ANTENA DE MICROFITA COM MÚLTIPLAS CAMADAS PARA SAR POLARIMÉTRICO

Transcrição

1 61 ANTENA DE MICROFITA COM MÚLTIPLAS CAMADAS PARA SAR POLARIMÉTRICO Mateus Bonadiman, J. C. da S. Lacava e David Fernandes Departamento de Telecomunicações, Instituto Tecnológico de Aeronáutica São José dos Campos SP Brasil {mbonad, lacava, david}@ita.br Abstract This paper presents a guideline to design dual-polarized stacked-coupled patch microstrip antennas for high-resolution SAR applications. In order to achieve concurrently high-isolation and good impedance matching for a required SAR frequency band, quarter-wave transformers are added at the antenna input ports. The design data are computed by using commercial CAD packages. To illustrate the proposal procedure, L-band ( GHz) SAR antennas are analyzed. Two prototypes are synthesized and manufactured. The measured results are in good agreement with the CAD predictions. 1. Introdução Ao longo das últimas décadas, a observação e o monitoramento da superfície da Terra através de sistemas embarcados, tanto em plataformas orbitais como em aerotransportadas, utilizando o Radar de Abertura Sintética (Synthetic Aperture Radar SAR), têm experimentado um expressivo crescimento [1]. Estudos para aplicações nas mais diversas áreas do conhecimento científico, bem como os avanços tecnológicos no processo de fabricação de dispositivos que operam nas faixas de microondas, tornaram economicamente viável a utilização do SAR para diversas aplicações civis e militares que demandam sistemas ativos de imageamento [2]. Embora os radares imageadores SAR que utilizam uma única polarização ainda sejam de grande importância, a tecnologia atual aponta para o emprego de sensores com mais de uma polarização e/ou freqüência [2]. Isto se deve, particularmente, ao aumento da habilidade em distinguir e classificar alvos empregando dados de SAR polarimétricos [3]. A utilização de um SAR com duas polarizações lineares possibilita a determinação da chamada matriz espalhamento, obtida do sinal eco emitido pelo alvo, da qual informações geofísicas, por exemplo, podem ser extraídas [4]. A disponibilidade de imagens polarimétricas de sistemas SAR embarcados em plataformas orbitais, ou aerotransportadas, há muito tempo tem exercido um papel importante em sensoriamento remoto. O interesse no desenvolvimento de imageadores SAR, para as mais diversas aplicações, tem aumentado em importância ao longo dos últimos 10 anos. Os sistemas imageadores SAR tem como requisitos para as suas antenas, inúmeros parâmetros que permitem a formação das imagens polarimétricas com alta resolução [2]. O projeto de uma antena que supra estes requisitos é até hoje alvo de estudos, já que novas técnicas para a formação de imagens demandam que as estruturas se adaptem aos requisitos de projeto (peso, tamanho, faixa de

2 62 passagem, entre outros). Antenas com duas polarizações lineares horizontal (H) e vertical (V) exigem, por exemplo, que haja uma alta isolação entre suas portas de acesso (melhor que 30 db), de forma a minimizar a contaminação entre os canais H e V. As antenas de microfita, por apresentarem baixo perfil aerodinâmico, massa e volume reduzidos, além de se adaptarem facilmente a superfícies curvas, têm merecido atenção especial da engenharia aeroespacial brasileira [5-8]. Devido também à sua reprodutibilidade confiável e facilidade de construção, este tipo de estrutura tem sido utilizada na confecção de antenas para telemetria de aeronaves em ensaios em vôo (AT-26 Xavante) [9], de redes cilíndricas para foguetes (SONDA IV e VLS) [10] e de irradiadores circularmente polarizadas para o Sistema de Navegação Global Baseado em Satélite (Global Navigation Satellite System GNSS) [11]. Antenas com múltiplas camadas também têm sido consideradas, uma vez que estas possibilitam melhorar vários de seus parâmetros elétricos, em particular a largura de faixa de operação [12]. Embora haja uma vasta gama de aplicações para antenas de microfita com múltiplas camadas, duas polarizações lineares e alimentação por acoplamento eletromagnético através de fendas retangulares [2, 13-16], não existe na atualidade um método capaz de sintetizar esse tipo de estrutura de forma rápida e eficiente. Na prática, antenas com elementos irradiadores empilhados (stacked-patch) têm sido projetadas com base em aproximações puramente empíricas, ou até mesmo através da combinação de esforços experimentais com dados obtidos numericamente. No entanto, o método meramente experimental mostra-se claramente ineficiente, se analisado o elevado tempo de desenvolvimento e, conseqüentemente, o custo econômico associado ao mesmo. Devido à quantidade de variáveis envolvidas no seu projeto, há a necessidade de se realizar um elevado número de protótipos até que as dimensões finais da antena sejam estabelecidas. Esta técnica é particularmente sensível ao processo utilizado na construção dos protótipos e da tolerância dos materiais empregados, dificultando sobremaneira o ajuste final da antena. Por essas razões, programas de análise que possibilitam simulações numéricas eficientes e confiáveis (CAD) [17-19] podem auxiliar enormemente no desenvolvimento de protótipos. Combinando adequadamente as informações disponíveis na literatura [20, 21] com os resultados de várias simulações numéricas, um procedimento para o projeto de antenas de microfita com múltiplas camadas de elementos irradiadores empilhados, duas polarizações lineares e alimentadas por fendas retangulares dispostas em cruz pôde ser estabelecido. Este trabalho descreve os passos principais deste procedimento. Inicialmente, a estrutura que compõe a antena de microfita com múltiplas camadas é descrita em detalhes. Em seguida, utilizando as informações disponíveis na literatura, suas dimensões iniciais são determinadas. Características elétricas como a impedância de entrada e a isolação entre as portas de acesso da antena são analisadas em função de variações nas dimensões dos elementos que a constituem, visando complementar a seção de síntese e facilitar o entendimento do procedimento proposto. Programas comerciais são utilizados como ferramentas de apoio na análise/síntese da antena em questão. Protótipos operando na banda L (1,2 a 1,3 GHz) são projetados, construídos e medidos. 2. Antena com Múltiplas Camadas Acopladas por Fendas Retangulares em Cruz A utilização de geometrias constituídas por dois elementos irradiadores, ambos alimentados por acoplamento eletromagnético através de duas fendas retangulares em cruz, tem se mostrado capaz de atender as necessidades de um sistema SAR polarimétrico de alta resolução [22]. Estudos realizados recentemente mostraram que a estrutura apresentada na Fig. 1 é uma séria candidata ao elemento de redes de antenas de Radares de Abertura Sintética polarimétricos [23, 24]. Uma importante característica dessa estrutura, além das duas polarizações lineares, é o mecanismo que controla as ressonâncias de operação da antena. As mesmas são estabelecidas pela influência mútua dos elementos fortemente e fracamente acoplados. Com o objetivo de

