2: Aplicações da fibra G.652 em redes WDM. Número Taxa Espaçamento Distância máxima Banda Comentários de canais [Gbps] entre canais [GHz] sem repetidores C CR C+L CT + FEC + R >1000 C CT + FEC + R C SD + R C+L SD +FEC +R Onde: C - Banda espectral de 1530 nm a 1565 nm; L - Banda espectral de 1570 nm a 1610 nm; CR - Uso de módulo de compensação na recepção; CT - Uso de compensação de dispersão pré, pós e de linha; FEC - Uso de correção de erro; R - Uso de amplificação Raman; SD - Uso de compensação da inclinação e do valor médio da dispersão cromática. Atualmente, um novo tipo de fibra G.652 vem sendo desenvolvido, esta nova fibra apresenta uma baixa atenuação na banda S, de 1360 a 1400 nm, com a supressão do pico de absorção de OH (ROSSARO, 2002). Outro tipo especial baseado na fibra STD é a G.654, que apresenta uma atenuação muito baixa na janela de 1550 nm, tipicamente de 0.18 db/km, porém esta fibra é raramente utilizada devido o seu elevado custo (ANDRÉ, 2002). 34

35 FIBRA COM DISPERSÃO DESLOCADA - DSF Um dos principais fatores limitantes da fibra STD é sua alta dispersão, assim, em 1985, foi desenvolvida a fibra com dispersão deslocada (G.653), este tipo de fibra tem o mínimo de dispersão cromática na mesma região espectral do mínimo de atenuação, esta parecia ser a condição ideal, já que acumulava as vantagens do mínimo de dispersão e do mínimo de atenuação na mesma janela. Esta fibra foi desenvolvida em um cenário em que um aumento de desempenho do sistema de comunicações ópticas significava um aumento na taxa de transmissão da portadora óptica (ROSSARO, 2002). O problema da dispersão cromática nesta fibra teria sido então superado, sendo agora o principal fator limitante a PMD. O coeficiente de PMD da fibra G.653 é maior que o da G.652 (0,4 a 0,7 ps/ km contra 0,1 a 0,2 ps/ km). Para sistemas de 10 Gbps, estes valores de PMD permitem uma transmissão de até centenas de km, enquanto que a penalidade de transmissão para sistemas de 40 Gbps é bastante alta, reduzindo a distância de transmissão sem compensação de PMD para poucas dezenas de km. Esta fibra foi instalada em grande parte dos enlaces submarinos. Porém, com o advento dos sistemas WDM, a potência óptica injetada na fibra aumentou devido aos múltiplos comprimentos de onda. Este aumento da potência associada com a pequena dispersão contribuiu para o aumento significativo dos efeitos não-lineares da fibra, impedindo assim o aumento do número de comprimentos de onda propagantes. Este número ficou limitado em 8 a 12 comprimentos de onda devido à FWM (ROSSARO, 2002). Combinando a amplificação Raman com técnicas para diminuir os efeitos nãolineares, foi demonstrada uma transmissão de 100 canais de 10 Gbps, sobre 175 km da fibra G.653 (TAKASHINA, 2000). Devido a estes problemas de não-linearidades, a fibra G.653 não é mais usada em novas instalações e tem sido substituída pela NZDSF (G.655) FIBRA COM DISPERSÃO DESLOCADA NÃO NULA - NZDSF A principal característica da fibra NZDSF é apresentar uma dispersão cromática muito baixa, mas não nula, de modo a suprimir os efeitos de FWM na janela de 1550 nm e permitir a transmissão em 10 Gbps. Em 1993, a Lucent começou a produzir uma fibra NZDSF, a TrueWave, para ser utilizada em sistemas WDM amplificados. Estas fibras NZDSF de primeira geração eram, na realidade, fibras DSF com um mínimo de dispersão próximo de 1500 nm, apresentando, portanto, algumas características indesejáveis tais como a dispersão cromática residual elevada, área eficaz muito pequena e inclinação da dispersão cromática (slope) muito 35

36 elevada. A inclinação da dispersão é a variação da dispersão total D em função da variação do comprimento de onda λ. Estas características abriram o caminho para o aparecimento de uma segunda geração de fibras NZDSF, como as TrueWave XL da Lucent, a LEAF da Corning ou a FreeLight da Pirelli, com uma área eficaz superior às da primeira geração, permitindo reduzir a densidade de potência na fibra e minimizar os efeitos não-lineares (ROSSARO, 2001). Apesar da aparente superioridade da fibra NZDSF, estudos recentes têm comprovado que para determinadas condições, a fibra STD apresenta melhor desempenho (DE- MAREST, 2002), (MAURO, 2001). Na FIG.2.5 (DEMAREST, 2002) temos uma comparação entre sistemas de transmissão com fibras NZDSF e STD. (a) (b) FIG. 2.5: Comparação do fator Q em um sistema WDM para as fibras STD e NZDSF. (a) 25 canais e 50 GHz de espaçamento entre canais. (b) 25 canais e 25 GHz de espaçamento entre canais. Na FIG. 2.5.a é realizada uma comparação entre um sistema WDM de 25 canais, espaçados em 50 GHz, utilizando fibras STD e NZDSF. Na FIG. 2.5.b é realizada uma comparação entre um sistema WDM de 25 canais, espaçados em 25 GHz, utilizando fibras STD e NZDSF. As potências de transmissão de cada canal, para os dois tipos de fibras, foram escolhidas por produzirem os maiores valores do fator Q, ao longo de, pelo menos, 750 km (DEMAREST, 2002). Os sistemas com fibras NZDSF suportam potências menores que os com fibras STD devido ao efeito não-linear de mistura de quatro ondas (FWM), que é maior para altas potências e pequenos valores de dispersão. Em contra-partida, para valores de potências menores, os valores do fator Q diminuem. É possível notar na FIG. 2.5 que a diferença de desempenho entre os sistemas com fibras STD e NZDSF tornam-se maiores conforme diminui-se o espaçamento entre canais. Para o espaçamento 36

37 de 50 GHz, é possível notar que, tanto para as fibras STD quanto para as fibras NZDSF, o valor de Q é maior que 8 (BER ), para distâncias inferiores a 950 km. No caso de espaçamento de 25 GHz, é possível notar que, para os sistemas com fibras STD, o valor de Q é maior que 8 para enlaces de até 950 km, enquanto que para os sistemas com fibras NZDSF, o valor de Q é maior que 8 apenas para enlaces menores que 525 km. De acordo com os gráficos da FIG. 2.5, a fibra STD apresenta um melhor desempenho em relação a fibra NZDSF. Atualmente, o valor de Q deve ser 6 (BER 10 9 ) para que o sistema opere adequadamente. Em sistemas WDM, se considerarmos a FWM como única fonte de crosstalk nãolinear, a tolerância do sistema pode ser medida através de (DEMAREST, 2002): M = A eff D (2.23) Onde A eff é a área efetiva da seção reta da fibra e D a dispersão. A TAB. 2.3 apresenta os valores de dispersão, área efetiva, inclinação da dispersão e M para algumas fibras G.655 (DEMAREST, 2002). TAB. 2.3: Características de fibras G NZDSF. Tipo de fibra Dispersão em 1550 nm Inclinação da dispersão Área efetiva M (ps/nm.km) (ps/km/nm 2 ) A eff (µm 2 ) LS -1,60 0, TW Classic 2,90 0,07 55,4 161 TW - RS 4,40 0,042 55,4 244 LEAF 3,67 0,105 72,4 266 TERALIGHT 8,0 0, FIBRA COM COMPENSAÇÃO DA DISPERSÃO - DCF As fibras de dispersão compensada apresentam dispersão negativa na janela de 1550 nm e são utilizadas na compensação da dispersão. Existem duas técnicas básicas no projeto das DCF s. No primeiro método, a fibra DCF suporta um único modo, mas é projetada com um pequeno valor de V. Para V 1, o modo fundamental é fracamente confinado no núcleo. Assim, D -100 ps/nm.km. Normalmente, é utilizada a fibra com depressão na casca (depressed-cladding). Infelizmente a atenuação para estas fibras é maior do que para fibras padrão e é da ordem de 0.4 a 1.0 db/km. A figura de mérito M = D /α é muito usada para a caracterização das 37

38 DCFs. Atualmente, estão sendo fabricadas fibras com M > 400 ps/nm.db (AGRAWAL, 1997). Porém as fibras DCFs monomodo apresentam alguns problemas: 1 km de DCF compensa apenas km de fibras padrão; Atenuação relativamente alta em 1550 nm (0,5 db/km); Devido ao pequeno diâmetro do modo, a intensidade óptica é maior para uma dada potência de entrada, resultando em efeitos não-lineares. A figura 2.6 mostra um exemplo do perfil de índice de refração de uma DCF. FIG. 2.6: Exemplo do perfil de índice de refração de uma DCF. No segundo método, são utilizadas fibras de dois modos com valores de V tais que o modo de ordem mais alta fique perto do corte (V 2,5). Isto significa que estas fibras são quase monomodo. A atenuação de tais fibras é quase a mesma da fibra padrão, mas é projetada para que os valores de D do modo de mais alta ordem tenha grandes valores negativos ( -770 ps/nm.km). 1 km desta fibra pode compensar a GVD para um enlace de 40 km. Esta fibra também permite compensação de dispersão em banda larga. O uso da DCF de dois modos requer um dispositivo de conversão de modo capaz de transferir a energia do modo fundamental para o modo de ordem mais alta, suportado pela DCF (AGRAWAL, 1997). Vários dispositivos totalmente em fibra vêm sendo desenvolvidos, o que permite uma compatibilidade com a rede de fibras e reduz a perda de inserção (AGRAWAL, 1997). Alguns requisitos para estes dispositivos: insensibilidade com a polarização e grande largura de banda. Quase todos os dispositivos de conversão de modo utilizam fibras de dois modos com uma grade de difração, que permite o acoplamento entre os dois modos. O período da grade Λ é escolhido para casar a diferença de índice de modo δn dos dois modos e é tipicamente de 100 µm. Tais grades têm sido feitas usando-se muitos mecanismos: stress periódico, microcurvaturas e fotosensibilidade. A 38

39 perda de inserção é tipicamente menor que 1 db, com eficiência de acoplamento maior que 99% (AGRAWAL, 1997). O período da grade Λ, para um determinado comprimento de onda λ, é dado por (AGRAWAL, 1997): Λ = λ δn FIBRA COM DISPERSÃO APLAINADA - DFF (2.24) Um outro tipo de fibra utilizado em sistemas de comunicações ópticas é a fibra de dispersão aplaindada. Esta fibra apresenta uma dispersão pequena e praticamente constante na faixa de 1300 a 1650 nm. Assim, para os sistemas WDM esta pode ser uma vantagem, pois a compensação da dispersão pode ser feita para todos os canais, simultaneamente. A FIG. 2.7 mostra a dispersão das fibras STD, DFF e DSF em função do comprimento de onda. FIG. 2.7: Variação típica do parâmetro da dispersão D em função do comprimento de onda para as fibras STD, DFF e DSF. O projeto de fibras de dispersão aplainada baseiam-se normalmente em alterações no perfil do índice de refração da fibra óptica, tais como o uso de múltiplas camadas de casca. 39

