Desenvolvimento de uma Antena de Ondas Vazadas Reconfigurável

Desenvolvimento de uma Antena de Ondas Vazadas Reconfigurável R. A. Santos Laboratório WOCA Instituto Nacional de Telecomunicações - INATEL Santa Rita do Sapucaí, Brasil renans@gee.inatel.br Arismar Cerqueira S. Jr Laboratório WOCA Instituto Nacional de Telecomunicações - INATEL Santa Rita do Sapucaí, Brasil arismar@inatel.br Resumo Este trabalho apresenta o desenvolvimento de um modelo de antena reconfigurável para a faixa de frequência de 4,0 a 8,0GHz. A sua estrutura é baseada no conceito de antenas de ondas vazadas planar, o qual permite prover diagrama de irradiação reconfigurável em função da frequência de operação. Análises numéricas e experimentos apresentam-se em excelente concordância e demonstram banda de 66% e ganho máximo de 10,5dBi. Palavras-chave Antenas, Antena de ondas vazadas e Antena Reconfigurável. I. INTRODUÇÃO O desenvolvimento de radares vem sendo intensificado atualmente, visando atender aplicações que vão desde militares até rastreamento de pessoas ou prevenção de acidentes automotivos [1-3]. Em ambas as aplicações, um sistema de radar deve ser capaz de verificar rapidamente diferentes direções. Tipicamente, isso requer um sistema de antenas controláveis, que tipicamente implica em alta complexidade e custo. Como solução para a simplificação para esses dispositivos, diferentes autores como Wollitezer [1] e Matsuzawa [2] têm apresentado estudos empregando as antenas de ondas vazadas (LWA Leaky Wave-Antennas), por meio das quais é possível controlar a varredura espacial do feixe radiado apenas variando a frequência de operação da antena. Além disso, o uso de antenas banda larga são potenciais para diferentes aplicações, incluindo radares de alta resolução e radares com varredura eletrônica baseados em arranjos de antenas reconfiguráveis [4]. Por este motivo, existem diversos trabalhos na literatura relacionados à concepção de antenas LWA com banda larga [5]. O principal objetivo deste trabalho é propor uma antena simples que atenda a provável demanda de baixa frequência das aplicações de radares. A antena proposta foi desenvolvida tendo como base os conceitos de antenas de ondas vazadas planares (PLWA Planar Leaky-Wave antennas) [6] e de monopolos impressos com banda ultra larga [7,8]. Sendo assim, a nossa PLWA provê operação faixa larga e diagrama de radiação reconfigurável. São apresentados estudos números e resultados práticos que atestam o desempenho da PLWA. O artigo foi estruturado em 05 seções: a Seção II descreve as antenas de ondas vazadas planares; a Seção III apresenta o projeto da antena PLWA e os seus principais resultados numéricos; a Seção III relata o protótipo da antena PLWA e os seus resultados experimentais; a Seção V concerne as conclusões e trabalhos futuros. II. ANTENAS DE ONDAS VAZADAS PLANARES As antenas de ondas vazadas (LWAs Leaky Wave- Antennas) periódicas, como a PLWA, consistem em uma estrutura uniforme que suporta uma lenta (que não radia de forma significante) com fator de fase na direção de propagação da onda na estrutura maior que o número de onda no espaço livre, y > k 0, que é periodicamente modulada (geralmente em a forma de descontinuidades periódicas) por uma das suas características (metalização, fendas, permissividade ou permeabilidade), no caso da PLWA pelos ressonadores metálicos [9]. Desta forma, as LWAs permitem a irradiação de uma onda rápida com y < k 0. Então, pode-se expressar o campo elétrico E x(y,z) onda antena irradia, na barreira entre o substrato e o ar, é dado por x ( ) 0 j y y E y, h = E e γ (1) onde h é altura do substrato, h=1,52mm, e y é o constante de propagação para a onda que viaja na estrutura da antena, expressa por γ y = βy jα y (2) onde y é o fator de fase, dependente da frequência e das dimensões do substrato, e y uma constante de atenuação que modela a diminuição da energia da onda guiada à medida que a radiação vai ocorrendo, assim como eventuais perdas no guiamento [9]. Considerando o vetor que representa a onda irradiada em um ponto qualquer da antena na Fig. 1, por meio de analise geométrica é possível relacionar o ângulo que indica a direção do feixe radiado com os fatores de propagação no ar e na antena: βy sin θ = (3) k0 Portanto, o feixe radiado pode apontar tanto para frente (+y) quanto para trás ( y), dependendo do comportamento de y. Uma vez que uma parcela da onda viaja dentro da estrutura e a outra fora, ao variar a frequência de analise dentro da banda de operação da antena, tem-se uma variação da direção do feixe de radiação [6]. Sendo assim, as PLWAs são capazes de