3 63 diminuir a irradiação traseira, a freqüência de ressonância da fenda foi deslocada para um valor bem acima da freqüência de operação da antena [20, 21, 25]. Fig. 1. Representação explodida da antena com múltiplas camadas, duas polarizações lineares e alimentada por fendas retangulares em cruz. Detalhes da geometria em questão podem ser visualizados nas Figs. 2 e 3. Nota-se da Fig. 2 que os dois elementos irradiadores quadrados estão separados por uma camada de ar de espessura h 2, que o elemento mais próximo das fendas em cruz está fortemente acoplado (w i w i ) e que o mais afastado encontra-se fracamente acoplado (w p w p ). Sobre esse último tem-se uma camada dielétrica de espessura h c que atua como cobertura da estrutura ou RADOME. Observa-se também que o sistema irradiador está isolado do alimentador através de um plano de terra, o qual contém as fendas. Um plano refletor com dimensões mm foi adicionado à parte posterior da antena com a finalidade de diminuir o efeito da irradiação traseira produzida pelas linhas de alimentação e pelas fendas. A espessura da camada de ar que separa o plano refletor do restante da estrutura é denominada h 1. As fendas retangulares são caracterizadas por uma largura w f e um comprimento l f (w f l f ).

4 64 As duas linhas de alimentação são terminadas por tocos em aberto de largura w tc1 e comprimento l tc1 (w tc1 l tc1 ), para a porta 1, e largura w tc2 e comprimento l tc2 (w tc2 l tc2 ), para a porta 2. Todos estes parâmetros atuam no casamento de impedância e na isolação entre as portas de acesso da estrutura, sendo que os tocos têm por objetivo oferecer ao projetista um maior grau de liberdade na concepção da estrutura [26]. Os comprimentos das fitas l lin1 e l lin2 não são críticos, pois em linhas de baixas perdas, o comprimento modifica apenas a fase do coeficiente de reflexão. Fig. 2. Geometria da antena com múltiplas camadas, duas polarizações lineares e alimentada por fendas retangulares em cruz. Fig. 3. Geometria explodida das camadas interiores da antena com múltiplas camadas, duas polarizações lineares e alimentada por fendas retangulares em cruz. Como mencionado anteriormente, a síntese deste tipo de antena apresenta um elevado grau de dificuldade, visto que não há solução fechada para a mesma. Uma forma de sintetizá-la combina o emprego de poderosas ferramentas computacionais (CAD) com a análise rigorosa da variação de cada dimensão da antena frente aos parâmetros relacionados ao casamento de impedância e isolação entre as portas de acesso, de especial importância para aplicações SAR.