40 2.3 AMPLIFICADORES ÓPTICOS Nos sistemas de comunicações ópticas, um dos componentes de grande importância são os amplificadores ópticos. A distância de transmissão dos sistemas de comunicações ópticas é limitada pela atenuação. Anteriormente, a atenuação era compensada com o uso de regeneradores. Os regeneradores são componentes opto-eletrônicos que convertem o sinal para o domínio elétrico, reformatam, amplificam e o convertem novamente para o domínio óptico. Com o aumento das taxas de transmissão e, principalmente, com os sistemas WDM, os sistemas com regeneradores tornaram-se muito caros. Com os amplificadores EDFA e Raman é possível amplificar vários canais simultaneamente. Na década de 80, foram desenvolvidos os amplificadores totalmente ópticos, independentes da taxa de transmissão do sinal e com elevada largura de banda. Isto permitiu que os sistemas pudessem ser atualizados somente pela troca do equipamento terminal. Em 1996 os amplificadores ópticos começaram a ser instalados em sistemas comerciais de longa distância. Os SOAs não são usados como amplificadores ópticos em redes ópticas e por isto não serão estudados neste trabalho AMPLIFICADOR A FIBRA DOPADA COM ÉRBIO - EDFA O EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) é o amplificador a fibra dopada com Érbio. O Érbio é um elemento de Terra rara que é opticamente ativo em torno de 1550 nm. No final da década de 80, tornou-se evidente que a região espectral de 1550 nm seria escolhida para a transmissão da informação em fibras ópticas, devido à baixa atenuação da fibra e ao desenvolvimento de lasers de transmissão operando nesta faixa (ANDRÉ, 2002). O EDFA atraiu bastante atenção por operar em torno da faixa de 1550 nm (DESURVIRE, 1994), que é a região espectral de baixa atenuação da fibra. Os átomos de Érbio podem ser descritos como um sistema de 3 níveis apropriado para a amplificação óptica em 1550 nm ± 15 nm. A FIG. 2.8 mostra um diagrama parcial dos níveis de energia dos átomos de Érbio (Er 3+ ), num hospedeiro vítreo (MINISCALCO, 1991). As condições necessárias para ocorrer amplificação num EDFA podem ser descritas utilizando o diagrama de níveis de energia da FIG Os ions de Er 3+ no núcleo da fibra são submetidos a um sinal de bombeio de 980 nm, que induz transições interatômicas do nível E 1 para o nível E 3, em seguida ocorrem transições de E 3 para E 2 (decaimento não radiativo). As transições do nível E 3 para E 2 são suficientemente rápidas, da ordem 40

41 de 7 µs, aumentando a população do nível metaestável E 2. Quando o bombeamento é suficiente para manter a população de íons do estado E 2, N 2, superior à população de íons do estado E 1, N 1, ocorre a emissão estimulada na faixa de 1530 a 1620 nm (banda C+L) no momento em que o sinal a ser amplificado é aplicado (AGRAWAL, 1997), (DESURVIRE, 1994), (ANDRÉ, 2002), (MILLAR, 1990). O nível meta-estável E 2, é formado por vários subníveis e apresenta um tempo médio de vida elevado, tipicamente da ordem de 10 ms (ANDRÉ, 2002). Uma outra opção é a utilização do sinal de bombeio em 1480 nm, que permite um bombeamento direto para o estado superior do nível 4 I 13/2 (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997). Este amplificador necessita de uma potência de bombeio bastante alta ( 200 mw), para que ocorra a inversão de população. FIG. 2.8: Níveis de energia e diagramas de bombeio da Sílica dopada com Érbio GANHO NO EDFA O espectro de ganho do EDFA depende da natureza amorfa da fibra e dos co-dopantes do núcleo, como o germânio e o alumínio (PEDERSEN, 1991). O ganho do EDFA depende de um grande número de parâmetros, tais como concentração dos ions de Érbio, comprimento da fibra do amplificador, raio do núcleo e potência de bombeio (AGRAWAL, 1997). A FIG. 2.9 mostra um exemplo de montagem do EDFA (AGRAWAL, 1997). As potências de bombeio (P p ) e de sinal (P s ) variam ao longo do comprimento do amplificador devido à absorção, emissão estimulada e emissão espontânea. Se a contribuição da emissão espontânea é desprezada, P s e P p satisfazem a (AGRAWAL, 1997): dp s dz = σ s(n 2 N 1 ) α s P s, 41 dp p dz = σ pn 1 α p P p (2.25)

42 Onde, σ s e σ p são, respectivamente, as seções eficazes na freqüência do sinal e do bombeio e α s e α p são, respectivamente, a atenuação da fibra no comprimento de onda do sinal e do bombeio e N 1 e N 2 são as populações de íons nos níveis de energia E 1 e E 2, respectivamente. O sistema de 3 níveis pode ser aproximado para um sistema de dois níveis, já que o decaimento do nível E 3 para o nível E 2, no bombeio de 980 nm, não é radioativo. As expressões da EQ mostram que o ganho para pequenos sinais cresce linearmente, em unidade logarítmicas, com a diferença entre o número de portadores nos dois níveis, ou seja, com a potência de bombeio (ANDRÉ, 2002). Este modelo só pode ser aplicado se não existir depleção do nível fundamental, o que ocorre para sinais de bombeio intensos. FIG. 2.9: Exemplo de um esquema de montagem do EDFA Considerando que o sistema é de dois níveis, que as populações nos níveis E 1 e E 2 são distribuídas uniformemente e que são independentes da intensidade dos sinais, o ganho para pequenos sinais, G 0 (em unidades logarítmicas), desprezando-se as perdas internas, é dado por (DESURVIRE, 1994): dopada. G 0 = 4, 343 γ 0 l (2.26) Onde γ 0 é o coeficiente de ganho para pequenos sinais e l é o comprimento da fibra γ 0 = Γ [σ e (ν) N 2 σ a (ν) N 1 ] (2.27) Onde Γ é o fator de confinamento (DESURVIRE, 1994). Este fator tem valores típicos entre 0.35 e Os parâmetros σ e e σ a são, respectivamente, as seções eficazes da emissão estimulada e da absorção (ANDRÉ, 2002), (DESURVIRE, 1994) e são os parâmetros críticos na simulação. N 2 e N 1 são as populações dos níveis meta-estável e fundamental, respectivamente 42

43 Substituindo-se a EQ na EQ. 2.26, tem-se: G 0 = 4, 343 Γ [σ e (ν) N 2 σ a (ν) N 1 ] l (2.28) A FIG mostra um exemplo da curva de ganho espectral de um EDFA. FIG. 2.10: Gráfico de ganho espectral de um EDFA típico RUÍDO NO EDFA O ruído em EDFAs é produzido por efeito de emissão espontânea devido à presença dos ions de Er 3+ na fibra dopada. Os ions têm tempos médios de vida finitos no estado excitado (tipicamente, 10 ms), e parte dos ions decaem espontaneamente para o estado fundamental emitindo fótons, que são o ruído, pois não possuem informação. Este ruído também é amplificado e adicionado ao sinal, e por isto, é designado por emissão espontânea amplificada (ASE - Amplified Spontaneous Emission) (ANDRÉ, 2002), (GIRARD, 2000), (DESURVIRE, 1994). Sua potência é expressa por (GILES, 1991): P ASE = n sp (G 0 1) h ν dν = ρ ASE dν (2.29) Onde h é a constante de Plank, ν é a freqüência óptica, dν é a largura de banda e n sp é o fator de inversão de população ou fator de emissão espontânea, que é dado por (AGRAWAL, 1997): n sp = N 2 N 2 N 1. (2.30) 43

44 A ASE causa uma degradação na relação sinal-ruído do sinal. A figura de ruído NF do amplificador pode ser calculada por (AGRAWAL, 1997): NF = SNR entrada SNR saida = 2n sp (2.31) Como, no caso do EDFA N 1 0 e n sp > 1, o valor da figura de ruído é maior que 2 (3 db) (AGRAWAL, 1997). Como os valores de N 2 e N 1 dependem das potências do sinal e do bombeio, seus valores variam ao longo do comprimento da fibra, assim a figura de ruído depende também do comprimento da fibra l e da potência de bombeio P p (AGRAWAL, 1997). Estudos revelam que para se conseguir uma figura de ruído próxima de 3 db, a potência de bombeio deve ser muito maior que a potência de bombeio de saturação (AGRAWAL, 1997). A FIG mostra a variação da potência de ASE típica de um EDFA em função do comprimento de onda. FIG. 2.11: Potência de ASE típica de um EDFA para um bombeio de 90 mw. Em um sistema de longa distância, para se resolver o problema da atenuação é usual cascatear amplificadores. Isto afeta o sistema de duas formas: a ASE é acumulada conforme se aumenta o número de amplificadores e, conforme o nível da ASE aumenta, os amplificadores começam a saturar e, conseqüentemente, o ganho de sinal é reduzido (AGRAWAL, 1997). A figura de ruído efetiva NF eff para uma cascata de k amplificadores é definida por (AGRAWAL, 1997): 44

45 NF eff = NF 1 + NF 2 + NF 3 NF k (2.32) G 1 G 1.G 2 G 1.G 2...G k 1 Onde, NF j e G j são respectivamente a figura de ruído e o ganho do j -ésimo amplificador, para j = 1,..., k TIPOS DE BOMBEIO EM EDFA S O bombeio nos EDFA s pode variar quanto ao comprimento de onda do sinal de bombeio, em 980 nm ou 1480 nm, e quanto a direção do bombeio, co-propagante e contrapropagante ao sinal de transmissão, ou bi-direcional. Quanto ao comprimento de onda do sinal de bombeio é possivel afirmar que (BECKER, 1999): Para elevadas potências de bombeio, o bombeio em 980nm apresenta um ganho maior, devido à incompleta inversão de população conseguida em 1480 nm; A potência de bombeio requerida para a obtenção de transparência é menor para 1480 nm, devido à maior eficiência quântica; A figura de ruído é menor para 980 nm, pois o fator de inversão de população para 980 nm é menor. Quanto à direção do bombeio é possivel afirmar que (BECKER, 1999): O bombeio co-propagante proporciona uma figura de ruído mais baixa, pois a inversão de população é maior na entrada da fibra, diminuindo a figura de ruído na saída. O bombeio contra-propagante mantém uma potência de saída mais elevada. Consegue-se um amplificador com baixo ruído e elevada potência óptica de saída através de um bombeio híbrido, com 980 nm na direção co-propagante e com 1480 nm na direção contra-propagante AMPLIFICADOR RAMAN Um outro amplificador utilizado em sistemas de comunicações ópticas é o amplificador Raman. O amplificador Raman baseia-se no princípio do espalhamento Raman estimulado (SRS - Stimulated Raman Scattering), onde um fóton de bombeio incidente na fibra transfere parte de sua energia para criar um novo fóton, de maior comprimento de onda. 45

46 O restante da enegia é absorvido pelo meio na forma de fônons ópticos (ISLAM, 2002), (AGRAWAL, 1997). O estudo do amplificador Raman começou na década de 70 e se estendeu até os meados da década de 80, onde o foco foi mudado para o estudo dos EDFAs, contudo nos meados da década de 90, voltou-se a ter um grande interesse no desenvolvimento dos amplificadores Raman (ISLAM, 2002). A luz incidente na fibra atua como bombeio para gerar a radiação deslocada em frequência, que depende dos modos vibracionais do meio, chamada de onda de Stokes. Para intensidades de bombeio muito altas, grande parte da potência é convertida em ondas de Stokes rapidamente dentro do meio (AGRAWAL, 2001). A FIG exemplifica os níveis de energia do espalhamento Raman estimulado. FIG. 2.12: Níveis de energia do espalhamento Raman. O efeito de espalhamento Raman estimulado pode ser entendido como o espalhamento de um fóton de maior energia, para um fóton de menor energia, tal que a diferença de energia aparece na forma de fônons (AGRAWAL, 1997). No amplificador Raman um bombeio, de maior freqüência, transfere potência para o sinal, de menor freqüência, pelo efeito SRS. O amplificador Raman apresenta diversas vantagens em relação ao EDFA (ISLAM, 2002): Apresenta baixo ruído; Esquema simples: a fibra é o próprio meio de amplificação; Independe da janela de transmissão, é não-ressonante; Apresenta distribuição flexível das freqüências do sinal, o amplificador Raman depende apenas da diferença entre o sinal de bombeio e o sinal com a informação; Pode oferecer grande largura de banda que pode ser conseguida combinando o efeito de diversos amplificadores Raman (múltiplos comprimentos de onda). O amplificador Raman também apresenta algumas desvantagens (ISLAM, 2002): 46

