UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ DEPARTAMENTO ACADÊMICO DE ELETROTÉCNICA CURSO DE ENGENHARIA INDUSTRIAL ELÉTRICA - ÊNFASE ELETROTÉCNICA

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1 UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ DEPARTAMENTO ACADÊMICO DE ELETROTÉCNICA CURSO DE ENGENHARIA INDUSTRIAL ELÉTRICA - ÊNFASE ELETROTÉCNICA Márcio Reginaldo Bueno Rodrigo Alves Miranda Rodrigo da Silva Borges ANÁLISE E IMPLEMENTAÇÃO DA ETAPA DE POTÊNCIA DE UM UPS UTILIZANDO UM CONVERSOR CC-CC BOOST DE 3W COM ESTÁGIO MULTIPLICADOR DE TENSÃO CURITIBA 27

2 Márcio Reginaldo Bueno Rodrigo Alves Miranda Rodrigo da Silva Borges ANÁLISE E IMPLEMENTAÇÃO DA ETAPA DE POTÊNCIA DE UM UPS UTILIZANDO UM CONVERSOR CC-CC BOOST DE 3W COM ESTÁGIO MULTIPLICADOR DE TENSÃO Trabalho de Diplomação apresentado na disciplina de Projeto Final do curso de Engenharia Industrial Elétrica Eletrotécnica. Orientador: Dr. Eng. Roger Gules CURITIBA 27

3 RESUMO O presente trabalho é uma abordagem de conversores CC-CC tipo Boost com blocos multiplicadores de tensão quando associados às configurações de inversores monofásicos meia-ponte ou ponte-completa com modulação senoidal a dois níveis. Sabe-se que os conversores Boost tradicionais apresentam algumas limitações tais como ganho estático intimamente ligado à razão cíclica de chaveamento do semicondutor de potência, o qual tipicamente é representado por um MOSFET, e necessidade de maiores níveis de tensão de entrada, operação com elevada razão cíclica ou robustez dos elementos que compõem o circuito para aplicações de elevada potência (elevada tensão de saída). A utilização de estágios multiplicadores de tensão nessa clássica topologia possibilita a especificação de Mosfets com característica de menor nível de tensão dreno-fonte além de permitir que esses semicondutores operem com menor razão cíclica de chaveamento, reduzindo perdas por condução e prolongando a vida útil desses componentes. O conhecimento do rendimento e do comportamento da etapa de potência como um todo, a qual pode ser composta pelas configurações de conversores CC-CC e de inversores abordadas, exige uma análise mais detalhada para uma possível aplicação em sistemas UPS de baixa potência. Palavras-chave: Conversores CC-CC tipo Boost; MOSFET; UPS

4 LISTA DE FIGURAS FIGURA 1.1 Sistema On-Line...2 FIGURA 1.2 Sistema Off-Line...2 FIGURA 1.3 Etapa de Potência de um UPS Off-Line...3 FIGURA 1.4 Tipos Básicos de inversores de tensão...4 FIGURA 1.5 Esquema simplificado para o Conversor CC-CC não-isolado tipo Boost...5 FIGURA 1.6 Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...6 FIGURA 2.1 Configuração Off-Line para um UPS...12 FIGURA 2.2 Configuração On-Line para um UPS...12 FIGURA 3.1 Conversor CC-CC elevador de Tensão (Boost)...14 FIGURA 3.2 Etapas de funcionamento e principais formas de onda...15 FIGURA 3.3 Estrutura de potência do conversor Boost Clássico...17 FIGURA 3.4 Principais formas de onda para o conversor Boost em condução contínua...17 FIGURA 3.5 Principais formas de onda para o conversor Boost levando-se em conta a ondulação no capacitor de saída...2 FIGURA 3.6 Principais formas de onda para o conversor Boost em condução descontínua...22 FIGURA 3.7 Principais formas de onda para o conversor Boost em condução crítica...23 FIGURA 3.8 Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...24 FIGURA 3.9 Integração do capacitor multiplicador de tensão com a saída...25 FIGURA 3.1 Primeiro estágio...25 FIGURA 3.11 Segundo estágio...26 FIGURA 3.12 Terceiro estágio...27 FIGURA 3.13 Quarto estágio...27 FIGURA 3.14 Formas de onda para o Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...28 FIGURA 4.1 Inversor de tensão monofásico meia-ponte...35 FIGURA 4.2 Inversor de tensão monofásico ponte-completa...38 FIGURA 4.3 Tensão de saída de um inversor monofásico em ponte-completa controlado por defasagem...4 FIGURA 4.4 Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si para um inversor monofásico...42