5 65 A. Determinação das dimensões iniciais da antena Como primeiro passo na determinação das dimensões iniciais da antena, foram escolhidos o laminado e as espessuras das camadas que compõe a estrutura mostrada na Fig. 2. Optou-se por utilizar o substrato dielétrico CuClad 250 GX da Arlon (ε r = 2,55 e tgδ = 0,0022) [27], sendo selecionadas as seguintes espessuras para as camadas dielétricas: h f1 = h f2 = 0,762 mm e h d = h c = 1,524 mm. A seguir, completando a composição vertical da estrutura, estabeleceu-se de forma empírica h 1 = 10 mm e h 2 = 17 mm para as camadas de ar da antena. A implicação pela escolha destas espessuras, especialmente de h 2, é o nível de acoplamento entre os elementos irradiadores e as fendas retangulares. Uma vez que este nível pode ser também modificado por outros parâmetros [20, 21], uma escolha inicial coerente para seus valores serve apenas como ponto de partida no processo de iteração para a determinação das dimensões finais da antena. Após a montagem da estrutura com múltiplas camadas no programa Ansoft Designer, seu módulo estimate é utilizado para a determinação dos valores iniciais dos parâmetros w p, w i e l f. O elemento fracamente acoplado, por exemplo, é projetado para atuar próximo à freqüência mais elevada da faixa de operação da antena [28]. Neste caso, sua dimensão foi determinada para ressonar em 1,3 GHz, resultando em w p = 88,5 mm. Para o elemento fortemente acoplado, observou-se que uma boa estratégia consiste em projetá-lo com dimensão correspondente a aproximadamente 75% de w p, implicando em w i = 66,37 mm. O próximo passo de projeto é a determinação das dimensões das fendas retangulares que atuam diretamente no nível de acoplamento entre os dois elementos irradiadores. Se bem dimensionadas, resultará na formação de um laço na curva de impedância de entrada da antena, traçada sobre a carta de Smith, o mais próximo possível do centro da carta. Para determinar o comprimento da fenda, uma aproximação por CPW no módulo estimate foi adequadamente adaptada [23]. Usualmente este comprimento é escolhido próximo a meio comprimento de onda guiado [29]. No entanto, isto implica em um nível de irradiação traseira elevado. Para evitar este efeito indesejado, tal comprimento foi escolhido como sendo de aproximadamente λ g / 4, para a freqüência central de operação da antena (f 0 = 1,25 GHz), resultando em l f = 37,6 mm. Dessa forma, a ressonância da fenda é deslocada para uma posição superior à freqüência de operação, como descrito em [25], de modo a minimizar o nível do lóbulo traseiro. Da mesma maneira que h 1 e h 2, a largura da fenda (w f ) também foi estabelecida de forma empírica. Optou-se por fixá-la em w f = 1 mm, deixando para os demais parâmetros a função de modificar o nível de acoplamento entre os dois irradiadores. As dimensões das linhas de fita que alimentam a estrutura (Fig. 3) determinam os níveis de isolação entre as portas de entrada da antena e do casamento de impedância. Em geral, são utilizadas fitas com impedâncias características (Z 0 ) iguais a 50 Ω, acarretando na diminuição do grau de liberdade de projeto, uma vez que a espessura da mesma já se encontra determinada. Mais adiante, transformadores λ g / 4 serão empregados de modo a melhorar importantes características da antena. Entretanto, para a primeira iteração, optou-se pelo uso de linhas com Z 0 diferentes de 50 Ω. Utilizando novamente o módulo estimate, linhas de 35,82 Ω (w tc1 = 6,8 mm), para a porta 1, e de 34,14 Ω (w tc2 = 3,5 mm), para a porta 2, foram estabelecidas para alimentar a estrutura. Na Tabela 1 são mostradas as dimensões iniciais obtidas com auxílio do módulo estimate do programa Ansoft Designer, após a primeira iteração. Note que as dimensões l lin não foram apresentadas, pois elas apenas contribuem para a rotação do lugar geométrico (locus) de impedância de entrada representada na carta de Smith. Gráficos de impedância de entrada, normalizada para 50 Ω e traçada sobre a carta de

6 66 Smith para as duas portas de acesso da estrutura (Z in1 e Z in2 ), bem como de isolação entre as mesmas (S 21 ), são mostrados na Fig. 4. Tabela 1. Dimensões iniciais da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz (em milímetros). w pi 88,50 w i 66,371 l f 37,60 w f 1,00 l tc1 40,93 w tc1 6,80 l tc2 38,89 w tc2 3,50 h 1 10,00 h 2 17,00 Estes resultados foram obtidos com auxílio do programa Ansoft Designer nas seguintes configurações: freqüência de discretização (f mesh ) de 11 GHz; relação entre as células da malha de borda e o comprimento de onda guiada (λ g ) de 0,02 e ângulo interno mínimo para os triângulos de malha da ordem de 15. Nota-se a formação do laço no locus de impedância de entrada, ou seja, o estimate é realmente capaz de oferecer uma boa aproximação para as dimensões iniciais da antena. Contudo, houve um pequeno deslocamento no locus, tanto em freqüência quanto no nível de impedância de entrada da antena, esta em relação ao centro da carta. Observa-se também que o nível de isolação entre as portas de acesso está muito bom, sendo melhor que db em toda a faixa de operação da antena (1,2 a 1,3 GHz). Todas as simulações mostradas neste trabalho foram realizadas em um computador com processador Pentium IV (placa mãe Intel ), 3 GHz de clock e 4 GB de memória RAM. O sistema operacional foi o Microsoft Windows XP Professional v No programa Ansoft Designer, o tempo de simulação nestas condições foi de aproximadamente 6 horas. - - Z in1 Z in2 1,2 GHz 1,25 GHz 1,3 GHz ,73 db -42 Fig. 4. Gráficos de impedância de entrada e de isolação (em db) entre as portas de acesso da antena, traçados com as dimensões inicialmente obtidas com auxílio do estimate do programa Ansoft Designer. Dando continuidade ao processo de síntese da antena, procura-se agora melhorar o casamento de impedância das portas de acesso 1 e 2. Entretanto, para a topologia em apreço, simulações mostraram que ao se melhorar o nível do casamento de impedância (movendo o laço no locus para o centro da carta de Smith), a isolação entre as portas de acesso pode ser degradada de tal forma a não mais cumprir a especificação de projeto. Isto é particularmente ruim para aplicações SAR, visto a necessidade de se obter elevada isolação entre os acessos (de modo a evitar contaminações na imagem gerada), concomitantemente com excelente casamento de impedância (tendo visto o elevado nível de potência utilizado em sistemas SAR). A solução proposta para contornar este problema, mostrada na Fig. 5, foi a inserção de transformadores de λ g / 4 nas fitas de alimentação da estrutura.