47 Eficiência de bombeio menor que a do EDFA; Requer uma longa fibra para que o ganho ocorra, esta desvantagem pode ser compensada combinando ganho e compensação de dispersão em uma mesma fibra; Por necessitar de altas potências de bombeio, são necessários lasers de bombeio de alta potência. Em sistemas WDM pode ocorrer transferência de energia de canais de menor comprimento de onda para canais de maior comprimento de onda, degradando a equalização de potência (CHRAPLYVY, 1983). A FIG é um exemplo do esquema de montagem do amplificador Raman para um bombeio co-propagante. FIG. 2.13: Exemplo do esquema de montagem do amplificador Raman GANHO NO AMPLIFICADOR RAMAN Neste amplificador, o meio onde ocorre a amplificação é a fibra óptica monomodo. Diferentemente do EDFA, não é necessária a utilização de uma fibra dopada. A amplificação pode ser conseguida na mesma fibra utilizada para a transmissão do sinal. Em muitos casos, a amplificação Raman é associada com a compensação da dispersão, no mesmo sistema. Os feixes de bombeio e de sinal, nas freqüências ω p e ω s, respectivamente, são injetados na fibra, através de um acoplador WDM. A energia é transferida do sinal de bombeio para o sinal com a informação através do efeito de espalhamento Raman estimulado (SRS), conforme os dois sinais co-propagam ou contra-propagam ao longo da fibra (AGRAWAL, 1997). O ganho óptico de um amplificador Raman é dado por (AGRAWAL, 1997): 47

48 g(ω) = g R (ω)(p p /a p ) (2.33) Onde P p é a potência de bombeio e a p é a área da seção cruzada do feixe de bombeio na fibra (AGRAWAL, 1997). O coeficiente de ganho Raman g R depende da diferença de freqüência ω = Ω R = ω p ω s. A FIG mostra a variação do coeficiente de ganho Raman em função do desvio de freqüência. Têm-se um ganho máximo para um desvio de freqüência de 13.2 THz e uma banda de 6THz, considerando a largura a meia altura do pico principal (AGRAWAL, 2001). Na região de 1550 nm, 13.2 THz corresponde a aproximadamente 100 nm (ISLAM, 2002). FIG. 2.14: Espectro do coeficiente de ganho Raman para a sílica fundida. As fibras DCF apresentam um coeficiente de ganho de 5 a 10 vezes maior que a STD (FLUDGER, 2003) e por isso são atrativas para serem usadas em amplificadores Raman. As variações de potência do sinal e do bombeio são governadas pelas equações acopladas (AGRAWAL, 1997): dp s /dz = α s P s + (g R /a p )P p P s (2.34) dp p /dz = α p P p (ω p /ω s )(g R /a p )P s P p (2.35) Onde, α p e α s representam a atenuação nas freqüências ω p e ω s, respectivamente. 48

49 Desprezando a depleção do bombeio, o último termo da EQ. 2.35, e resolvendo a EQ e a EQ. 2.35, tem-se a expressão para a potência do sinal na saída de um amplificador de comprimento L (AGRAWAL, 1997): P s (L) = P s (0) exp(g R P 0 L eff /ap α s L). (2.36) Onde P 0 = P p (0) é a potência de bombeio de entrada e L eff é o comprimento efetivo, onde efetivamente ocorre a amplificação do sinal e é definido por (AGRAWAL, 1997): Para α p L >> 1, L eff 1/α p. L eff = [1 exp( α p L)]/α p (2.37) O Ganho do amplificador pode ser dado pela relação entre P s (L) com e sem amplificação Raman (AGRAWAL, 1997): G A = P s (L) P s (0) exp( α s L) = exp(g 0L) (2.38) Onde, g 0 é o ganho de pequenos sinais, definido por (AGRAWAL, 1997): ( ) ( ) P0 Leff g 0 = g R g RP 0 a p L a p α p L Onde, usou-se a aproximação: α p L >> 1. (2.39) Uma expressão aproximada para o ganho saturado do amplificador pode ser obtida da EQ e da EQ. 2.35, assumindo α p = α s, ou seja (AGRAWAL, 1997): 1 + r 0 G s = (2.40) r 0 + G (1+r 0) A Onde r 0 está relacionado à relação de potência entre sinal e bombeio na entrada da fibra (AGRAWAL, 2001), (AGRAWAL, 1997): RUÍDO NO AMPLIFICADOR RAMAN r 0 = ω p ω s P s (0) P 0 (2.41) Uma das grandes vantagens do amplificador Raman é seu baixo ruído. Existem quatro fontes principais de ruído no amplificador Raman (ISLAM, 2002). A primeira deve-se ao batimento do sinal com a ASE. A ASE no amplificador Raman é muito pequena, porém quando a potência de bombeio é muito alta, a ASE que se propaga no sentido contrário ao sinal será refletida e sofrerá amplificação antes de atingir 49

50 o receptor. Em amplificadores Raman com alto ganho, o espalhamento Rayleigh pode aumentar o nível de batimento sinal-ase e, assim, pode limitar a relação sinal-ruído. A densidade espectral de potência da ASE pode ser escrita como (ISLAM, 2002): S ASE (ν) = (G 1)hν[N 2 /(N 2 N 1 )] (2.42) Onde, N 2 é a população do estado superior de energia, N 1 é a população do estado inferior de energia, G é o ganho e hν é a energia do fóton. A figura de ruído pode ser expressa como (ISLAM, 2002): NF = 1 G (2S ASE(ν)/hν + 1) (2.43) Nos amplificadores Raman, o termo N 2 /(N 2 N 1 ) é sempre igual a 1, enquanto que no EDFA, o termo equivalente n sp é geralmente maior que 1 (DESURVIRE, 1994). A segunda fonte de ruído é o crosstalk sinal-bombeio. Devido ao rápido tempo de resposta do espalhamento Raman, as flutuações da potência de bombeio induzem flutuações no ganho e, assim, flutuações na potência do sinal. O ruído em intensidade (RIN) resultante dos canais pode ser pior que o RIN nos lasers de bombeio. Uma análise do impacto devido à transferência de RIN mostrou que para um único trecho de fibra NZDSF, uma penalidade de 0,1 db é esperada para um RIN de bombeio de -110 db/hz, com o sinal de bombeio co-propagante ao sinal com a informação, e -20 db/hz, com o sinal de bombeio contra-propagante ao sinal com a informação. O sistema é rapidamente degradado quando o RIN no bombeio aumenta além destes limites (FLUDGER, 2001b). A causa fundamental deste ruído é a falta de um tempo de vida longo do nível superior de energia (tempo médio de 3 a 6 fs) (ISLAM, 2002), necessário para proteger o ganho de flutuações na intensidade do bombeio. Seu tempo de vida é determinado pelo coeficiente de ganho Raman, pela potência do sinal de bombeio, pelo comprimento da fibra e pela atenuação da fibra (WEY, 1999). A forma usual de evitar estas flutuações é utilizar o esquema de bombeio contra-propagante, que tem o efeito de introduzir um tempo de vida do nível superior de energia, igual ao tempo de trânsito através do amplificador (ISLAM, 2002). A terceira fonte de ruído é a interferência por múltiplos caminhos. No caso de ganhos muito altos, altas potências de sinal de entrada e fibras de áreas efetivas pequenas, com grandes coeficientes de espalhamento Rayleigh na direção para trás, o espalhamento Rayleigh duplo do sinal dentro do amplificador pode resultar em degradação no desempenho do amplificador, devido à interferência entre o sinal e o sinal proveniente do es- 50

51 palhamento Rayleigh duplo. O sinal proveniente do espalhamento Rayleigh duplo ocupa a mesma região espectral do sinal, assim não pode ser removido por filtragem (LEWIS, 1999). A quarta fonte principal de ruído se dá quando, em temperatura ambiente ou mais elevada, existe uma população de fônons ópticos induzidos termicamente na fibra, que podem ser amplificados espontaneamente pelo sinal de bombeio, gerando um ruído para os comprimentos de onda que estão sendo amplificados e estão mais próximos do comprimento de onda de bombeio. A figura de ruído neste caso fica em torno de 5 a 6 db para esses comprimentos de onda mais próximos do bombeio, diferente dos 3 db que é o limite quântico da figura de ruído do amplificador Raman (FLUDGER, 2001a) TIPOS DE AMPLIFICADORES RAMAN O amplificador Raman pode ser de dois tipos: o amplificador Raman distribuído (DRA) e o amplificador Raman concentrado. O amplificador Raman distribuído utiliza a fibra de transmissão de uma rede como o meio para obter a amplificação. Tipicamente, é implementado bombeio contra-propagante (AGRAWAL, 2001), por dispensar a necessidade de filtro na recepção. A FIG 2.15 mostra uma comparação do uso do amplificador Raman distribuído e do concentrado. FIG. 2.15: Potência do sinal em um sistema de transmissão periódico, comparação entre o amplificador Raman concentrado e distribuído. A utilização do DRA reduz a amplitude de excursão de potência do sinal e a necessidade de uma alta potência do sinal na entrada da fibra, reduzindo os efeitos não-lineares, e no final da fibra a potência não é tão baixa, conseqüentemente, a SNR permanece mais alta com o uso do DRA. É possível notar na FIG que o nível de sinal no DRA fica fora da faixa dos efeitos não-lineares e de alto ruído. O aumento na SNR permite maiores 51

52 atenuações do sinal ou transmissões por distâncias mais longas. Nos DRA a figura de ruído pode atingir valores negativos (FLUDGER, 2001a). Nos amplificadores Raman concentrados, o comprimento da fibra que produz ganho é menor e o coeficiente de ganho maior. O sinal de bombeio fica confinado no dispositivo, não passando pela linha de transmissão, isto é conseguido através de isoladores. O amplificador Raman concentrado pode utilizar a DCF como meio de ganho, desta forma além de amplificar, este dispositivo pode ser usado como compensador de dispersão. Uma das possibilidades de configuração em um sistema WDM é utilizar o EDFA como amplificador de linha e o Raman com STD + DCF como pré-amplificador. Uma outra possibilidade do amplificador Raman é a utilização de múltiplos bombeios, para aumentar a banda de transmissão e torná-la mais plana. A FIG mostra um gráfico do ganho de um amplificador Raman concentrado com 5 sinais de bombeio e a composição do ganho total, nota-se que a banda passante é bastante superior a do EDFA ( 35 nm), em torno de 120 nm (FLUDGER, 2001a). FIG. 2.16: Espectro de Ganho para um amplificador Raman com 5 bombeios. 52

53 2.4 ACOPLADORES DE INSERÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS - OADM (ADD- DROP) O OADM (Optical Add-Drop Multiplexer) é um dispositivo utilizado em redes WDM, onde se faz necessário inserir ou extrair canais no domínio óptico, preservando a integridade dos outros canais. Os nós ópticos com funções de OADM são fundamentais na evolução das redes transparentes. Geralmente, o número de canais que serão inseridos/extraídos é bem inferior ao número de canais em trânsito, este número pode ser fixo ou configurável. A FIG mostra um esquema de um OADM fixo. FIG. 2.17: Exemplo de um OADM fixo. Os OADMs convencionais consistem em multiplexadores e demultiplexadores ópticos, interligados de forma a realizar a inserção e extração de canais numa forma fixa. Nos OADMs mais complexos é possível configurar o número de canais a serem inseridos/extraídos e gerenciá-lo localmente. Diversos tipos de OADM vêm sendo desenvolvidos. Um dos esquemas mais simples usa uma série de acopladores direcionais formando uma cadeia de filtros de Mach-Zehnder (MZ) (AGRAWAL, 1997). A tecnologia mais utilizada é a baseada em grades de difração de Bragg (ANDRÉ, 2002), (AGRAWAL, 1997). As grades de Bragg podem ser utilizadas acopladas com filtros MZ, com circuladores ópticos, com acopladores passivos de potência ou ainda com filtros de Fabry-Perot GRADES DE DIFRAÇÃO DE BRAGG COMO DISPOSITIVO DE INSERÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS A grade de Bragg é formada por uma modulação periódica do índice de refração do núcleo da fibra. Isto é conseguido ao se expor esta fibra a raios UV (AGRAWAL, 1997), (ANDRÉ, 2001). Normalmente, são utilizadas fibras dopadas com Germânio. Se a luz se 53