5 FIGURA 4.5 Modulação por Largura de Pulso senoidal...44 FIGURA 4.6 Modulações senoidais naturais...44 FIGURA 4.7 Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a dois níveis...45 FIGURA Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a três níveis...46 FIGURA 5.1 Microcontrolador contextualizado ao projeto...48 FIGURA 5.2 Módulo CPU MSP43 64 pinos da SCTEC...5 FIGURA 6.1 Diagrama de blocos simplificado para o circuito proposto...51 FIGURA 6.2 Ligação do potenciômetro de ajuste ao módulo MSP FIGURA 6.3 Regulador de tensão variável LM317T ajustado para tensão de saída de 3,3Vcc...52 FIGURA 6.4 Circuito recomendado para o 6N FIGURA 6.5 Etapa de isolação ótica com circuito driver...55 FIGURA Regulador de tensão LM FIGURA 6.7 Boost com bloco acoplado a inversor meia-ponte...56 FIGURA 6.8 Boost com bloco acoplado a inversor Ponte completa...6 FIGURA 6.9 Boost clássico acoplado a um inversor Ponte completa...63 FIGURA 6.1 Núcleo e carretel do tipo E...66 FIGURA 6.11 Layout da placa com representação dos componentes...73 FIGURA 6.12 Layout da placa com destaque para trilhas e furação...73 FIGURA 6.13 Placa confeccionada...74 FIGURA 6.14 Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no programa Pspice...76 FIGURA 6.15 Tensão de saída do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...76 FIGURA 6.16 Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...77 FIGURA Corrente sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...78 FIGURA 6.18 Tensão sobre o IRFP26 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...78 FIGURA 6.19 Tensão e corrente sobre o IRFP26 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...79 FIGURA 6.2 Corrente sobre o diodo D M1 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...79

6 FIGURA 6.21 Tensão sobre o diodo D M1 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão...8 FIGURA 6.22 Tensão e corrente sobre o diodo D M 1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...8 FIGURA 6.23 Corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...81 FIGURA 6.24 Tensão sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...81 FIGURA 6.25 Tensão e corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...82 FIGURA Corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...82 FIGURA 6.27 Tensão sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...83 FIGURA 6.28 Tensão e corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...83 FIGURA 6.29 Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...84 FIGURA 6.3 Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no programa Pspice...85 FIGURA 6.31 Tensão de saída do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...85 FIGURA 6.32 Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...86 FIGURA 6.33 Corrente sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...87 FIGURA 6.34 Tensão sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...87 FIGURA 6.35 Tensão e corrente sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...88 FIGURA 6.36 Corrente sobre o diodo D M1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...88 FIGURA 6.37 Tensão sobre o diodo D M 1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...89

7 FIGURA 6.38 Tensão e corrente sobre o diodo D M1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...89 FIGURA 6.39 Corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...9 FIGURA 6.4 Tensão sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...9 FIGURA 6.41 Tensão e corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...91 FIGURA 6.42 Corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...91 FIGURA 6.43 Tensão sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...92 FIGURA 6.44 Tensão e corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...92 FIGURA 6.45 Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão...93 FIGURA 6.46 Implementação do Conversor boost clássico no programa Pspice...93 FIGURA 6.47 Tensão de saída do conversor boost clássico...94 FIGURA 6.48 Corrente sobre o indutor de entrada do conversor boost clássico...95 FIGURA 6.49 Corrente sobre o IRFP26 do conversor boost clássico...95 FIGURA 6.5 Tensão sobre o IRFP26 do conversor boost clássico...96 FIGURA 6.51 Tensão e corrente sobre o IRFP26 do conversor boost clássico...96 FIGURA 6.52 Tensão e corrente sobre o diodo D do conversor boost clássico...97 FIGURA 6.53 Sinal MLP do conversor boost clássico...97 FIGURA 6.54 Implemetação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor meia-ponte no programa Pspice...99 FIGURA 6.55 Tempo morto entre a condução dos pares de MOSFET s do inversor...99 FIGURA 6.56 Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga...1 FIGURA 6.57 Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga...11 FIGURA 6.58 Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor Ressonante...12