7 67 Fig. 5. Geometrias das fitas de alimentação da antena com múltiplas camadas: na figura da esquerda tem-se a configuração típica e na figura da direita a proposta neste trabalho. Com esta proposta, novas variáveis foram introduzidas ao sistema de alimentação da antena, aumentando assim o grau de liberdade do projetista. Os transformadores de λ g / 4 têm largura w tr1 e comprimento l tr1 (w tr1 l tr1 ), para a porta 1, e largura w tr2 e comprimento l tr2 (w tr2 l tr2 ), para a porta 2. Essas dimensões também foram determinadas com auxílio do módulo estimate do programa Ansoft Designer, de modo a estabelecer as desejadas impedâncias de entrada (Z in ) nos planos localizados imediatamente abaixo das fendas, em cada uma das fitas de alimentação. As dimensões estabelecidas, nesta fase do projeto, ainda não são definitivas. Objetivando orientar as próximas ações no sentido de finalizá-lo, nos itens seguintes são apresentados vários resultados de simulações que mostram o efeito das variações nas dimensões da estrutura frente ao comportamento da impedância de entrada e da isolação entre portas de acesso. B. Análise dos parâmetros geométricos da antena De modo a sintonizar a antena em freqüência, bem como melhorar o seu casamento de impedância, um processo de sucessivas iterações deve ser iniciado com o objetivo de melhorar estes dois parâmetros. A seguir, é apresentado um estudo neste sentido, onde foram incluídos os transformadores de λ g / 4 às linhas de fita que alimentam a antena. B.1. Análise dos parâmetros de sintonia da antena Neste item são discutidas as modificações nas curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, com resultado de variações nas dimensões da antena que controlam a sua sintonia. Nas Figs. 6 a 9 são apresentados os efeitos ocasionados por modificações nos parâmetros geométricos h 2, l f, w i e w p, respectivamente. Observa-se da Fig. 6 que variações da ordem de 2 mm no espaçamento h 2 praticamente desfaz o laço no locus de impedância de entrada da antena, abrindo-o, para h 2 negativo, ou comprimindo-o, na condição oposta. Das Figs. 7 a 9 nota-se que variações de também 2 mm nos parâmetros l f, w i e w p, embora não modifiquem substancialmente a forma do laço no locus de impedância, desloca-o para posições distantes do centro da carta, piorando, assim, o casamento de impedância dentro da faixa de operação da antena. Por outro lado, percebe-se das curvas traçadas nas Figs. 6 a 9 que variações nos parâmetros h 2, w i e w p não modificam substancialmente o nível de isolação (S 21 ) entre as portas de acesso da antena. No entanto, o comprimento da fenda (l f ) influencia consideravelmente este nível.

8 h 2 = -2 mm h 2 = 0 h 2 = 2 mm - h 2 = -2 mm h 2 = 0 - h 2 = 2 mm Fig. 6. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações na espessura h 2 da camada de ar entre os elementos irradiadores l f = -2 mm l f = 0 l f = 2 mm - l f = -2 mm l f = 0 - l f = 2 mm Fig. 7. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações no comprimento da fenda l f w i = -2 mm w i = 0 w i = 2 mm - w i = -2 mm w i = 0 - w i = 2 mm Fig. 8. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações na dimensão do elemento fortemente acoplado w i.

9 w p = -2 mm w p = 0 w p = 2 mm w -26 p = -2 mm w p = 0-28 w p = 2 mm Fig. 9. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações na dimensão do elemento fracamente acoplado w p. Tendo em vista as informações obtidas através deste estudo, aliada às apresentadas por [20], a antena pode ser ajustada para atender aos requisitos do sistema SAR operando na banda L. Modificações nas dimensões da estrutura irradiante, com o objetivo de melhorar os níveis de isolação e de impedância de entrada da antena, serão discutidas no próximo item, de modo a alcançar os requisitos estabelecidos para um sistema SAR polarimétrico de alta resolução. B.2. Análise dos parâmetros de casamento de impedância da antena Após o ajuste na faixa de operação da antena, parte-se para o estudo dos parâmetros que influenciam o casamento de impedâncias. Para tanto, os efeitos ocasionados por modificações nas dimensões dos tocos e transformadores de λ g / 4 são analisados. As Figs. 10 a 13 mostram as curvas de impedância de entrada e de isolação traçadas em função das dimensões w tc, l tc, w tr e l tr. Pode-se notar dos gráficos das Figs. 10 e 11 que ambos, larguras dos tocos e seus comprimentos, exercem influência direta no nível de isolação entre portas de acesso e no casamento de impedância da estrutura. Por outro lado, os gráficos das Figs. 12 e 13 mostram que as dimensões dos transformadores de λ g / 4 não alteram significativamente o parâmetro S 21, mas possibilitam melhorar os casamentos dos acessos, ao deslocar o laço no locus de impedância para o centro da carta de Smith. - - w tc = -1 mm w tc = 0 w tc = 1 mm w tc = -1 mm -26 w tc = 0-28 w tc = 1 mm Fig. 10. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações nas espessuras dos tocos w tc.