54 propaga em um dispositivo com esta estrutura periódica, uma banda estreita é refletida. O comprimento de onda central é dado por (ANDRÉ, 2001): λ B = 2n eff Λ (2.44) Onde, λ B é o comprimento de onda central, chamado de comprimento de onda de Bragg, n eff é o índice de refração efetivo do modo guiado e Λ é o período do índice de modulação. A FIG mostra uma representação esquemática do funcionamento de uma grade de Bragg. FIG. 2.18: Funcionamento da grade de Bragg. Um esquema simples de utilização de um OADM com grade de Bragg é mostrado na FIG FIG. 2.19: Esquema simples de um OADM utilizando a grade de Bragg. 54

55 Os canais λ 1, λ 2, λ 3,..., λ n são inseridos na porta 1 do primeiro circulador. Todos os canais passam para a porta 2 do primeiro circulador e atingem a grade de Bragg. O canal λ 1, que tem o comprimento de onda de Bragg desta grade, é refletido pela grade de Bragg e pode ser extraído na porta 3 do primeiro circulador. Os canais λ 2, λ 3,..., λ n passam pela grade de Bragg sem serem refletidos e atingem a porta 1 do segundo circulador. Um outro canal, no comprimento de onda λ 1, é inserido na porta 3 do segundo circulador. O canal λ 1 que sai na porta 1 do segundo circulador é refletido pela grade de Bragg e retorna ao circulador, saindo pela porta 2, juntamente com os canais λ 2, λ 3,..., λ n. A grade de Bragg não apresenta uma rejeição perfeita entre o canal refletido e o restante dos canais. O valor médio da rejeição do canal refletido e o restante dos canais é de 30 db (ANDRÉ, 2002) INTERFERÔMETRO DE MACH-ZEHNDER COMO DISPOSITIVO DE IN- SERÇÃO E DERIVAÇÃO DE CANAIS O filtro de Mach-Zehnder pode ser construído conectando duas portas de saída de um acoplador de 3 db com as duas portas de entrada de outro acoplador de 3 db (AGRAWAL, 1997). O primeiro acoplador divide o sinal em duas partes que adquirem variações de fase diferentes, dependendo do comprimento dos braços do interferômetro e esses sinais interferem no segundo acoplador. A FIG mostra um Add-Drop com um interferômetro de Mach-Zehnder e duas grades de Bragg idênticas. Neste dispositivo um sinal WDM é injetado na porta 1, o sinal com o comprimento de onda λ g da grade é refletido e pode ser extraído na porta 2, os outros canais saem na porta 4. Um outro sinal com o comprimento de onda λ g pode ser inserido na porta 3 e combinado na porta 4 (AGRAWAL, 1997). FIG. 2.20: Filtro add/drop constituído de um interferômetro de Mach-Zehnder e duas grades de Bragg em fibra idênticas. 55

56 2.5 REDE COM MULTIPLEXAÇÃO POR DIVISÃO DE COMPRIMENTO DE ONDA (WDM) ANALISADA A crescente demanda por maiores taxas de transmissão e a limitação de taxas conseguidas por multiplexação no domínio elétrico levou ao desenvolvimento de uma técnica de multiplexação que permitisse uma utilização eficaz da banda passante da fibra óptica, a multiplexação por divisão do comprimento de onda - WDM, onde canais em diferentes comprimentos de onda são transmitidos em uma mesma fibra, simultaneamente. Esta técnica é transparente à taxa e à tecnologia de transmissão de cada canal. Os sistemas WDM podem ser utilizados em diversas topologias de rede. Para redes de longa distância uma topologia bastante difundida é a ponto-a-ponto. Nas cidades e centros urbanos uma topologia de rede bastante indicada é a topologia em anel. A topologia em anel permite um esquema de proteção bastante eficiente. Na maior parte das áreas metropolitanas, redes de fibra em anel já são utilizadas pela plataforma SDH (Syncronous Digital Hierarchy) - Hierarquia Digital Síncrona, o que torna a migração para redes WDM em anel ainda mais fácil. Neste trabalho será realizado um estudo experimental e de simulação da Rede WDM da Embratel/CRT. Este estudo se baseia na análise da OSNR dos canais trafegados nesta Rede, na avaliação da Rede com fibras STD e NZDSF e inserção/derivação de canais ópticos REDE WDM EMBRATEL/CRT A rede analisada neste trabalho é a rede de referência da Embratel/CRT, que utiliza o equipamento Alcatel/1686WM. A rede Embratel/CRT consiste de dois anéis SDH interligados por um sistema WDM. O equipamento utilizado é capaz de multiplexar até 16 comprimentos de onda, que são estabelecidos pela grade da norma ITU G.692, com espaçamento de 200 GHz. Na rede original só estavam disponíveis os comprimentos de onda 1558,98 nm (canal 23), e 1557,36 nm (canal 25). O canal no comprimento de onda de 1558,98 nm é conseguido pela conversão opto-eletrônica de comprimento de onda de um sinal em 1310 nm. Foram adicionados mais dois comprimentos de onda, 1550,92 nm (canal 33) e 1547,72 nm (canal 37) e verificado o comportamento da rede. Os números dos canais são correspondentes aos dois últimos dígitos da freqüência óptica correspondente, por exemplo, para o comprimento de onda de 1557,36 nm, o correspondente em freqüência é 192,5 THz, têm-se então o canal

57 A FIG apresenta um esquema simplificado da rede analisada neste trabalho, que consiste da ligação WDM dos dois anéis. Por razões de sigilo, não é possível apresentar a rede completa. A estação 1 (EST. 1), além do multiplexador e dos transmissores (TX s) possui um amplificador de potência (A). A EST. 2 é composta por um amplificador de linha (B). A EST. 3 é composta por um multiplexador de inserção e derivação óptica (OADM) e um amplificador de saída (C). A EST. 4 é composta por um pré-amplificador (D), um demultiplexador e pelos receptores (RX s). Para as medidas, foram utilizadas bobinas de fibras padrão e NZDSF, nos trechos 1 e 2 da FIG As distâncias utilizadas no teste variaram de 25 a 100 km de fibra por trecho. A taxa de transmissão utilizada foi STM-16 (2,5 Gbps). Todos os amplificadores são EDFA s. A atenuação no atenuador é de 20 db. FIG. 2.21: Diagrama simplificado da rede WDM Embratel/CRT COMPENSAÇÃO DA DISPERSÃO NA REDE WDM EMBRATEL/CRT Nos capítulos 3 e 4 serão apresentados os resultados experimentais e simulados para a rede WDM Embratel/CRT, respectivamente. Neste trabalho é proposto um aumento da taxa de transmissão para esta rede utilizando um esquema de compensação da dispersão cromática para a taxa de 40 Gbps por canal. O esquema de compensação de dispersão proposto baseia-se na utilização de fibras DCF de dispersão negativa. A equação de propagação do pulso pode ser descrita por (AGRAWAL, 1997): A(z, t) = 1 ( ) i Ã(0, ω) exp 2π 2 β 2zω 2 iωt dω (2.45) onde, A é a amplitude da envoltória do pulso, Ã(0, ω) é a transformada de Fourier de A(0, t), z é a direção de propagação, ω é a freqüência óptica, β 2 é o parâmetro da GVD e t é o tempo. 57

58 O sinal se propaga sobre múltiplos segmentos de fibra com diferentes características de dispersão. Considerando dois segmentos a EQ se torna (AGRAWAL, 1997): Onde: A(z, t) = 1 [ ] i Ã(0, ω) exp 2π 2 ω2 (β 21 L 1 + β 22 L 2 ) iωt dω (2.46) L = L1 + L2 é o comprimento total do enlace; β 2j é o parâmetro da GVD do segmento de fibra j = 1, 2. Sendo D j (AGRAWAL, 1997): = (2πc/λ 2 )β 2j, a condição para a compensação de dispersão torna-se D 1 L 1 + D 2 L 2 = 0 (2.47) Assim sendo, A(L, t) = A(0, t), quando a condição de dispersão é satisfeita e o pulso volta ao seu formato original. As fibras DCF devem ter D 2 < 0 para compensar as fibras padrão, onde D 1 > 0. Por razões práticas L 2 deve ser o menor possível, então D 2 deve ser bastante negativo. L 2 = (D 1 /D 2 )L 1 (2.48) AVALIAÇÃO DA BER Um dos principais fatores de análise de uma rede é a taxa de erro de bit (BER - Bit Error Rate). A BER é definida como a probabilidade de se receber um bit errado pelo circuito de decisão num total de bits transmitidos, em um período de tempo determinado. O sinal elétrico recebido pelo circuito de decisão é amostrado num determinado instante de decisão. Os valores amostrados flutuam em torno de valores médios, µ 1 e µ 0, correspondendo, respectivamente, aos símbolos lógicos "1" e "0". O circuito de decisão irá comparar os valores amostrados com um valor de limiar e decidir que símbolo lógico foi recebido. A probabilidade média de erro num sistema binário é dada por (AGRAWAL, 1997): BER = p 0 P (1/0) + p 1 P (0/1) (2.49) Onde p 0 e p 1 são as probabilidades iniciais dos bits "0" e "1", respectivamente. P (1/0) e P (0/1) são, respectivamente, a probabilidade de decidir erroneamente por um símbolo lógico "1" quando é enviado um símbolo lógico "0" e a probabilidade de decidir por um símbolo lógico "0" quando foi enviado "1". Assumindo que os símbolos são equiprováveis 58

59 (p 0 = p 1 = 1/2), que o nível lógico de decisão é I D e considerando os ruídos térmico e shot descritos aproximadamente por variáveis aleatórias gaussianas, pode se calcular a BER (AGRAWAL, 1997): Onde: BER = 1/2 (P (1/0) + P (0/1)) (2.50) P (0/1) = 1 ID exp σ 1 2π [ (I I 1) 2 2 σ 2 1 ] di = 1 ( ) 2 erfc I1 I D 2 σ1 (2.51) P (1/0) = 1 σ 0 2π I D exp [ (I I ] 0) 2 di = 1 ( ) 2 σ0 2 2 erfc ID I 0 2 σ0 (2.52) Na expressão σ 2 1 e σ 2 0 são as variâncias correspondentes a cada um dos símbolos lógicos, I é uma amostra do valor de corrente do fotodiodo de recepção e I 1 e I 0 são, respectivamente, os valores de corrente média para cada um dos símbolos lógicos, desconsiderando o ruído. O fator de qualidade Q do sinal pode ser dado por (AGRAWAL, 1997): Q = I 1 I 0 σ 1 σ 0 (2.53) Substituindo a EQ na EQ e na EQ e estas últimas na EQ. 2.50, encontra-se a seguinte expressão para a BER: BER = 1 2 erfc(q/ 2) = 1 2π Q exp( Q 2 /2) (2.54) O fator de qualidade Q pode ser derivado da relação sinal-ruído óptica OSNR, através de (VPI, 2003b): Q(dB) = 20 log ( 2 OSNR B o /B e OSNR ) (2.55) Onde B o e B e são, respectivamente, a largura de banda do filtro óptico que antecede o fotodiodo e a largura de banda do filtro elétrico do receptor. B 0 pode ser aproximado, por exemplo, para a resolução de um analisador de espectro B m. O valor típico de B m é de 0,1 nm ou 12,5 GHz. Esta aproximação não leva em consideração os efeitos como dispersão e não-linearidades. Estes efeitos são considerados através do acréscimo de penalidades de potência na OSNR dos sistemas. Para valores de OSNR maiores que 10 ou 10 db, a EQ pode ser aproximada para (VPI, 2003b) e (GIRARD, 2000): 59