reconfigurar o diagrama de radiação sem a necessidade do uso de uma complexa rede de alimentação, assim como em antenas do tipo phased-array [10]. substrato de teflon. O modelo foi analisado numericamente usando o método dos elementos finitos (FEM Finite Element Method) no ANSYS HFSS, com o qual obteve-se as seguintes dimensões finais: L=15,8mm, W=19,8mm e x 0=L/3. A Fig. 3, apresenta o resultado simulado do coeficiente de reflexão (S 11) da antena, por meio do qual conclui-se que a mesma provê uma banda fracionária de 3% (de 5,90 a 6,08GHz) para S 11< -10 db, que é um valor típico de uma antena de microlinha convencional. (a) y > 0 (a) y < 0 Fig. 1. Comportamento do feixe irradiado em uma LWA. III. PROJETO DA ANTENA DE ONDAS VAZADAS PLANAR A antena de ondas vazadas planar baseia-se em uma estrutura compacta formada por um conjunto de ressonadores metálicos (El n) impressos em um laminado de teflon, assim como ilustrado na Fig. 2. O laminado utilizado foi o Arlon DiClad AD880, o qual possui as seguintes propriedades eletromagnéticas: constante dielétrica r=2,2 e tangente de perdas tan()=0,0009. O plano de terra se estende apenas sob a microlinha de fita que faz a alimentação da estrutura, linha essa projetada para 50 em 6GHz com largura w l=4,5mm. A onda que parte da linha de alimentação caminha pelo substrato e por meio de modulações periódicas, decorrentes da interação com os ressonadores, vaza para o espaço [11]. Fig. 2. Antena de onda vazada planar. Inicialmente, partiu-se de um modelo convencional de antena de microlinha (MSA Microstrip Antenna) alimentada por linha de transmissão impressa [10]. A estrutura foi dimensionada para a frequência de 6GHz, utilizando o Fig. 3. Resposta em frequência da antena de microlinha convencional As antenas de microlinha convencionais apresentas diversas vantagens, destacando o fato de ser compacta, de baixo custo e facilmente adaptada em diversas estruturas. Entretanto, a sua principal desvantagem é a estreita largura de banda, em virtude do seu alto valor de fator de mérito Q [12]. O parâmetro Q é inversamente proporcional a banda de operação fracionaria da antena: VSWRmáx 1 Bw = (4) Q VSWRmáx onde VSWR máx é o coeficiente de onda estacionária máximo desejável. Tendo VSWR máx=1,92, ao menos 90% da energia entregue a antena será irradiada, considerando apenas o descasamento de impedância, com isso obtém-se B w1/2q. O fator de mérito está diretamente ligado às perdas da antena, que são tipicamente de quatro tipos: perdas por radiação (Q rad); perda por ondas de superfície (Q sur); perdas por condutivas (Q c); persas dielétricas (Q d). Sendo assim, o parâmetro Q é dado por [11]: 1 1 1 1 1 = + + + (5) Q Qrad Qsur Qc Qd A diminuição do parâmetro Q implica em uma diminuição do armazenamento de energia por parte da antena, a qual irá consequentemente dissipar mais energia. Contudo, a diminuição do Q pode não ser devido apenas ao aumento da radiação, pode também contemplar fatores relativos ao aumento das perdas. Por isso, caso deseje-se aumentar a banda da antena por meio da diminuição do fator de mérito, torna-se a priorizar o mecanismo de radiação de energia. Em uma antena de microlinha com substrato de espessura com ( ) h << λ ε, pode-se desprezar as perdas devido 1/ 0,04 0 r

a ondas de superfície [13], e as demais parcelas de Q podem ser quantificadas. Com isso, o Q rad é dado por: 4πf εr K Qrad = (6) h G1 onde K é um fator associado ao modo de operação da antena e. Q c é expresso como Qc = h π f µ cσ c (7) em que c c são a permeabilidade magnética e condutividade do elemento irradiador e do plano de terra, respectivamente. Por fim, Q d é dado por: Q d = 1 tan ( δ) onde tan() é tangente de perdas do laminado dielétrico, que relaciona a partes real e imaginária da permissividade dielétrica. Uma forma de diminuir Q rad e, por consequência diminuir Q, é diminuir o valor da constante dielétrica do substrato que facilita o desprendimento dos campos eletromagnéticos, possibilitando um aumento da radiação da antena [14]. Porém, vale destacar que uma diminuição do r, implica em um aumento do comprimento de onda guiado [15] e, consequentemente, um deslocamento da frequência de ressonância da antena para uma frequência menor. Com a finalidade de diminuir o fator de mérito da antena e, consequentemente aumentar sua banda, utilizou-se um plano de terra truncado [16]. A Fig. 4 relata uma análise numérica da resposta em frequência da antena em função do truncamento do plano terra (C terra). Obteve-se um melhor casamento de impedância para C terra=7,9mm, valor no qual o terra radiador é totalmente removido do elemento, restando apenas a área sob à linha de alimentação. Com a