10 l tc = -2 mm l tc = 0 l tc = 2 mm - l tc = -2 mm l tc = 0 - l tc = 2 mm Fig. 11. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações nos comprimentos dos tocos l tc w tr = -0,5 mm w tr = 0 w tr = 0,5 mm - w tr = -0,5 mm w tr = 0 - w tr = 0,5 mm Fig. 12. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações nas espessuras w tr dos transformadores de λ g / l tr = -2 mm l tr = 0 l tr = 2 mm - l tr = -2 mm l tr = 0 - l tr = 2 mm Fig. 13. Curvas de impedância de entrada e de isolação entre as portas de acesso, traçadas em função de variações nos comprimentos l tr dos transformadores de λ g / 4.

11 71 Assim, como guia de projeto, aconselha-se atuar nas dimensões dos tocos (w tc e l tc ) com o objetivo de melhorar o nível de S 21 e nas dimensões dos transformadores de λ g / 4 (w tr e l tr ) para ajustar o casamento de impedância. Este procedimento é especialmente indicado para antenas utilizadas em aplicações SAR, pois há a necessidade de obtenção de bons níveis de isolação e casamento de impedância, simultaneamente, em toda a faixa de operação da antena. Seguindo este procedimento, inúmeras simulações foram realizadas no programa Ansoft Designer. Na Tabela 2 são apresentadas as dimensões obtidas para a antena em questão. Tabela 2. Dimensões da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz obtidas após sucessivas iterações no programa Ansoft Designer (em milímetros). w pi 87,50 w i 64,001 l f 36,80 w f 1,00 l tc1 36,40 w tc1 6,60 l tr1 33,00 w tr1 3,50 l tc2 32,20 w tc2 3,00 l tr2 27,00 w tr2 1,60 l lin1 36,75 l lin2 38,96 h 1 10,00 h 2 16,50 Comparando-se os valores dos parâmetros das Tabelas 1 e 2 nota-se que as dimensões iniciais são próximas daquelas obtidas ao final do processo de iteração realizado com auxílio do programa Ansoft Designer. Este é mais um indicativo de que o módulo estimate pode ser empregado para calcular, em primeira aproximação, as dimensões de estruturas com múltiplas camadas. Após a obtenção das dimensões finais da antena, um protótipo foi construído nas dependências do Laboratório de Antenas e Propagação (LAP) do ITA. A Fig. 14 mostra as fotos do mesmo em seu estágio final. Nota-se que pinos de acrílico foram introduzidos para sustentar o laminado que contém o elemento irradiador fracamente acoplado e o plano refletor. Conectores do tipo SMA-Fêmea servem como portas de entrada da estrutura. Fig. 14. Fotos do protótipo da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa Ansoft Designer. A seguir, são apresentados gráficos que comparam as medidas realizadas com os resultados obtidos com auxílio dos programas comerciais [17-19] disponíveis no LAP. Na Fig. 15 são mostrados gráficos de perda de retorno e de isolação entre as portas de acesso da antena projetada. Em seguida, a Fig. 16 apresenta a impedância de entrada representada na carta de Smith, bem como os gráficos referentes às partes real e imaginária deste mesmo parâmetro.

12 72 Perda de retorno [db] ,65 db -15,8 db Medido Designer IE3D HFSS -13,14 db ,23 db -33,8 db,5 db Medido Designer IE3D HFSS -45 Fig. 15. Gráficos de perda de retorno e de isolação da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa Ansoft Designer ,3 GHz 1,25 GHz Medido Designer IE3D HFSS 1,2 GHz - - Re[Z in ] e Im[Z in ] [Ω] -20 Medido Im[Z in ] Designer IE3D -60 HFSS Re[Z in ] Fig. 16. Gráficos de impedância de entrada na carta de Smith e das partes real e imaginária de Z in, para a antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa Ansoft Designer. Observa-se dos gráficos das Figs. 15 e 16, que embora a antena apresente bons níveis de casamento de impedância e de isolação para a aplicação em um sistema SAR polarimétrico de alta resolução, o programa Ansoft Designer não se mostrou o mais adequado para a simulação, e conseqüentemente, para o projeto desta estrutura. Esta conclusão se baseia em comparações entre as curvas simuladas e os experimentos realizados com o primeiro protótipo desenvolvido. Notase, entretanto, que as curvas simuladas no HFSS apresentaram boa concordância com as medidas. Assim, como próximo passo, a antena será novamente simulada/projetada, desta vez utilizando o programa HFSS. 3. Síntese da Antena com Múltiplas Camadas no HFSS Ao contrário dos demais CAD utilizados, o HFSS permite a simulação de estruturas com dimensões finitas ao longo dos eixos x e y (Fig. 1), além de possibilitar o projeto da antena com múltiplas camadas em um elevado nível de detalhamento. Assim, a alimentação por conectores do tipo SMA, bem como seus suportes de apoio, também foram incorporados, de maneira a representar a estrutura de uma forma mais realista. A introdução dos blocos de acrílico de sustentação foi de vital importância para o modelamento, pois a presença, ou não, dos mesmos, acarretou em variações significativas nos resultados encontrados. A Fig. 17 mostra uma comparação entre as estruturas implementadas nos programas Ansoft Designer (à esquerda) e HFSS (à direita).