8 FIGURA 6.59 Corrente sobre o IRFP FIGURA 6.6 Tensão sobre o IRFP FIGURA 6.61 Corrente sobre o diodo D M FIGURA 6.62 Tensão sobre o diodo D M FIGURA 6.63 Corrente sobre o diodo D M FIGURA 6.64 Tensão sobre o diodo D M FIGURA 6.65 Corrente sobre o diodo D...15 FIGURA 6.66 Tensão sobre o diodo D...16 FIGURA 6.67 Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor ponte completa no programa Pspice...16 FIGURA 6.68 Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga...17 FIGURA 6.69 Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga...18 FIGURA 6.7 Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante...18 FIGURA 6.71 Corrente sobre o IRFP FIGURA 6.72 Tensão sobre o IRFP FIGURA 6.73 Corrente sobre o diodo D M FIGURA 6.74 Tensão sobre o diodo D M FIGURA 6.75 Corrente sobre o diodo D M FIGURA 6.76 Tensão sobre o diodo D M FIGURA 6.77 Corrente sobre o diodo D FIGURA 6.78 Tensão sobre o diodo D FIGURA 6.79 Implementação do Conversor boost clássico associado ao inversor ponte completa no programa Pspice FIGURA 6.8 Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga FIGURA 6.81 Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga FIGURA 6.82 Corrente sobre o indutor de entrada FIGURA 6.83 Corrente sobre o IRFP

9 FIGURA 6.84 Tensão sobre o IRFP FIGURA 6.85 Tensão e corrente sobre o diodo D FIGURA 6.86 Fontes ATX utilizadas para obtenção de 24Vcc FIGURA 6.87 THS72A da Tektronix FIGURA 6.88 Fluxograma da lógica de programação...12 FIGURA 6.89 Sinal MLP1 proveniente do módulo MSP FIGURA 6.9 Sinais MLP2 e MLP3 com tempo morto provenientes do módulo MSP FIGURA 6.91 Módulo MSP43 ensaiado FIGURA 6.92 Etapa de isolação ótica com driver implementada em protoboard FIGURA 6.93 Sinal MLP1 aplicado ao optoacoplador e após circuito driver FIGURA 6.94 Inversor monofásico utilizado como alternativa ao inversor proposto e não implementado FIGURA 6.95 Implementação da topologia Boost clássico no protótipo FIGURA 6.96 Sinal de entrada do conversor Boost clássico ensaiado FIGURA 6.97 Sinal de saída do conversor Boost clássico ensaiado FIGURA 6.98 Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost clássico ensaiado FIGURA 6.99 Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet FIGURA 6.1 Implementação da topologia Boost com bloco multiplicador de tensão...13 FIGURA 6.11 Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc FIGURA 6.12 Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc FIGURA 6.13 Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc FIGURA 6.14 Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc FIGURA 6.15 Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc FIGURA 6.16 Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc FIGURA 6.17 Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc FIGURA 6.18 Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc...135

10 FIGURA 6.19 Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor monofásico com carga e filtro LC FIGURA 6.11 Sinal de entrada do Conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte completa FIGURA Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série com a fonte de tensão FIGURA Sinal de saída do conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte completa FIGURA Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte completa FIGURA Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas...14 FIGURA Conversor Boost com bloco associado ao inversor monofásico no ensaio FIGURA Carga e filtro LC utilizados no ensaio FIGURA Sinal de entrada do Conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte completa FIGURA Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série com a fonte de tensão FIGURA Sinal de saída do conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte completa FIGURA 6.12 Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte completa FIGURA Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas...145

11 LISTA DE TABELAS TABELA 1.1 Conversores Básicos...5 TABELA 6.1(a) Dados obtidos pelo Pspice TABELA 6.1(b) Dados obtidos pelo Pspice...118

12 LISTA DE ABREVIATURAS CA Corrente Alternada CC Corrente Contínua CPD Centro de Processamento de Dados CPU Central Processing Unit DAELT Departamento Acadêmico de Eletrotécnica DHT Distorção Harmônica Total EEPROM Electrically Erasable Programmable Read Only Memory FD Fator de Distorção FH Fator Harmônico GTO Gate Turn-off Thyristor HOB Harmônica de Ordem mais Baixa IC Inversor de Corrente IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor IM Índice de Modulação INEP Instituto Nacional de Eletrônica de Potência IV Inversor de Tensão MCT MOS Controlled Thyristor MLP Modulação por Largura de Pulso MOSFET Metal-Oxid Semiconductor Field Effect Transistor PC Personal Computer PWM Pulse Width Modulation RAM Random Access Memory rms root mean square ROM Read Only Memory SIT Static Induction Transistor TBJ Transistor Bipolar de Junção UPS Uninterruptible Power Supply ZCS Zero Current Switching