60 Q(dB) = 10 log(osnr db ) + 10 log(b o /B e ) (2.56) Para um sistema de 10 Gbps, com uma B e = 7 GHz e uma B o = 12, 5 GHz, para se obter uma BER de 10 9 é necessária uma OSNR mínima de 18,12 db. A OSNR é a relação entre a potência óptica da portadora P s, e o valor absoluto da potência óptica do ruído N i, no mesmo comprimento de onda da portadora. Em um sistema WDM, se o espaçamento entre canais for menor ou igual a 200 GHz, o valor de N i é interpolado a partir do valor da potência óptica do ruído, medido de ambos os lados do espectro da portadora do sinal a analisar e a uma distância deste sinal igual a metade do espaçamento entre canais λ (GIRARD, 2000). Para um espaçamento maior que 200 GHz, a potência óptica do ruído é interpolada a partir dos valores medidos a 100 GHz da portadora (GIRARD, 2000): N i = N(λ i + λ/2) + N(λ i λ/2) 2 (2.57) Como a potência óptica medida para o ruído varia com a largura espectral do filtro utilizado na medição (resolução do analisador de espectro), a OSNR pode ser normalizada por uma largura espectral de referência B m (GIRARD, 2000) e (ANDRÉ, 2002): OSNR db = 10 log(p s /N i ) + 10 log(b m /B r ) (2.58) 60

61 3 RESULTADOS EXPERIMENTAIS 3.1 INTRODUÇÃO Neste capítulo serão apresentados os resultados experimentais obtidos nas medidas efetuadas na rede de referência Embratel/CRT. Os principais objetivos do teste foram: Avaliar o desempenho dos dispositivos que compõem uma rede WDM; Verificar o comportamento espectral nos pontos de monitoração da rede WDM da Embratel/CRT. Os parâmetros analisados são: comprimento de onda central, banda passante, distância entre canais, OSNR e potência óptica; Analisar o comportamento da rede com inserção e extração de canais ópticos e com a alteração nos tipos e comprimentos das fibras utilizadas no enlaces; Medir a figura de ruído dos amplificadores ópticos do sistema; Verificar a taxa de erro de bits (BER) do sistema em algumas configurações. Na TAB. 3.1 estão descritas as características das fibras utilizadas na rede WDM Embratel/CRT. TAB. 3.1: Características das fibras STD e NZDSF, valores para 1550 nm. Fabricante Atenuação Dispersão PMD Inclinação A eff (db/km) (ps/nm.km) (ps/ km) (ps/nm 2.km) (µm 2 ) XTAL (STD) 0,19 16,5 0, SUMITOMO (NZDSF) 0,2 8,2 0,08 0,06 63,0 61

62 3.2 RESULTADOS OBTIDOS Neste item serão apresentados os resultados obtidos na caracterização dos EDFAs e nas medidas realizadas na Rede WDM CARACTERIZAÇÃO DOS EDFAS Na TAB. 3.2 são apresentados os valores médios de ganho e figura de ruído medidos nos quatro amplificadores utilizados na rede WDM Embratel/CRT. Os amplificadores são os apresentados na FIG Foram realizadas medidas do espectro na entrada e saída dos amplificadores e através da função NF/G, do instrumento WDM Network Tester/MS9720A, foram realizadas as medidas de figura de ruído e ganho. TAB. 3.2: Valores experimentais de ganho e figura de ruído dos amplificadores EDFA da rede. Amplificador Ganho (db) Figura de Ruído (db) A (potência) 21 - B (linha) 17 6,8 C (oadm) 15 5,3 D (pré-amplificador) 35 - Nos casos dos amplificadores A e D as figuras de ruído não foram medidas REDE WDM A FIG. 3.1 mostra um esquema simplificado da rede WDM Embratel/CRT. Os círculos (a, b, c, d, e, f, g) representam os pontos de monitoração da rede. Em todos os pontos de monitoração pode-se medir o ganho espectral, a figura de ruído e a OSNR de todos os canais. FIG. 3.1: Rede WDM Embratel/CRT 62

63 Os resultados apresentados neste item são as medidas de espectro tomadas nos diferentes pontos de monitoração da rede WDM. Todos os gráficos apresentados neste item são de potência óptica (dbm) em função do comprimento de onda (nm). Os canais 23 (1558,98 nm) e 25 (1557,36 nm) são derivados do equipamento da Alcatel/1686WM e possuem potências fixas de saída. Os canais 33 (1550,92 nm) e 37 (1547,72 nm) são originados no equipamento Multi Channel Box/MT9812B da Anritsu, onde é possível atenuar a potência dos canais em até 6 db. O sinal no comprimento de onda de 1544,5 nm é o canal de supervisão do equipamento da Alcatel/1686WM, e portanto, só carrega informação de controle. O instrumento utilizado para efetuar as medidas de espectro foi o WDM Network Tester/MS9720A da Anritsu. A taxa de transmissão dos canais é de 2,5 Gbps. O equipamento WDM da rede analisada pode operar com 16 canais, porém só estavam disponíveis dois canais do equipamento 1686WM da Alcatel e dois canais do equipamento Multi Channel Box/MT9812B da Anritsu. A FIG. 3.2 e a FIG. 3.3 apresentam a medida do espectro no ponto de monitoração da saída do multiplexador (ponto a). Neste ponto, a potência de todos os canais é atenuada de 17 ±2 db para monitoração. Nota-se que conforme se aumenta o número de canais ópticos o nível de potência individual dos canais diminui, conforme pode ser observado comparando-se o espectro da FIG. 3.2 com o da FIG Na FIG. 3.2 o nível de potência dos canais 23 e 25 estão próximos de -27 dbm, enquanto que na FIG. 3.3, com a inserção do canal 33, o nível de potência dos canais 23 e 25 estão próximos de -36 dbm. Esta variação de potência se deve ao fato que o equipamento possui um circuito responsável por controlar a potência total do sistema WDM, de forma que permaneça constante. FIG. 3.2: Espectro de saída do multiplexador com três canais. Na FIG.3.3, a OSNR dos canais 23 e 25 está em torno de 38 db e a OSNR dos canais 63

64 FIG. 3.3: Espectro de saída do multiplexador com quatro canais e mais um de supervisão. 33 e 37 está em torno de 45 db. A OSNR de cada canal é obtida diretamente da leitura do equipamento WDM Network Tester/MS9720A da Anritsu. As FIG. 3.4, 3.5 e 3.6 mostram a medida do espectro da saída do primeiro amplificador da rede (ponto b). Já é possível notar o nível de ruído do EDFA (ASE), diminuindo a relação sinal-ruído dos canais, quando comparados com as FIG. 3.2 e 3.3. De acordo com o manual do equipamento, neste ponto, todo o espectro está atenuado de 23 db para monitoração. A OSNR dos canais 23 e 25 está em torno de 26 db e a OSNR dos canais 33 e 37 está em torno de 33 db. FIG. 3.4: Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com dois canais e mais um de supervisão. 64

65 FIG. 3.5: Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com três canais e mais um de supervisão. FIG. 3.6: Espectro de saída do amplificador de potência (ponto b) com quatro canais e mais um de supervisão. As FIG. 3.7, 3.8, 3.9, 3.10, 3.11 e 3.12 mostram o comportamento espectral dos canais após o amplificador de linha (B, ponto c), de acordo com o número de canais e as respectivas potências de entrada. Neste ponto, todo o espectro está 23 db abaixo da potência de entrada no amplificador, para monitoração. A potência óptica de saída dos canais 33 e 37, provenientes do equipamento da Anritsu, pode ser atenuada em até 6 db. Nas FIG e 3.12 os canais 33 e 37 não estão atenuados e nas FIG. 3.7, 3.8, 3.9, 3.11 e 3.12 os canais 33 e 37 estão atenuados de 6 db. 65

66 FIG. 3.7: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com um canal (25) e mais um de supervisão. FIG. 3.8: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com dois canais (23 e 25) e mais um de supervisão. FIG. 3.9: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23, 25 e 37) e mais um de supervisão. 66

67 FIG. 3.10: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com três canais (23, 25 e 37, canal 37 sem atenuação de 6 db) e mais um de supervisão. FIG. 3.11: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23, 25, 33 e 37) e mais um de supervisão. FIG. 3.12: Espectro de saída do amplificador de linha (ponto c) com quatro canais (23, 25, 33 e 37, canais 33 e 37 sem atenuação de 6 db) e mais um de supervisão. 67

68 A TAB. 3.3 mostra os valores de OSNR para cada canal, nas diversas configurações apresentadas nas FIG. 3.7, 3.8, 3.9, 3.10, 3.11 e TAB. 3.3: Valores de OSNR dos canais na saída do amplificador de linha (ponto c). Figura OSNR(dB) ch. 37 OSNR(dB) ch. 33 OSNR(dB) ch. 25 OSNR(dB) ch. 23 FIG ,76 - FIG ,15 24,69 FIG ,33-24,29 23,83 FIG ,17-22,82 22,35 FIG ,59 30,61 23,83 23,58 FIG ,45 32,29 20,31 20,13 Comparando-se a OSNR do canal 25 nas FIG. 3.7, 3.8, 3.9 e 3.11, é possível notar que o aumento do número de canais na rede WDM provoca uma diminuição da OSNR individual do canal. Neste caso, a inserção de um canal óptico provocou uma degradação na OSNR de 0,45 db a 1,6 db. Comparando-se a FIG. 3.9 com a FIG. 3.10, é possível notar que o aumento de potência do canal 37, provoca a degradação de 1,5 db na OSNR dos canais 25 e 23. Comparando-se a FIG com a FIG é possível notar que o aumento de potência dos canais 33 e 37, provoca a degradação de 3,5 db na OSNR dos canais 25 e 23. O amplificador B é o segundo amplificador da rede WDM e também introduz ruído, aumentando o nível da ASE. O aumento do nível da ASE diminui a OSNR dos canais. Isto é possível observar comparando-se as FIG. 3.6 e Na FIG. 3.11, a OSNR dos canais 37 e 33 diminuiu em torno de 3 db e a dos canais 25 e 23 diminuiu em torno de 2 db. As FIG. 3.13, 3.14, 3.15 e 3.16 estão relacionadas ao OADM da rede WDM. De acordo com o manual do equipamento a potência de entrada de monitoração está a 16 db abaixo da potência de entrada óptica e a potência de saída de monitoração está a 23 db abaixo da potência de saída óptica (ALCATEL, 2000). As FIG e 3.14 apresentam o espectro de entrada no OADM, após o trecho 1 (ponto d) com 50 km de fibra STD e NZDSF, respectivamente. A OSNR dos canais apresentados na FIG não apresentam diferença significativa comparadas a OSNR dos canais mostrados na FIG Comparando-se a FIG com a FIG. 3.13, nota-se que a OSNR dos canais 23 e 25 não apresentaram alteração após os 50 km de fibra, porém a OSNR dos canais 37 e 33 diminuíram em torno de 2,5 db. A relação sinal-ruído deveria se manter constante para todos os canais, porém como no ponto de monitoração o sinal 68

69 já passou por um circuito eletrônico, os canais 37 e 33, que apresentavam uma potência maior, podem ter sofrido maior degradação. As FIG e 3.16 apresentam o espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e), após o trecho 1 com 50 km de fibra STD e NZDSF, respectivamente. A OSNR dos canais na FIG não apresentam diferença significativa comparadas a OSNR dos canais na FIG O OADM instalado na rede Embratel/CRT permite inserção/derivação de até 4 canais (29, 27, 25 e 23). A perda de inserção deste dispositivo é de 9 db. Comparando-se as FIG e 3.14 com as FIG e 3.16 é possível notar que a OSNR dos canais 25 e 23 aumenta em torno de 5 db. A variação na OSNR dos canais 25 e 23 é positiva, pois, com o filtro WDM no OADM, o nível de ruído diminui. Este filtro WDM do OADM é o responsável pelas ondulações nos espectros das FIG e FIG. 3.13: Espectro de entrada no OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibra STD. FIG. 3.14: Espectro de entrada do OADM (ponto d) após trecho 1 com 50 km de fibra NZDSF. 69

70 FIG. 3.15: Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com 50 km de fibra STD. FIG. 3.16: Espectro de saída do amplificador do OADM (ponto e) após trecho 1 com 50 km de fibra NZDSF. 70