13 73 Fig. 17. Vistas das estruturas implementadas em dois dos programas comerciais utilizados: Ansoft Designer (à esquerda) e HFSS (à direita). Tendo em consideração os benefícios da utilização do programa HFSS (Elementos Finitos FEM) frente aos pacotes comerciais que empregam o Método dos Momentos (MoM), parte-se agora para um novo conjunto de iterações. Novamente busca-se estabelecer as dimensões da estrutura em questão através dos mesmos procedimentos descritos anteriormente. Dessa forma, as dimensões iniciais de projeto são determinadas com auxílio do programa Ansoft Designer. A Tabela 3 mostra o resultado final deste processo, obtido com as seguinte s condições de simulação: f mesh = 5 GHz, alvo para a variação da impedância de entrada ( S) de 2%; refinamento da malha por passada de 20%; precisão dos campos nas portas de 2%; blocos metálicos considerados como condutores perfeitos; planos metálicos supostos como Perfect E; domínio externo do problema adotado como sendo ar (ε r = 1,0006, µ r = 1, , tgδ = 0) e bordas do domínio externo admitidas como condição de contorno Radiation. Tabela 3. Dimensões da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz obtidas após sucessivas iterações no programa HFSS (em milímetros). w pi 84,50 w i 61,001 l f 35,90 w f 1,00 l tc1 31,25 w tc1 6,30 l tr1 33,00 w tr1 3,00 l tc2 26,84 w tc2 3,00 l tr2 27,00 w tr2 1,30 l lin1 36,75 l lin2 38,96 h 1 10,00 h 2 16,50 Comparando-se os valores apresentados nas Tabelas 1, 2 e 3, nota-se que as dimensões iniciais da estrutura com múltiplas camadas estão em boa concordância com as obtidas ao final do processo de iteração no pacote HFSS. A vantagem de, inicialmente, se utilizar o programa Ansoft Designer e só após este, o programa HFSS, é a velocidade do processo de iteração para a obtenção das dimensões da antena, já que este último apresenta simulações com um tempo computacional bastante elevado (em torno de 11 horas). Com as dimensões da Tabela 3, um segundo protótipo foi construído e ensaiado na câmara anecóica do Instituto de Fomento e Coordenação Industrial (CTA-IFI). Os gráficos teóricos de perda de retorno e de isolação entre portas de acesso, comparados com os resultados experimentais, são mostrados na Fig. 18. Observa-se desta figura que os resultados experimentais obtidos, tanto para os níveis de isolação quanto para os de perda de retorno, nas duas portas de acesso, são muito bons.

14 74 Perda de retorno [db] ,6 db S 11 Medido S 22 Medido S 11 HFSS S 22 HFSS -18,4 db ,14 db -32,4 db -31,8 db Medido HFSS -45 Fig. 18. Perda de retorno e isolação entre as portas de acesso da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa HFSS. Os lugares geométricos de impedância de entrada, traçados sobre a carta de Smith, e os gráficos retangulares das partes real e imaginária, desse mesmo parâmetro, para as duas portas de acesso, podem ser observados na Fig. 19. Nota-se agora que há concordância muito boa entre os resultados medidos e os preditos pelo programa HFSS, mostrando assim, que o processo de síntese apresentado é bastante eficaz para a estrutura em questão. Z 11 Medido Z 22 Medido Z 11 HFSS Z 22 HFSS Re[Z in ] - 1,2 GHz 1,3 GHz 1,25 GHz Re[Z in ] e Im[Z in ] [Ω] Im[Z in ] Z 11 Medido Z 11 HFSS Z 22 Medido Z 22 HFSS -60 Fig. 19. Gráficos de impedância de entrada na carta de Smith e das partes real e imaginária de Z in, para a antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa HFSS. 4. Resultados de Simulações no Programa HFSS para a Antena Projetada A seguir são apresentados resultados de simulações realizadas no programa HFSS para o segundo protótipo (dimensões apresentadas na Tabela 3). Na Fig. 20 são mostrados os gráficos de diretividade, de ganho em relação à antena isotrópica (G 0 ) e de eficiência de irradiação para a antena em questão. Na Fig. 21 encontram-se traçados os diagramas de irradiação tridimensionais (3D), na forma polar, para os casos de transmissão (na condição em que somente uma das porta está excitada diagramas superiores) e recepção (quando as duas portas estão excitadas diagramas inferiores), todos calculados na freqüência de 1,25 GHz.

15 75 Ganho e diretividade [db] 8,9 8,8 8,7 8,6 8,5 8,4 8,3 8,51 db 8,42 db 8,2 Ganho 8,1 Diretividade Eficiência de irradiação [%] ,9% 93 Fig. 20. Ganho (G 0 ), diretividade e eficiência de irradiação da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa HFSS. Fig. 21. Diagramas de irradiação 3D da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa HFSS. Em seguida, a Fig. 22 mostra estes diagramas, também na forma polar, nos planos principais de irradiação: xz (φ = 0 ; φ = 180 ) e yz (φ = 90 ; φ = 270 ) para o caso de transmissão, ou seja, apenas com a porta 1 excitada em f 0. Ressalta-se que ao excitar uma das portas, a outra está conectada a uma carga de 50 Ω, ou seja, se encontra casada. Pode-se observar dos resultados para campos distantes apresentados que há uma concordância muito boa entre as curvas simuladas e medidas na câmara anecóica do IFI.

16 Polarização principal (E φ ) no plano xz [db] Medido IE3D 180 Designer HFSS Polarização principal (E θ ) no plano yz [db] Medido IE3D 180 Designer HFSS Fig. 22. Diagramas de irradiação nos planos principais da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa HFSS. Por último, na Fig. 23, são apresentadas as distribuições vetoriais das densidades de corrente superficiais (J surf ) ao longo do plano de terra e do elemento irradiador fortemente acoplado. Salienta-se que essas figuras mostram os casos de transmissão (figuras à esquerda) e recepção (figuras à direita). Como na transmissão somente uma das portas está excitada, Fig. 23. Distribuições vetoriais das densidades de corrente superficiais (J surf ) ao longo do plano de terra e do elemento irradiador fortemente acoplado da antena com múltiplas camadas, duas polarizações e alimentada por fendas retangulares em cruz, projetada no programa HFSS.