13 SUMÁRIO 1 - PROPOSTA DE PROJETO INTRODUÇÃO Sistemas de Fornecimento Ininterrupto de Energia (UPS) Sistema On-Line Sistema Stand-by ou Off-Line A Etapa de Potência de um UPS Conversores CC-CA (Inversores de Tensão) Conversores CC-CC não-isolados tipo Boost O Conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão PROBLEMA JUSTIFICATIVA OBJETIVOS Objetivo Geral Objetivos específicos MÉTODO DE PESQUISA ESTRUTURA DO TRABALHO SISTEMAS DE FORNECIMENTO ININTERRUPTO DE ENERGIA (UPS) FORMA DE ONDA DA SAÍDA ISOLAÇÃO ELÉTRICA CONVERSORES CC-CC NÃO-ISOLADOS TIPO BOOST INTRODUÇÃO Característica Ideal de Transferência Estática Operação em condução contínua Ondulação da corrente de entrada Ondulação da tensão de saída Operação em condução descontínua Operação em condução crítica CONVERSOR BOOST COM BLOCOS MULTIPLICADORES DE TENSÃO...24

14 3.2.1 Equacionamentos e parâmetros de especificação CONVERSORES CC-CA (INVERSORES) MODULADOS POR LARGURA DE PULSO (MLP) INVERSORES DE TENSÃO MONOFÁSICOS TÉCNICAS DE MODULAÇÃO POR LARGURA DE PULSO (MLP) Controle de tensão por defasagem Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si Modulação por Largura de Pulso senoidal Modulação por Largura de Pulso amostrada MICROCONTROLADORES INTRODUÇÃO ATUAÇÃO DO MICROCONTROLADOR NO PROJETO PROPOSTO FAMÍLIAS DE MICROCONTROLADORES A ESCOLHA DO MICROCONTROLADOR MSP43F PROJETO APRESENTAÇÃO DO CIRCUITO PROPOSTO ESPECIFICAÇÃO E CRITÉRIOS ADOTADOS Potenciômetro de ajuste para o conversor CC-CC Boost Etapa de isolação ótica com circuito driver Etapa Conversor CC-CC Boost Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao Inversor Meia-Ponte Boost com Bloco Multiplicador acoplado ao Inversor Ponte Completa Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte Completa Dimensionamento do circuito inversor de tensão monofásico Procedimentos para especificação dos Indutores Dimensionamento do Indutor de entrada CONFECÇÃO DA PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO SIMULAÇÃO E RESULTADOS OBTIDOS Simulação do Conversor Boost com Bloco para tensão de saída igual a 36Vcc Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador para tensão de saída igual a 18Vcc...84

15 Simulação do Conversor Boost clássico Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao inversor Meia-Ponte Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao inversor Ponte Completa Simulação do Conversor Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte completa PROCEDIMENTOS DE MONTAGEM E ENSAIOS Programação e ensaio do módulo MSP Ensaio da etapa ótica com circuito Driver Ensaio realizado para o conversor Boost clássico Ensaio realizado para o conversor Boost com bloco Conversor Boost com bloco e tensão de saída18 Vcc Conversor Boost com bloco e tensão de saída 36 Vcc Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor ponte completa Ensaio do Conversor Boost com bloco associado ao inversor ponte completa ANÁLISE DOS RESULTADOS E CONCLUSÕES REFERÊNCIAS APÊNDICE A CIRCUITO DA ETAPA ÓTICA COM DRIVER...15