71 As FIG. 3.17, , 3.20, 3.21 e 3.22 mostram o comportamento do sinal na entrada do pré-amplificador (ponto f). Foram variados os parâmetros de tipo e comprimento das fibras utilizadas nos trechos 1 e 2. Neste ponto, todo o espectro é atenuado de 13 db para monitoração. É possível observar que a utilização de fibras NZDSF provoca uma diminuição na OSNR quando comparada com a fibra STD. É possível notar esta diferença comparando os canais 23 e 25 da FIG e da FIG A TAB. 3.4 apresenta os valores de OSNR dos canais na entrada do pré-amplificador. Em (DEMAREST, 2002) e (EISELT, 1999) é realizado um estudo comparativo dos sistemas WDM com fibras STD e NZDSF. Os sistemas com fibra STD apresentaram um desempenho superior aos sistemas que utilizaram fibras NZDSF. Neste trabalho isto é confirmado, pois se observou que os canais nas configurações que utilizaram fibras NZDSF apresentaram uma relação sinal-ruído menor que os canais nas configurações com fibras STD. Em (MAURO, 2001) também é realizado um estudo comparativo entre sistemas que utilizam fibras STD e NZDSF. Em algumas condições de compensação de dispersão, os sistemas que utilizaram fibras STD também apresentaram um fator de qualidade maior do que os sistemas que utilizaram fibras NZDSF. Comparando-se a FIG com a FIG. 3.18, é possível notar que o nível de ruído diminui em torno de 5 db, o que é coerente considerando que houve um aumento de 25 km de fibra STD no trecho 2 e a atenuação desta fibra é de 0,2 db/km. Porém quando compara-se a FIG com a FIG. 3.20, que corresponde a um aumento de 25 km de fibra NZDSF, verifica-se uma atenuação de 10 db e quando compara-se a FIG com a FIG verifica-se uma atenuação de 15 db. Isto sugere que uma das bobinas que indicavam 25 km de fibra NZDSF estaria com, na verdade, 50 km de fibra NZDSF. TAB. 3.4: Valores de OSNR dos canais na entrada do pré-amplificador (ponto f). Figura OSNR(dB) ch. 37 OSNR(dB) ch. 25 OSNR(dB) ch. 23 FIG ,0 26,4 24,5 FIG ,0 26,1 25,9 FIG ,0 18,2 17,9 FIG ,0 18,3 17,9 FIG ,5 24,8 24,5 FIG ,5 24,2 23,9 71

72 FIG. 3.17: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 25 km STD. FIG. 3.18: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 50 km STD. FIG. 3.19: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 25 km NZDSF 72

73 FIG. 3.20: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF. FIG. 3.21: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km STD. FIG. 3.22: Espectro de entrada do pré-amplificador (ponto f) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km NZDSF. 73

74 As FIG. 3.23, 3.24, 3.25 e 3.26 mostram o sinal na entrada do demultiplexador da rede (ponto g). Neste ponto, todo o espectro é atenuado de 16 ±2 db para monitoração (ALCATEL, 2000). O sinal passa por um filtro que elimina os comprimentos de onda menores que 1545 nm. Comparando-se as FIG e 3.24, observa-se que a configuração com fibra STD apresentou um desempenho superior à configuração com fibra NZDSF, sendo a OSNR dos canais da FIG em torno de 7 db maiores que a OSNR dos canais da FIG Comparando-se as FIG e 3.26, observa-se que, ao aumentar-se a distância do trecho 2, o ruído não é atenuado, devido aos produtos de intermodulação do efeito não-linear de mistura de quatro ondas (FWM) que estão sendo gerados (GAUCHARD, 1999), diminuindo assim a OSNR dos canais. É possível observar na FIG que a OSNR dos canais 23 e 25 ficam menores que 17 db. Para este valor de OSNR, o sinal começa a apresentar uma BER maior que 10 9 (AGRAWAL, 1997). FIG. 3.23: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 50 km STD, com atenuação de 6 db nos canais 33 e

75 FIG. 3.24: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF, com atenuação de 6 db nos canais 33 e 37. FIG. 3.25: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF, sem atenuação de 6 db nos canais 33 e 37. FIG. 3.26: Espectro de entrada no demultiplexador (ponto g) trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 75 km NZDSF, sem atenuação de 6 db nos canais 33 e

76 3.2.3 INSERÇÃO E EXTRAÇÃO DE CANAL NO ADD-DROP DA REDE WDM O OADM utilizado na rede WDM Embratel/CRT é configurável com possibilidade de inserção/extração de até 4 canais. Foi efetuado um teste de extração/inserção do canal 23 (1558,98 nm). Neste caso, utilizou-se apenas dois canais (23 e 25). A FIG mostra o canal 23 extraído. A OSNR do canal está em torno de 45 db. FIG. 3.27: Espectro do canal 23 (1558,98 nm) extraído no OADM. A FIG mostra o espectro do sinal WDM sem o canal 23. Observa-se que o valor de rejeição do canal está em torno de 34 db. FIG. 3.28: Espectro do sinal WDM no OADM, sem o canal 23 (1558,98 nm). A FIG mostra o espectro do sinal WDM com um outro sinal, inserido no comprimento de onda do canal 23 (1558,98 nm). 76

77 FIG. 3.29: Espectro do sinal WDM no OADM, com outro sinal inserido no comprimento de onda canal 23 (1558,98 nm) MEDIDA DE BER NA REDE WDM Para a medida de BER na rede WDM foi montado o esquema da FIG Ligou-se a saída do medidor em 1310 nm na entrada do transponder (canal 23). Ligou-se a saída do transponder da estação 1 na entrada do medidor. O canal monitorado foi o canal 23 (1558,9 nm). Na estação 4 fez-se um loop entre TX e RX. O sinal gerado foi um STM16 (2,5 Gbps), com uma PRBS (Pseudo Random Bit Sequence) de , ou seja, de 8,4 x 10 6 bits. O sinal gerado foi comparado com o sinal na entrada do medidor sendo verificada, pelo equipamento, a taxa de erros de bits (BER) introduzida pelo sistema. FIG. 3.30: Esquema de montagem da rede WDM para a medida de BER. Foram analisadas três configurações, com fibra STD e com fibra NZDSF. A fibra NZDSF apresentou maior suscetibilidade às variações de potência dos canais, pois apresenta níveis menores de OSNR, quando comparada com a fibra STD. As configurações 77

78 com fibra STD, na taxa de 2,5 Gbps, apresentaram melhor desempenho. Foram montadas três configurações para a FIG e medidas a taxa de erro do sistema. Na primeira configuração utilizou-se 50 km de fibra STD em cada trecho da rede WDM. O sistema não apresentou erro nesta configuração. Na segunda configuração utilizou-se 100 km de fibra STD em cada trecho da rede WDM. O sistema também não apresentou erro nesta configuração. Na terceira configuração utilizou-se 75 km de fibra NZDSF em cada trecho da rede WDM. Variando-se a potência dos canais 33 e 37 foi possível determinar as condições em que seria possível utilizar o sistema WDM nesta configuração. A TAB. 3.5 mostra a variação da BER em função da atenuação dos canais 33 e 37, para esta configuração. Nesta configuração o sistema apresentou uma BER pior que 10 9 para algumas condições. O sinal começa a apresentar erro (BER < 10 6 ) para atenuações menores que 3 db nos dois canais ou para atenuações menores que 6 db no canal 33. Como o comprimento de onda do canal 33 está mais próximo do canal 23, esse tem maior influência sobre o canal 23, do que o canal 37. TAB. 3.5: Medida de BER na rede WDM Embratel/CRT para trecho 1 e 2 com 75 km de fibra NZDSF, cada um. Atenuação # 37 (db) Atenuação # 33 (db) Resultado 6 0 BER > BER > BER > BER > BER < BER < BER <

79 4 RESULTADOS DA SIMULAÇÃO 4.1 INTRODUÇÃO Neste capítulo serão apresentados os resultados da simulação realizada no simulador VPI, que será descrito no item 4.2. Estes resultados serão comparados com os resultados obtidos experimentalmente, apresentados no capítulo 3. No item será analisado o desempenho de um enlace em função da variação do coeficiente de PMD da fibra. Nos itens e serão apresentados os resultados de caracterização do EDFA e da rede WDM Embratel/CRT utilizando o EDFA, respectivamente. No item serão apresentados os resultados espectrais obtidos com a inserção e derivação de um canal no OADM nesta rede WDM. Nos itens e serão apresentados, respectivamente, os resultados da caracterização do amplificador Raman e da rede WDM com amplificador Raman. 4.2 SIMULADOR VPI O simulador VPI é uma ferramenta utilizada na simulação de sistemas de comunicação óptica. O simulador VPI possui diversos módulos, como o VPItransmissionMaker e o VPIcomponentMaker (VPI, 2003a), (VPI, 2003b). O VPIcomponentMaker é o ambiente do simulador que contém os componentes ópticos como a fibra óptica, o laser e o multiplexador e medidores como o analisador de espectro óptico e o osciloscópio. Esses componentes são transferidos para o VPItransmissionMaker para realizar o esquema de montagem. O VPItransmissionMaker é um ambiente gráfico que simula numericamente os efeitos observados nos sistemas de transmissão ópticos. No VPItransmissionMaker é possível realizar a alteração dos parâmetros dos componentes ópticos utilizados na montagem do sistema a ser simulado. 79

80 Na TAB. 4.1 são apresentados todos os componentes utilizados neste trabalho para a realização das simulações que serão apresentadas no item 4.3. TAB. 4.1: Descrição dos componentes utilizados no simulador VPI. 80

81 81

82 82

83 4.3 RESULTADOS OBTIDOS NA SIMULAÇÃO PMD Os resultados desta seção são os obtidos variando-se o coeficiente de PMD de um enlace utilizando fibra STD e NZDSF. Como mencionado no capítulo 2, de acordo com a ITU, para um alargamento máximo de 10% do período do bit, tem-se uma probabilidade de 99,994% da penalidade de potência devido a esse alargamento ser menor que 1 db (GIRARD, 2000). A FIG. 4.1 mostra o esquema de montagem utilizado no VPI para a simulação de PMD. FIG. 4.1: Esquema de montagem do VPI para análise de PMD. Foram realizadas simulações variando-se os tipos e comprimentos da fibra e seus valores de dispersão. Para uma taxa de 10 Gbps, 10% do período do bit é igual a 10 ps. O máximo coeficiente de PMD permitido pela ITU, D p, é igual a 10 ps dividido pela raiz quadrada da distância da fibra em km. Para uma fibra de 50 km, o coeficiente de PMD máximo é de 1,41 ps/ km. Para uma fibra de 100 km, o coeficiente de PMD máximo é de 1 ps/ km. No caso de 40 Gbps, o coeficiente de PMD máximo para uma fibra de 50km é de 0,35 ps/ km. Neste trabalho não são apresentadas medidas experimentais dos coeficientes de PMD. As FIG. 4.2, 4.3, 4.4 e 4.5 mostram a BER em função da potência de entrada da fibra, variando-se o coeficiente de PMD, D p. Comparando-se as FIG. 4.2 e 4.3, observa-se que em uma fibra padrão de 50 km, para a taxa de 10 Gbps e D p = 1, 41 ps/ km, a potência necessária para se obter uma BER de 10 9 é de -7,9 dbm. Para uma fibra NZDSF, a potência necessária para se obter a mesma BER é de -9,5 dbm. A diferença de potência necessária para se obter uma BER de 10 9 entre as curvas de D p = 1,41 ps/ km e D p = 5 ps/ km é de 1,2 db para a fibra 83

84 padrão e de 0,5 db para a fibra NZDSF, onde se conclui que as redes que utilizam fibras STD são mais sensíveis às variações do coeficiente de PMD do que as redes que utilizam fibras NZDSF. Na FIG. 4.4 é apresentado o resultado da simulação para uma fibra padrão de 100 km em 10 Gbps, com um amplificador de G = 15 db após a fibra. A potência necessária para se obter uma BER de 10 9 é de -7,25 dbm para um D p = 1 ps/ km. Este resultado é melhor que o apresentado na FIG. 4.2 para a mesma taxa, devido ao ganho do amplificador. Como pode ser observado na FIG. 4.5, para a fibra NZDSF com 50 km operando em uma taxa de transmissão de 40 Gbps e com um D p = 0, 35 ps/ km, a potência necessária para se obter uma BER de 10 9 é de -0,1 dbm, 9,4 db a mais que para um D p = 1, 4 ps/ km, em 10 Gbps, como mostra a FIG FIG. 4.2: BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 50 km, 10Gbps. 84