17 77 a fenda que acopla a energia da linha ao elemento irradiador é facilmente identificada. Esta situação corresponde aos diagramas superiores da Fig. 21. Já na transmissão, como as duas portas estão excitadas, as densidades de corrente superficiais encontram-se melhor distribuídas sobre o elemento irradiador e estão relacionadas com os diagramas inferiores mostrados na Fig. 21. Observa-se que o desempenho desta estrutura, tendo em vista os resultados obtidos para os diagramas de campo distante, é muito bom. A eficiência de irradiação desta antena é de aproximadamente 98 %, o que é muito bom para aplicações em sistemas SAR, uma vez que elevadas potências são utilizadas no processo de imageamento. O ganho do elemento também é alto (8,42 db) enquanto que a sua Relação Frente Costas (RFC) é da ordem de 20 db. Ressalta-se, no entanto, que a presente topologia deverá ser empregada em redes embarcadas em plataformas móveis como, por exemplo, em aeronaves. Nestas aplicações, o plano de terra efetivo será muito maior que o utilizado neste trabalho, apontando para a possibilidade de se melhorar, e muito, o valor da RFC medida. Estas características reforçam a indicação deste tipo de topologia para o emprego em sistemas SAR polarimétrico de alta resolução. 5. Comentários e Conclusão No presente trabalho foi estabelecido um guia para o projeto de estruturas com múltiplas camadas, utilizando elementos empilhados, duas polarizações lineares e alimentação por acoplamento eletromagnético através de fendas retangulares em cruz. O projeto foi balizado por especificações de um SAR polarimétrico descritas em [23], levando-se em conta a resolução da imagem gerada, o seu número de visadas, a geometria do imageamento, a plataforma aérea do SAR, entre outros parâmetros. Para tanto, inicialmente foram propostas ações que culminaram com o estabelecimento das dimensões iniciais da antena de microfita em questão. Isto feito desenvolveu-se um procedimento para a obtenção do laço no locus da impedância de entrada, representada na carta de Smith, que indica o acoplamento entre os elementos irradiadores, de modo a sintonizar a antena na faixa de freqüências desejada (1,2 a 1,3 GHz). Em seguida, apresentou-se uma análise dos parâmetros elétricos e geométricos da antena em função de variações nas dimensões de cada um dos elementos que a compõem. Esta análise permitiu complementar as informações para a sua síntese, servindo de guia para a realização de uma sintonia fina no casamento de impedância de cada uma das entradas da antena e na isolação entre esses acessos. O módulo estimate do programa Ansoft Designer foi usado na determinação das dimensões iniciais dos elementos que compõem a antena. Este programa se mostrou muito eficaz, visto que a comparação entre os valores por ele preditos e as dimensões obtidas após sucessivas simulações mostra relativa concordância. Como o programa HFSS possibilita realizar um modelamento com maior riqueza de detalhes, seus resultados foram os que mais se aproximaram das medidas realizadas. Conseqüentemente, o HFSS foi o programa utilizado na determinação das dimensões finais da antena, isto é, no ajuste fino destas dimensões. Outro ponto que necessita ser mencionado é a escolha da freqüência de discretização (f mesh ) das estruturas utilizadas. Observou-se que a mesma tem um papel fundamental nas análises realizadas e, para a estrutura com múltiplas camadas da antena em particular, necessita ser elevada de modo a produzir resultados simulados confiáveis. Finalmente, ressalta-se a relevância de transformadores de λ g / 4 serem adicionados às linhas de alimentação da antena. Esta estratégia, embora aumente o número de varáveis de projeto, oferece um grau maior de liberdade ao projetista na concepção da estrutura. Mostrou-se que esta abordagem possibilita o casamento das portas de entrada da antena, sem degradar consideravelmente a isolação entre elas, como se os dois problemas pudessem ser tratados isoladamente. Para a aplicação requerida, isto é, o desenvolvimento de antenas para sistemas