retirada do terra, diminui-se a constante dielétrica efetiva da antena, diminuindo Q rad, além de criar uma carga capacitiva capaz de neutralizar a indutância natural da antena original com isso melhorar o casamento de impedância ao longo de uma ampla faixa de frequência [8,17]. Com C terra=7,9mm a banda de operação se estende desde 4,29 até 6,01GHz, perfazendo aproximadamente 33% de banda, aumentando em mais de dez vezes a B w da antena. Fig. 4. Análise do truncamento do plano terra da MSA convencional. (8) Fig. 5. Analise da junção casadora da antena. Conforme ilustrado no inset da Fig. 4, entre a linha de alimentação e o elemento ressonador existe uma transição abrupta, a qual resulta em um aumento das linhas de campo, com isso atrapalha o casamento de impedância. Isso posto, substitui-se a transição retilínea por uma abaulada e otimizouse o raio de abaulamento (J a) por meio de varreduras no ANSYS HFSS sumarizadas na Fig. 5. De modo geral, o casamento de impedância melhora com o aumento do raio J a; obteve-se o valor ótimo J a=8mm, o qual apresenta S 11 < -13dB para a faixa de 4,0 a 9GHz, aumentando a banda da antena para 77%. O próximo passo foi o projeto da antena de ondas vazadas planar, utilizando uma sequência de monopolos impressos de faixa larga como elemento básico, igualmente espaçados de meio comprimento de onda para 6,0GHz. O impacto do aumento no número de elementos foi avaliado numericamente utilizando o ANSYS HFSS, assim como ilustrado na Fig. 6. Observa-se que a medida que o número de elementos vai aumentando, a energia se concentra na direção perpendicular à estrutura da antena, formando um lobo mais diretivo. Determinou-se o uso de oito elementos, visto que consegue-se aumentar significativamente o ganho para 8,5dBi e ao mesmo tempo manter a antena compacta. A Fig. 7 apresenta variações do diagrama de radiação no plano yz, em função da frequência, com a finalidade de ilustrar a reconfigurabilidade da antena PLWA, que está em concordância com a teoria apresentada na Seção II. Entretanto, vale ressaltar que para as frequências menores que 4GHz o ganho da antena assume valores baixos, próximos de 0dBi, pois a antena estava eletricamente pequena para baixas frequências. Como solução para este problema fez a correção do comprimento L dos ressonadores e por consequência correção do espaçamento d. A medida que L aumenta os ressonadores apresentam um comprimento elétrico maior, o que melhora o seu funcionamento para frequências menores. Desta forma, recalculou-se o valor de L para a frequência de 5GHz, que foi de 20mm. A Fig. 8 apresenta o comportamento do feixe radiado pela antena PLWA ajustada, por meio do qual observar-se o guiamento do feixe de radiação em função frequência. O ganho máximo de 10,5dBi foi obtido para a frequência central f c=6,0ghz.

Fig. 11 apresenta comparações do diagrama de radiação medido e simulado para as frequências de 5,5, 6,5 e 7,5GHz, com os quais é possível validar o guiamento do feixe de radiação em função da frequência. Fig. 9. Protótipo da antena PLWA. Fig. 6. Analise do numero de elementos da antena PLWA. Fig. 10. Comparação do S 11 medido e simulado da antena PLWA. Fig. 7. Variação do feixe de radiação da antena PLWA original. Fig. 11. Comparação do diagrama de irradiação medido e simulado da PLWA: Curvas pretas para 5,5GHz, curvas vermelhas para 6,5GHz e curvas azuis para 7,5GHz; curvas continuas referem-se aos valores medidos, enquanto as curvas pontilhadas apresentam as simulaçòes numéricas. Fig. 8. Variação do feixe de radiação da antena PLWA ajustada. IV. PROTÓTIPO DA ANTENA DE ONDAS VAZADAS PLANARE A Fig. 9 apresenta uma fotografia do protótipo da antena PLWA ajustada. A sua caracterização iniciou-se pela medição do coeficiente de reflexão, utilizando o analisador vetorial de redes MS4640B da empresa Anritsu, conforme reportado na Fig. 10. Esta medição apresenta boa concordância com a simulação numérica, visto que em ambos os casos, a antena provê banda de 66% de 4,0 a 8,0GHz, frequências nas quais o diagrama de irradiação também possuí bom comportamento. A V. CONCLUSÕES Este artigo apresentou o desenvolvimento de uma antena de ondas vazadas planar, composta por uma série de ressonadores metálicos igualmente espaçados e impressos em um substrato de teflon. Resultados numéricos e práticos atestam o desempenho da estrutura, que apresenta banda de operação compreendida para 4,0 e 8,0GHz, e diagrama de irradiação reconfigurável com a frequência, com ganho máximo de 10,5dBi. A antena proposta é potencial para radares de alta resolução e radares com varredura eletrônica baseados em arranjos de antenas reconfiguráveis.