85 FIG. 4.3: BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 10Gbps. FIG. 4.4: BER em função da Potência de entrada - Fibra STD com 100 km, 10Gbps. Amplificador de G = 15 db após a fibra. 85

86 FIG. 4.5: BER em função da Potência de entrada - Fibra NZDSF com 50 km, 40Gbps CARACTERIZAÇÃO DO EDFA Os resultados desta seção mostram a caracterização do amplificador a fibra dopada com Érbio. Para montar a rede WDM Embratel/CRT a ser simulada foram definidos alguns parâmetros dos EDFAs utilizados pelas suas características de ganho e figura de ruído. Os parâmetros do módulo do EDFA do VPI alterados foram o comprimento da fibra dopada e a potência de bombeio, para um bombeio contra-propagante em 1480 nm, de forma que os amplificadores utilizados na rede apresentassem um ganho próximo aos valores experimentais da TAB A FIG. 4.6 mostra a variação do ganho em função da potência do sinal de entrada no amplificador. Na FIG. 4.6, observa-se que o ganho é diretamente proporcional a variação do comprimento da fibra e da potência de bombeio do EDFA. Por exemplo, para uma potência do sinal de entrada de -20 dbm, tem-se: G = 16,25 db para L = 15 m e P b = 100 mw; G = 22 db para L = 20 m e P b = 150 mw e G = 37,5 db para L = 35 m e P b = 300 mw. A FIG. 4.7 apresenta a variação da figura de ruído do EDFA em função do comprimento de onda para alguns valores de comprimento de fibra dopada e potência de bombeio. 86

87 FIG. 4.6: Ganho em função da Potência do sinal de entrada no EDFA Para valores próximos a 1546 nm, a figura de ruído apresenta valores maiores que na região de 1553 nm, pois na região de 1546 nm, a ASE é maior. Isto poderá ser observado no item onde são apresentados os espectros resultantes da simulação da rede WDM. A FIG. 4.8 mostra a variação da figura de ruído em função do comprimento de onda para os quatro amplificadores em cascata da rede WDM. Os resultados de simulação aproximam-se bastante dos valores experimentais da figura de ruído do enlace WDM. Por exemplo, para o comprimento de onda 1547,7 nm, o valor da figura de ruído medido foi de 17,3 db e o simulado de 16,2 db. Para o comprimento de onda de 1552,7 nm, o valor de figura de ruído medido foi de 13 db e o simulado de 13,7 db. Nota-se que, devido a cascata de amplificadores, o ruído acumulado é elevado, sendo superior a 9 db. 87

88 FIG. 4.7: Figura de Ruído do EDFA em função do comprimento de onda. FIG. 4.8: Figura de Ruído de 4 EDFAs em cascata em função do comprimento de onda. 88

89 4.3.3 REDE WDM EMBRATEL/CRT UTILIZANDO O EDFA Nesta seção serão analisados e comparados os espectros obtidos na simulação da rede WDM Embratel/CRT com os resultados obtidos experimentalmente. Os parâmetros das fibras da TAB. 3.1, fornecidos pelos respectivos fabricantes e distribuidores, foram obtidos após a realização da simulação e portanto não foram usados nesta simulação. Para a simulação foram utilizados os valores da TAB Além das fibras STD e NZDSF usou-se também a fibra com dispersão compensada (DCF) na simulação. TAB. 4.2: Características das fibras STD, NZD e DCF, valores para 1550 nm. Tipo Atenuação Dispersão PMD Inclinação A eff Fator não-linear (db/km) (ps/nm.km) ps/ km ps/nm 2.km µm 2 m 2 /W STD 0,2 16 0,5 0, ,6E-20 NZDSF 0,2 4 0,5 0, ,6E-20 DCF 0,5-90 0,1 0, ,0E-20 A FIG. 4.9 mostra o esquema utilizado no VPI para a análise de rede WDM. FIG. 4.9: Rede WDM no VPI. A TAB. 4.3 mostra os principais parâmetros de cada componente utilizado na rede. Os amplificadores ópticos possuem comprimentos de fibra dopada e potências de bombeio distintos entre si para representarem adequadamente os EDFAs da Rede WDM da Embratel/CRT. 89

90 TAB. 4.3: Principais parâmetros dos componentes da rede WDM. Componente Parâmetro Valor Unidade MUX Perda de Inserção 6,5 db DEMUX Perda de Inserção 6,5 db AMP. A Comprimento da fibra dopada 15 m Potência de bombeio 150 mw AMP. B Comprimento da fibra dopada 15 m Potência de bombeio 100 mw AMP. C Comprimento da fibra dopada 20 m Potência de bombeio 150 mw AMP. D Comprimento da fibra dopada 35 m Potência de bombeio 300 mw OADM Perda de inserção entrada-saída 9 db Perda de inserção entrada-derivação 7 db Perda de inserção inserção-saída 4 db Atenuador Atenuação 20 db TX1 Potência de saída 0,5 mw Comprimento de onda 1559 nm Ordem da PRBS 23 - TX2 Potência de saída 0,5 mw Comprimento de onda 1557 nm Ordem da PRBS 23 - TX3 Potência de saída 1 mw Comprimento de onda 1547 nm Ordem da PRBS 23 - TX4 (supervisão) Potência de saída 1 mw Comprimento de onda 1544 nm Ordem da PRBS 23 - RX1, RX2, RX3 e RX4 Responsividade 0,7 A/W Ruído Térmico 15 A/ Hz Corrente de escuro 10 na 90

91 As FIG. de 4.10 a 4.16 apresentam os resultados espectrais de simulação para alguns pontos da rede WDM da FIG As FIG. 4.10, 4.11, 4.12 e 4.13 podem ser comparadas com os resultados experimentais das FIG. 3.18, 3.20, 3.21 e 3.22 respectivamente. A FIG pode ser comparada com a FIG As FIG e 4.16 podem ser comparadas com as FIG. 3.9 e 3.10, respectivamente. A TAB. 4.4 mostra um resumo com os valores aproximados de potência de cada canal WDM e o nível de potência de ASE, dos resultados experimentais e simulados. É possível verificar na TAB. 4.4, que os níveis de potência dos canais e da ASE dos resultados da simulação são próximos dos resultados experimentais. TAB. 4.4: Valores de potência dos resultados experimentais e simulados da rede WDM Figura Potência da ASE Potência # 37 Potência # 25 Potência # 23 (dbm) (dbm) (dbm) (dbm) FIG.4.10 (simulado) FIG.3.18 (medido) FIG.4.11 (simulado) FIG.3.20 (medido) , ,5 FIG.4.12 (simulado) FIG.3.21 (medido) FIG.4.13 (simulado) FIG.3.22 (medido) , FIG.4.14 (simulado) , FIG.3.5 (medido) ,5-22 FIG.4.15 (simulado) FIG.3.9 (medido) ,5-36 FIG.4.16 (simulado) ,5 FIG.3.10 (medido)

92 FIG. 4.10: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 50 km STD) FIG. 4.11: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 50 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mw. FIG. 4.12: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km STD) Potência de TX3 = 4 mw. 92

93 FIG. 4.13: Espectro de entrada do pré-amplificador (D) (trecho 1 = 50 km STD e trecho 2 = 100 km NZDSF) e Potência de TX3 = 4 mw. FIG. 4.14: Espectro de saída do amplificador de potência (A). FIG. 4.15: Espectro de saída do amplificador de linha (B). 93

94 FIG. 4.16: Espectro de saída do amplificador de linha (B), Potência de TX3 = 4 mw. A seguir são apresentados os resultados do cálculo de BER para a rede WDM apresentada neste trabalho, para 10 Gbps e 40 Gbps. Foi aumentado o número de canais de 4 para 8 e 16 canais, com potência de 1 mw cada. Na taxa de 2,5 Gbps, a BER apresentada foi muito pequena. 10 Gbps Os gráficos da FIG mostram a variação da BER em função do comprimento de onda para 4, 8 e 16 canais WDM, onde é possível observar o comportamento similar de variação de BER para 8 e 16 canais. A configuração utilizada foi fibra do trecho 1 com 50 km STD e fibra do trecho 2 com 100 km NZDSF. A rede WDM com 4 e 8 canais apresenta uma BER sempre menor que Para 16 canais, apenas o canal no comprimento de onda de 1557,3 apresentou uma BER ligeiramente acima de O gráfico da FIG mostra a variação da BER em função da potência de entrada do canal no comprimento de onda 1557,3 nm, na entrada da fibra do trecho 1, para o caso de 16 canais. Foi alterada a potência apenas do canal em 1557,3 nm. Neste caso, a BER é menor que 10 9 para uma potência de entrada na fibra superior a - 5,6 dbm. Aumentando-se o valor de potência do canal, a OSNR também aumenta, diminuindo a BER. 94

95 FIG. 4.17: Gráfico de BER em função do comprimento de onda, para o sistema WDM, 4, 8 e 16 canais - 10 Gbps. FIG. 4.18: Gráfico de BER em função da potência de entrada do canal 1557,3 nm para 16 canais - 10 Gbps. 95

96 40 Gbps No caso de 40Gbps, a BER é muito ruim sem que se introduza nenhum esquema de compensação de dispersão. Neste trabalho é proposto um esquema simples de compensação de dispersão utilizando fibras DCF (AGRAWAL, 1997). A FIG mostra o diagrama da rede com compensação de dispersão. Nesta configuração têm-se no trecho 1, 42,5 km de fibra padrão + 7,5 km de fibra DCF e no trecho 2, 85 km de fibra padrão + 15 km de fibra DCF. Fazendo o cálculo de dispersão total temos: D 1 L 1 +D 2 L 2 +D 3 L 3 +D 4 L 4 = 42, , 5 ( 90) ( 90) = 15ps/nm (4.1) FIG. 4.19: Esquema de compensação de dispersão no WDM. Foi feita a simulação da rede WDM para 4, 8, 16 e 32 canais em 40 Gbps, com potência de 1 mw cada. Para a rede com 32 canais foi utilizado um espaçamento entre canais de 100 GHz, enquanto que para 4, 8 e 16 foi utilizado um espaçamento de 200 GHz. A FIG mostra a variação da BER com a potência de entrada do canal com comprimento de onda de 1552,5 nm. Foi alterada apenas a potência deste canal. O comportamento da BER na rede WDM com 4 e 8 canais é similar, assim como para 16 e 32 canais. Em uma rede com 4 canais para uma pequena variação de potência, a variação da BER é grande, pois aumentando-se a potência de -15,75 dbm para -15,5 dbm, a BER diminui de 10 9 para Já em uma rede com 32 canais, para se conseguir uma mesma variação da BER, a potência de entrada deve aumentar de -8,6 dbm para - 4,1 dbm. Isto se deve ao fato de que em um sistema DWDM (32 canais) a variação da potência em apenas um canal altera pouco a potência do sistema como um todo. Já sistemas com um número menor de canais, são mais sensíveis a esta alteração. 96

97 FIG. 4.20: BER em função da Potência de entrada - 40 Gbps ADD-DROP NA REDE WDM No sistema WDM da Embratel foi efetuado um teste para inserir e derivar um canal no módulo OADM. O canal monitorado foi o de comprimento de onda 1558,9 nm. As FIG. 4.21, 4.22 e 4.23 representam o espectro, o diagrama de olho e a curva de BER do canal extraído no OADM, respectivamente. As FIG. 4.24, 4.25 e 4.26 representam o espectro, o diagrama de olho e a curva de BER da recepção do canal inserido no OADM, respectivamente. O canal derivado apresenta uma OSNR de 56 db, enquanto que a OSNR do canal na recepção é de 58 db. É necessária uma potência de -24,4 dbm para se obter uma BER de 10 9 no canal na recepção, enquanto que necessita-se de uma potência de -3 dbm, para se obter uma BER de 10 9 no canal derivado. O diagrama de olho do canal derivado está mais fechado que o do canal inserido assim como a largura a 20 db do espectro do canal derivado está mais estreita que a do canal inserido, porém o diagrama de olho e o espectro do canal derivado foram medidos para uma BER melhor quando comparada com a condição em que foram medidos o diagrama de olho e o espectro do canal inserido. 97