16 1 1 PROPOSTA DE PROJETO 1.1 INTRODUÇÃO A evolução tecnológica vivenciada pelas áreas de telecomunicações e informática no decorrer das duas últimas décadas e nos dias atuais é acompanhada da necessidade de fornecimento ininterrupto de energia de qualidade. Sabe-se que os sistemas de fornecimento ininterrupto de energia (do inglês UPS) e no Brasil conhecidos popularmente por No- Breaks desempenham um papel fundamental como cobertura no fornecimento de energia elétrica a equipamentos de grandes Centrais telefônicas, Centros de Processamento de Dados (CPD s) de diversas empresas (como os Bancos) e iluminação de emergência. Diversas são as topologias possíveis, havendo no mercado vários fabricantes e marcas associadas a esses equipamentos, os quais possuem custos de aquisição elevados em aplicações de grande porte. Em alguns casos, não havendo um equipamento específico para determinada aplicação, torna-se necessária a adaptação de um outro conforme disponibilidade de comercialização, o que também eleva os custos. Tendo em vista a necessidade de otimização dos circuitos, reduzindo perdas de energia, volume e custo desses equipamentos, podem-se vislumbrar possíveis soluções alternativas as quais, evidentemente, necessitam de uma análise prévia Sistemas de Fornecimento Ininterrupto de Energia (UPS) Um sistema de fornecimento ininterrupto de energia (do inglês Uninterruptible Power Supply - UPS) é um dispositivo de proteção destinado a fornecer energia elétrica à carga durante certo tempo, em caso de falta na rede ou variações de tensões fora dos limites normais. Este equipamento é inserido entre a fonte alimentadora e a carga a ser protegida. Quando ocorre uma falha no fornecimento de energia ou alguma operação anormal, o UPS deve atuar instantaneamente fornecendo a energia exigida pela carga durante certo tempo até que as condições da rede voltem ao normal. Este dispositivo é largamente empregado para proteger computadores, evitando que faltas momentâneas da rede causem perda de dados (INEP: No-Breaks para não Projetistas, 1995). Um UPS é composto basicamente por uma bateria ou um banco de baterias, um carregador para estas baterias, ou seja, um conversor CA-CC e um conversor CC-CA.

17 2 Existem duas topologias básicas para esses sistemas: sistema On-Line e sistema Stand-by (Off-line). Essas duas estruturas são descritas nos tópicos seguintes Sistema On-Line Neste tipo de configuração o UPS é ligado diretamente entre a rede e a carga. O conversor CA-CC carrega a bateria e alimenta o conversor CC-CA, o qual funciona permanentemente alimentando a carga. Quando há falha na rede, o conversor CA-CC sai de operação e o conversor CC-CA passa a ser alimentado somente pela bateria, conforme demonstrado na figura (1.1). Fig Sistema On-Line. Fonte: [ INEP 95a ], p Sistema Stand-by ou Off-line Nesta topologia, em condições normais de funcionamento, a carga é alimentada diretamente pela rede. O UPS só entra em operação em caso de falha dessa, quando a chave S passa da posição 1 para a posição 2, como pode-se verificar na figura (1.2). O conversor CA- CC apenas carrega a bateria. Essa topologia possibilita menor volume e custo ao equipamento, pois não necessita de um nível de isolamento muito alto diferentemente do que acontece no caso do sistema on-line. Fig Sistema Off-Line. Fonte: [ INEP 95a ], p. 5.

18 A Etapa de Potência de um UPS A etapa de potência de um UPS consiste de um circuito elevador (representado por um conversor CC-CC elevador), que irá elevar a tensão da bateria para valores utilizáveis pela carga, e por um circuito inversor, que irá entregar à carga uma tensão alternada. A figura (1.3) exibe um diagrama de blocos para um sistema UPS Off-Line com destaque para a etapa de potência. Fig Etapa de Potência de um UPS Off-Line. Fonte: adaptada de [ INEP 95a ], p Conversores CC-CA (Inversores de Tensão) Os inversores de tensão convertem a tensão contínua em sua entrada em uma tensão alternada, na qual pode-se controlar a freqüência e amplitude. Idealmente procura-se obter uma tensão senoidal em sua saída, porém, em algumas aplicações pode-se admitir elevado conteúdo harmônico. Esse tipo de inversor converte a tensão de entrada CC em uma onda quadrada CA na saída da fonte (AHMED, 2). Os inversores de tensão podem ser do tipo meia-ponte monofásico, que é usado em aplicações de baixa potência e é o alicerce básico dos circuitos inversores; ponte-completa monofásico, que resulta basicamente da associação de dois inversores de tensão do tipo meiaponte; e ponte-completa trifásico que modifica a tensão de entrada CC para uma tensão de saída variável trifásica de freqüência variável. Conforme Ahmed (2, p. 376) o inversor trifásico em ponte pode ser projetado com a combinação de três inversores monofásicos em meia-ponte. A figura (1.4) mostra as três topologias citadas anteriormente.