AGRADECIMENTOS Este trabalho foi parcialmente financiado pela Finep/Funttel No. 01.14.0231.00, sob o projeto Centro de Referência em Radiocomunicações (CRR) do Instituto Nacional de Telecomunicações (Inatel), Brasil. Os autores também agradecem o apoio financeiro do CNPq, CAPES, MCTI e FAPEMIG e o apoio técnico da Anritsu, Keysight e ESSS- ANSYS. REFERENCIAS [1] M. Wollitzer, J. Buechler, J.-F. Luy, U. Siart, E. Schmidhammer, J. Detlefsen and M. Esslinger, "Multifunctional radar sensor for automotive application," IEEE Microw. Theory Tech., vol. 46, no. 5, pp. 701-708, 1998. [2] S. Matsuzawa, K. Sato, Y. Inoe and T. Nomura, "Steerable composite right/lefthanded leaky wave antenna for automotive radar applications," in Eur. Microw. Conf., Manchester, UK, Sept. 2006. [3] M. Ettorre, R. Sauleau, L. Le Coq and F. Bodereau, "Single-folded leaky-wave antennas for automotive radars at 77 GHz," IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 9, pp. 859-862, 2010. [4] B. Derryberry and J. Mynk, "Reconfigurable arrays for airborne radars," Telesystems Conference, 1991. Proceedings. Vol.1., NTC '91., National, Atlanta, GA, 1991, pp. 229-234. [5] K. Vaddagiri, S. Monni, A. Neto, F. Nennie and W. van Rossum, "A ultrawideband leaky slot antenna for microwave radar imaging," Antennas and Propagation (EuCAP), 2013 7th European Conference on, Gothenburg, 2013, pp. 760-761. [6] F. Frezza, A. Galli and P. Lampariello, Leaky-Wave Antennas, Wiley Encyclopedia of Telecommunications, vol. 3, J. G. Proakis (Ed.), JohnW iley & Sons, pp. 1235-1247, New York, 2002. [7] Kim JP, Yoon TO, et al. Design of an ultra wide-band printed monopole antenna using FDTD and genetic algorithm. IEEE Microwave and Wireless Components Letters 2005; 15(6): 395-397. [8] R. A. Santos, I. F. da Costa, Arismar Cerqueira S. Jr, "Novo Modelo de Antena Impressa com Banda Ultra Larga," 16º SBMO - Simpósio Brasileiro de Micro-ondas e Optoeletrônica e o 11º CBMag - Congresso Brasileiro de Eletromagnetismo, 2014, Curitiba. [9] A. A. Oliner and D. R. Jackson, Leaky-Wave Antennas, Ch. 11 in Antenna Engineering Handbook, 4th Ed., J. L. Volakis (Ed.), McGraw- Hill, New York, 2007. [10] Balanis, C. A., Antenna Theory: Analysis and Design, 3rd ed., Nova York: John Wiley and Sons, 2005. [11] A. Hessel, Antenna Theory, Part II, R. E. Collin and R. F. Zucker, Eds. New York: McGraw-Hill, 1969, chap. 19. [12] Z. N. Chen and M. Y. W. Chia, Broadband Planar Antennas: Design and Applications, Chichester, John Wiley and Sons, 2006. [13] K. R. Carver and J. W. Mink, Microstrip Antenna Technology, IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol. AP-29, No. 1, pp. 2 24, January 1981. [14] R. Garg. el al. Microstrip Antenna Design Handbook. Norwood: Artech House, Inc., 2001. [15] D. M. Pozar, Microstrip Antennas. Proceedings of the IEEE. Piscataway, vol. 80, nº 1. pp. 79-91, Jan. 1992. [16] K. P. Ray, Design Aspects of Printed Monopole Antennas for Ultra- Wide Band Applications, International Journal of Antennas and Propagation, vol. 2008, Article ID 713858, 8 pages, 2008. [17] A. A. Eldek, Numerical analysis of a small ultra wideband microstripfed tap monopole antenna, Progress In Electromagnetics Research, vol. 65, pp. 59-69, 2006.