98 FIG. 4.21: Espectro do canal derivado no OADM em 1558,9 nm. FIG. 4.22: Diagrama de olho do canal derivado no OADM em 1558,9 nm. 98

99 FIG. 4.23: Curva de BER em função da Potência de entrada do canal derivado no OADM em 1558,9 nm. FIG. 4.24: Espectro do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção. 99

100 FIG. 4.25: Diagrama de olho do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção. FIG. 4.26: Curva de BER em função da Potência de entrada do canal inserido no OADM em 1558,9 nm, na recepção. 100

101 4.3.5 CARACTERIZAÇÃO DO AMPLIFICADOR RAMAN Para a caracterização do amplificador Raman distribuído foi realizada a montagem da FIG no VPI. FIG. 4.27: Montagem no VPI para caracterização do amplificador Raman Nesta montagem, foi utilizado laser CW, de bombeio, na freqüência de 200 THz (1500 nm). No módulo Conjunto de testes do Amplificador (Test Set Amplifier) do VPI é possível obter diretamente os valores de ganho e figura de ruído do amplificador Raman. Variou-se os seguintes parâmetros do sistema para a caracterização do amplificador Raman: Comprimento da fibra óptica; Tipo da fibra óptica (STD ou NZDSF); Potência de bombeio do laser CW; Sentido do bombeio na fibra óptica, co e contra-propagante ao sinal. A modificação no tipo de fibra óptica utilizada não alterou os valores de ganho e figura de ruído, como era de se esperar, pois os parâmetros utilizados tanto para o ganho como para a figura de ruído são os mesmos para as 2 fibras (item 2.3.2). A modificação do sentido de bombeio da fibra não provocou alteração nos valores de ganho, como era de se esperar pois os parâmetros utilizados para o ganho são os mesmos para os dois tipos de bombeio (item 2.3.2). O gráfico da FIG mostra a variação do ganho devido ao efeito Raman na fibra óptica. 101

102 FIG. 4.28: Ganho no amplificador Raman Observa-se que conforme se aumenta a potência de bombeio, o ganho aumenta, como era de se esperar uma vez que com uma maior potência de bombeio, tem-se uma maior inversão de população e conseqüentemente, maior ganho. Porém, o valor do ganho não aumenta indefinidamente. Aumenta até um limite imposto pela saturação do amplificador. A diferença entre o ganho para 50 km e 100 km, com uma potência de bombeio de 300 mw, é de 10 db, que é a atenuação da fibra em 50 km. Conforme se aumenta o comprimento da fibra, maior é a atenuação e menor é o ganho. O gráfico da FIG mostra a variação da figura de ruído, para o amplificador Raman de bombeio contra-propagante. Em (HANSEN, 1998), a figura de ruído equivalente do amplificador Raman distribuído é dada por: NF DRA = (1/G on off )(P ASE /hνb m ) (4.2) Onde, G on off é o ganho do amplificador Raman resultante da relação da potência de saída do sinal com o bombeio ativo pela potência de saída do sinal com o bombeio desligado e P ASE é a potência da ASE medida na largura de banda B m. Uma figura de ruído negativa pode parecer incoerente em princípio. A razão para este desempenho se deve ao fato da amplificação Raman se estender ao longo da fibra, assim o nível do sinal é sempre melhor que no final de uma fibra sem bombeio (HANSEN, 1998). 102

103 A potência de bombeio é transferida para o sinal, assim a OSNR de saída é superior a OSNR de entrada. Resultados semelhantes também são vistos em (FLUDGER, 2001a). Na região de maior ganho, conforme se aumenta a potência de bombeio e o comprimento da fibra, a figura de ruído diminui. FIG. 4.29: Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio contra-propagante. O gráfico da FIG mostra a variação da figura de ruído, para o amplificador Raman de bombeio co e contra-propagante, em uma fibra de 100 km. Observa-se que, para um bombeio contra-propagante, a figura de ruído apresenta valores maiores do que para um bombeio co-propagante, pois no final da fibra, em bombeio contra-propagante, a potência do bombeio é maior levando a um ruído maior. 103

104 FIG. 4.30: Figura de ruído no amplificador Raman, bombeio co e contra-propagante, 100 km REDE WDM UTILIZANDO O AMPLIFICADOR RAMAN Nesta seção será analisado o comportamento de uma rede WDM com o uso dos amplificadores Raman. O esquema de montagem é semelhante ao da Rede WDM da FIG. 4.9, porém com alguns amplificadores EDFA sendo substituídos por amplificadores Raman. As configurações utilizadas são as seguintes: RAM1: AMP C + trecho 2 substituído por trecho de fibra de tamanho L 2 com bombeio contra-propagante de potência P 2 e trecho 1 = 50 km de fibra NZDSF. RAM2: AMP B + trecho 1 e AMP C + trecho 2 substituídos por trechos de fibra de tamanhos L 1 e L 2 com bombeios contra-propagantes de potência P 1 e P 2, respectivamente. Para estabelecer um critério de comparação as FIG e 4.32 mostram, respectivamente, a medida do espectro de entrada no amplificador D da rede WDM com todos os amplificadores EDFA e o diagrama de olho do canal 23. A freqüência do laser de bombeio do amplificador Raman utilizado na rede WDM é de 205,0 THz (1463,5 nm). 104

105 As FIG. 4.33, 4.34, 4.36, 4.37 e 4.39 mostram as medidas do espectro na entrada no amplificador D da rede WDM, para as configurações utilizando o amplificador Raman. As FIG. 4.35, 4.38 e 4.40 mostram o diagrama de olho do canal 23 (1559 nm). A TAB. 4.5 mostra as OSNR dos canais 37, 25 e 23 para as 6 configurações diferentes. TAB. 4.5: Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 6 configurações diferentes. Tipo Parâmetros OSNR OSNR OSNR # 37 (db) # 25 (db) # 23 (db) EDFA trecho 1 = 50 km NZDSF trecho 2 = 100 km NZDSF RAM1 L 2 = 50 km NZDSF e P 2 = 300 mw RAM1 L 2 = 100 km NZDSF e P 2 = 300 mw RAM1 L 2 = 50 km STD e P 2 = 200 mw RAM2 L 1 = 50 km NZDSF e P 1 = 300 mw 22,5 22,5 22 L 2 = 100 km NZDSF e P 2 = 300 mw RAM2 L 1 = 100 km NZDSF e P 1 = 300 mw L 2 = 100 km NZDSF e P 2 = 300 mw Quando se aumenta o comprimento da fibra do amplificador Raman, o ganho diminui e o patamar de ruído permanece constante, pois o bombeio é injetado no final da fibra, fazendo com que a OSNR dos canais diminua. Isto pode ser observado comparando-se as FIG e 4.34 e as FIG e O diagrama de olho também fica mais fechado, o que pode ser observado comparando-se as FIG e Comparando-se as FIG e 4.37 e as FIG e 4.38, observa-se que o diagrama de olho para a configuração com os amplificadores Raman é mais aberto do que com os amplificadores EDFA. O nível de potência dos canais, conseqüentemente o ganho, é maior para a configuração que utiliza amplificadores Raman, porém o patamar de ruído da ASE também é superior. Na configuração Raman o ganho para os comprimentos de onda dos canais 23 e 25 são maiores que para o canal 37, assim a OSNR do canal 37 para a configuração com EDFA é superior que a OSNR do canal 37 para a configuração com Raman. 105

106 FIG. 4.31: Medida do espectro na entrada no amplificador D para trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 100 km NZDSF FIG. 4.32: Diagrama de olho do canal 23 para a configuração trecho 1 = 50 km NZDSF e trecho 2 = 100 km NZDSF 106

107 FIG. 4.33: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L 2 = 50 km NZDSF e P 2 = 300 mw) FIG. 4.34: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L 2 NZDSF e P 2 = 300 mw) = 100 km 107

108 FIG. 4.35: Diagrama de olho do canal 23, RAM1 (L 2 = 100 km NZDSF e P 2 = 300 mw) FIG. 4.36: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM1 (L 2 = 50 km STD e P 2 = 200 mw) 108

109 FIG. 4.37: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L 1 = 50 km NZDSF, L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) FIG. 4.38: Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L 1 = 50 km NZDSF, L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) 109

110 FIG. 4.39: Medida do espectro na entrada no amplificador D, RAM2 (L 1 = L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) FIG. 4.40: Diagrama de olho do canal 23, RAM2 (L 1 = L 2 = 100 km NZDSF, P 1 = P 2 = 300 mw) 110

111 Neste trabalho são propostas quatro configurações híbridas, com amplificadores Raman e EDFA, para o sistema WDM Embratel/CRT. O modelo numérico do amplificador Raman no VPI somente aceita como sinal de entrada um sinal polarizado (VPI, 2003a), devido a isto foram utilizados polarizadores antes de cada fibra responsável pela amplificação Raman. As FIG. 4.41, 4.42, 4.43 e 4.44 mostram os esquemas de montagem no VPI de cada configuração. As FIG. 4.45, 4.46, 4.47 e 4.48 mostram o espectro de entrada no demultiplexador de cada configuração. As FIG. 4.49, 4.50, 4.51 e 4.52 mostram o diagrama de olho do canal no comprimento de onda 1558,9 nm na recepção, de cada configuração. A TAB. 4.6 mostra as OSNR dos canais 37, 25 e 23 para as 4 configurações diferentes. TAB. 4.6: Valores de OSNR dos canais 37, 25 e 23 para a rede WDM em 4 configurações diferentes. Configuração OSNR # 37 (db) OSNR # 25 (db) OSNR # 23 (db) ,5 27,5 27, ,5 Analisando a TAB. 4.6 e os diagramas de olho, a configuração que apresenta a melhor OSNR dos canais e o diagrama de olho mais aberto é a configuração 1. Apesar da configuração 2 apresentar uma OSNR menor que a da configuração 3, o nível de potência do canal na configuração 2 é 10 db maior que o da configuração 3. O diagrama de olho da configuração 4 está completamente fechado, o que impossibilita o uso da configuração 4 para a potência de entrada inicial do canal no comprimento de onda 1558,9 nm. Observa-se que a fibra STD, utilizada na configuração 4, introduziu uma maior dispersão que a fibra NZDSF, utilizada na configuração 3, fazendo com que o diagrama de olho da configuração 4 ficasse completamente fechado. Nas FIG e 4.54 é mostrada a variação da BER em função da potência de entrada do canal de comprimento de onda 1558,9 nm, na entrada da primeira fibra e na recepção da configuração 4, respectivamente. A potência de entrada para garantir uma BER de 10 9 na recepção é de -7,8 dbm e a potência de entrada para garantir uma BER de 10 9 na entrada da primeira fibra é de -17,8 dbm. Este resultado é bastante razoável, pois na recepção, o sinal é bastante ruidoso, necessitando maior potência óptica para atingir a BER desejada. 111

112 FIG. 4.41: Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração 1. FIG. 4.42: Esquema de montagem da rede WDM híbrida - Configuração 2. FIG. 4.43: Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Configuração

113 FIG. 4.44: Esquema de montagem da rede WDM com amplificadores Raman - Configuração 4. FIG. 4.45: Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração 1. FIG. 4.46: Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração

114 FIG. 4.47: Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração 3. FIG. 4.48: Espectro de entrada no demultiplexador - Configuração

115 FIG. 4.49: Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração 1. FIG. 4.50: Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração

116 FIG. 4.51: Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração 3. FIG. 4.52: Diagrama de olho do comprimento de onda 1558,9 nm na recepção - Configuração