19 4 Fig Tipos básicos de inversores de tensão: (a) meia-ponte monofásico; (b) ponte-completa monofásico; (c) ponte-completa trifásico. Fonte: OS AUTORES Os inversores com saída senoidal são normalmente usados em sistemas de maior porte e criticidade. Uma onda de tensão quadrada é mais facilmente obtida com relação à onda senoidal (em um conversor CC-CA), e por isso, as UPS de baixa potência e para cargas não altamente críticas, podem fornecer uma tensão quadrada em sua saída. No caso de alimentação de equipamentos sensíveis como computadores de uso pessoal, os quais têm um estágio de entrada com um retificador a diodos e filtro capacitivo, o parâmetro principal é que a tensão possua o mesmo valor de pico da tensão normal (rede). São estabelecidos limites em termos de qualidade da energia suprida a equipamentos computacionais, onde curvas definem um limite dentro do qual deve estar o valor da tensão suprida ao equipamento Conversores CC-CC não-isolados tipo Boost O conversor CC-CC pode então ser conceituado como um sistema, formado por semicondutores de potência operando como interruptores, e por elementos passivos, normalmente indutores e capacitores, que têm por função controlar o fluxo de potência elétrica da fonte de entrada E1 para a fonte de saída E2. (BARBI; MARTINS, 2, p. 1) Atualmente existe uma diversidade de topologias de conversores estáticos CC-CC não- isolados sendo seis desses conversores os mais populares e difundidos: conversor Buck, Boost, Buck-Boost, Cúk, Sepic e Zeta. Conforme Barbi e Martins (2, p. 3) na prática, o rendimento de um conversor CC-CC não-isolado pode variar entre 7% e 98%, dependendo das potências, correntes, tensões, freqüências de chaveamento e das tecnologias empregadas.o ganho estático (definido pela razão entre a tensão de saída E2 e a tensão de entrada E1) para cada uma dessas seis topologias é mostrado na tabela (1.1), onde D é

20 5 definido como a razão cíclica do conversor, sendo a razão entre o tempo de condução da chave de potência e o período de chaveamento do conversor. Tabela 1.1. Conversores Básicos. Fonte: [ Barbi e Martins ], p. 3. Conversor Buck Boost Buck-Boost Cúk Sepic Zeta Ganho estático D 1/(1-D) D/(1-D) D/(1-D) D/(1-D) D/(1-D) A topologia para o conversor CC-CC não-isolado tipo Boost está representada na figura (1.5). Em um conversor Boost a tensão mínima de carga é igual à tensão da fonte de entrada, ou seja, opera como elevador de tensão. As principais aplicações para o conversor Boost estão em fontes de alimentação, retificadores com elevado fator de potência e no acionamento de motores de corrente contínua com frenagem regenerativa (BARBI; MARTINS, 2). Fig Esquema simplificado para o Conversor CC-CC não-isolado tipo Boost. Fonte: adaptada de[ Barbi e Martins ], p O Conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão A topologia de um conversor Boost com blocos multiplicadores está representada na figura (1.6). O bloco multiplicador, composto pelos diodos D M 1 e D M 2, os capacitores C M1 e

21 6 C M 2 e o indutor ressonante L r, é associado ao clássico conversor Boost, composto pela chave S, indutor de entrada L in, o diodo de saída D e o filtro capacitivo C. Fig Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão. Fonte: adaptada de [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 2. Quando a chave S é aberta, o capacitor C M1 carrega com uma tensão igual a tensão de saída de um conversor Boost clássico. Quando a chave S fecha, a energia acumulada no capacitor C M1 é parcialmente transferida ao capacitor C M 2 até que a tensão deste se iguale à tensão do primeiro. Logo, a tensão de saída é duas vezes a tensão de saída de um conversor Boost tradicional. Pode-se ainda acrescer mais blocos multiplicadores, conectados em série um ao outro, elevando mais o ganho estático. Um bloco multiplicador de tensão aumenta o ganho estático em ( M + 1) vezes o ganho de um Boost tradicional, onde M é o número de blocos multiplicadores. Este conversor pode ainda operar sem o indutor ressonante L r. Entretanto a inclusão dessa pequena indutância minimiza os efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos (M.PRUDENTE; L.L.PFITSCHER; R.GULES). 1.2 PROBLEMA Atualmente a utilização de estágios multiplicadores de tensão na clássica topologia BOOST de conversores CC-CC não-isolados é objeto de artigos e trabalhos na área de eletrônica de potência. Contudo, apesar de seu funcionamento isolado ser conhecido, não há