18 78 SAR polarimétricos, essa característica é muito importante, visto a necessidade de se obter excelente casamento para os acessos de entrada, concomitantemente com elevada isolação entre eles, em toda a faixa de operação da antena. Agradecimentos Os autores agradecem ao Instituto de Fomento e Coordenação Industrial (CTA-IFI) pela utilização da câmara anecóica na medida dos diagramas de irradiação. Aos órgãos financiadores: Fundação de Amparo à Pesquisa do Estado de São Paulo (FAPESP), projeto N. 2002/ , e Conselho Nacional de Desenvolvimento Científico e Tecnológico (CNPq), projeto N / Aos Engenheiros Ricardo Schildberg pela montagem dos protótipos e Sidnei João Siqueira Sant Anna pelas valiosas sugestões. Referências Bibliográficas [1] J.C. Curlander and R.N. McDonough, Synthetic aperture radar: systems and signal processing. New York: John Wiley & Sons, [2] J. Granholm, Dual-frequency and dual-polarization antennas: an investigation of their suitability for high-resolution airborne SAR, Ph. D. Thesis, Technical University of Denmark, [3] A.M. Jacob, Classificação supervisionada de imagens SAR via redes neurais artificiais, Tese de Mestrado, Departamento de Sistemas e Controle, Instituto Tecnológico de Aeronáutica, Brasil, [4] F.M. Henderson and A.J. Lewis (Editors), Principles and applications of imaging radar: manual of remote sensing. 3 th ed. New York: John Wiley & Sons, [5] F. Lumini and J.C.S. Lacava, Analysis and design of microstrip antennas for aircraft applications, Mobility Technology Conference and Exhibit (SAE BRAZIL 92): E-SAE technical paper series, São Paulo/SP, Brazil, Oct [6] C.M. da Silva, F. Lumini, J.C.S. Lacava, and F.P. Richards, Analysis of cylindrical array of microstrip rectangular patches, Electron. Lett., April 1991, vol. 27, pp [7] J.C.S. Lacava e L.B.T. Cividanes, Um novo método para análise de antenas de microlinha, 3 Simpósio Brasileiro de Microondas, Natal/RN, Brasil, Jul. 1988, pp [8] M.V.T. Heckler, Redes de antenas de microfita circularmente polarizadas moldadas sobre superfícies cilíndricas, Tese de Mestrado, Departamento de Microondas e Optoeletrônica, Instituto Tecnológico de Aeronáutica, Brasil, [9] J.M. Bezerra e J.C.S. Lacava, Aplicação de antenas de microlinha em telemetria de ensaios em vôo, 11 Seminário ADUNESP, Guaratinguetá/SP, Brasil, Nov. 1990, pp [10] J.C.S. Lacava, P.C.R. Rodrigues e C.C.M. Junqueira, Uma solução para as redes de antenas conformáveis dos foguetes Sonda IV e VLS operarem com dois canais de telemetria em banda S, 7 Simpósio Brasileiro de Telecomunicações, Florianópolis/SC, Brasil, Set. 1989, pp [11] RTCA DO-228, Requirements and technical concepts for aviation: minimum operational performance standards for global navigation satellite system (GNSS) airborne antenna equipment. Washington: DC, 1995.

19 79 [12] R. Garg, P. Bhartia, I. Bahl, and A. Ittipiboon, Microstrip antenna design handbook. Norwood: Artech House, [13] L.L. Shafai, W.A. Chamma, M. Barakat, P.C. Strickland, and G. Séguin, Dual-band dual-polarized perforated microstrip antennas for SAR applications, IEEE Trans. Antennas and Propagat., Jan. 2000, vol. 48, pp [14] R. Pokuls, J. Uher, and D.M. Pozar, Dual-frequency and dual-polarization microstrip antennas for SAR applications, IEEE Trans. Antennas and Propagat., Sept. 1998, vol. 46, pp [15] B. Lindmark, A dual polarized dual band microstrip antenna for wireless communications, IEEE Aerospace Conf., Mar. 1998, vol. 51, pp [16] F. Rostan and W. Wiesbeck, Aperture-coupled microstrip patch phased arrays in C- and X-band: a contribution to future multi-polarization multi-frequency SAR systems, IEEE Phased Array Systems and Technology Internat. Symposium, Oct. 1996, pp [17] Ansoft Designer v. 2.0, Ansoft Corporation, USA, Material de divulgação disponível em: Acesso em: Nov [18] IE3D v (evaluation version), Zeland Corporation. Material de divulgação disponível em: Acesso em: Nov [19] HFSS v. 9.2, Ansoft Corporation, USA, Material de divulgação disponível em: Acesso em: Nov [20] F. Croq and D.M. Pozar, Milimeter-wave design of wide-band aperture-coupled stacked microstrip antennas, IEEE Trans. Antennas and Propagat., Dec. 1991, vol. 39, pp [21] S.D. Targonshi, R.B. Waterhouse, and D.M. Pozar, Design of wide-band aperturestacked patch microstrip antennas, IEEE Trans. Antennas and Propagat., Sept. 1998, vol. 46, pp [22] E.S. Neves, F. Klefenz, and A. Dreher, Design of a broad-band low cross-polarized C- band antenna array for SAR applications, IEEE Antennas and Propagat. Symposium, Jun. 2003, vol. 51, pp [23] M. Bonadiman, Rede de antenas de microfita para radar de abertura sintética aerotransportado, Tese de Mestrado, Departamento de Telecomunicações, Instituto Tecnológico de Aeronáutica, Brasil, [24] M. Bonadiman, R. Schildberg e J.C.S. Lacava Antenas de microfita para radar de abertura sintética em plataforma aerotransportada, MOMAG 2004, CD-ROM, Sessão T-10, São Paulo/SP, Ago [25] F. Croq and A. Papiernik, Stacked slot-coupled printed antenna, IEEE Microwave and Guided Wave Letters, Oct. 1991, vol. 1, pp [26] M. Bonadiman, R. Schildberg, and J.C.S. Lacava, Design of dual-polarized L-band microstrip antenna with high level of isolation for SAR applications, IEEE Trans. Antennas and Propagat. Symposium, Jun. 2004, vol. 4, pp [27] Arlon MED (Materials for Electronics Division). Material de divulgação disponível em: Acesso em: Nov [28] Y. Shiming, L. Ruixiang, and X. Zhenghui, The research of a new type aperturecoupled microstrip antenna, IEEE International Symposium Electromagnetic Compatibility, May 1999, pp

20 80 [29] D.M. Pozar, A review of aperture coupled microstrip antennas: history, operation, development, and applications. Amhesrst, 1996.