22 7 um estudo disponível sobre o comportamento dessa topologia quando associada a inversores de tensão na etapa de potência de um sistema UPS. 1.3 JUSTIFICATIVA A realização desse trabalho permitirá o levantamento das características de funcionamento do conversor CC-CC não-isolado Boost com estágio multiplicador de tensão aplicado à etapa de potência de um UPS, além dos possíveis benefícios de sua utilização como alternativa ao Boost clássico para essa aplicação. A implementação de um protótipo para o circuito proposto possibilitará à comunidade acadêmica sua utilização, enriquecendo o acervo já existente de ferramentas e meios didáticos. Deseja-se principalmente contribuir com futuros trabalhos na área de sistemas UPS proporcionando às comunidades técnica e acadêmica conhecimentos adicionais na área de eletrônica de potência. Considera-se fundamental a contribuição desse trabalho uma vez que possibilita uma visão alternativa ao que é utilizado em sistemas UPS atualmente, sendo esses sistemas importantíssimos na manutenção da continuidade do fornecimento de energia elétrica a áreas críticas como as de telecomunicações e informática. 1.4 OBJETIVOS Objetivo Geral Avaliar o comportamento e os possíveis benefícios da utilização da topologia do conversor CC-CC não-isolado tipo Boost com estágios multiplicadores de tensão aplicado à etapa de potência de um sistema UPS Objetivos específicos - Conhecer o funcionamento da topologia do conversor CC-CC não-isolado tipo Boost com estágios multiplicadores de tensão;

23 8 - Conhecer o funcionamento das topologias de conversores CC-CA monofásicos tipo meiaponte e ponte-completa, acionados através de modulação por largura de pulso (MLP); - Simular a topologia proposta no programa de simulação de circuitos PSpice; - Analisar o desempenho dessa topologia quando associada ao estágio inversor de tensão; - Identificar os possíveis benefícios da aplicação dessa topologia; - Implementar a associação entre conversor CC-CC não-isolado BOOST com estágio multiplicador de tensão e os conversores CC-CA meia-ponte e ponte-completa monofásicos. - Comparar os dados obtidos na simulação e implementação; - Confirmar as possíveis vantagens da utilização da topologia conversor CC-CC não-isolado BOOST com estágio multiplicador de tensão na etapa de potência de um UPS; 1.5 MÉTODO DE PESQUISA Neste trabalho utilizar-se-á inicialmente o método de abordagem dedutivo, partindo dos conhecimentos já disponíveis acerca do funcionamento das topologias clássicas de conversores CC-CC não-isolados, conversores CC-CA e tipos de UPS a fim de predizer o possível comportamento da topologia alternativa proposta. Na fase inicial do trabalho serão realizadas consultas às bibliografias, acervos técnicos e demais referências relacionadas a conversores CC-CA, conversores CC-CC não-isolados tipo Boost, aplicação de estágios multiplicadores de tensão em topologias de conversores CC- CC não-isolados tipo Boost, famílias de microcontroladores com saídas moduladas em largura de pulso (MLP) e técnicas possíveis de modulação. Posteriormente, tendo os dados da análise teórica do circuito proposto, serão realizados a especificação dos componentes e o levantamento da lista de materiais necessários à montagem do protótipo. A compra do material será feita em lojas especializadas da região de Curitiba e eventualmente havendo necessidade, contato com empresas fora da região.

24 9 Na seqüência pretende-se realizar uma análise teórica com levantamento em separado das características de cada etapa do circuito proposto, ou seja, conversor CC-CC não-isolado tipo Boost com estágio multiplicador de tensão e Conversor CC-CA. A partir dessa fase será feita a análise do funcionamento conjunto dessas etapas. Como próximo passo será iniciada a fase de simulações através de um programa de simulação de circuitos, o qual a princípio será o PSpice. Os dados obtidos na simulação serão adequadamente registrados em tabelas para posterior comparação com as medições obtidas no protótipo. Em seguida iniciar-se-á a implementação do protótipo. Durante essa fase serão realizadas medições e ajustes no circuito sendo que esses dados também serão registrados em tabelas de forma que sejam comparados com os dados obtidos na simulação. Baseando-se nos dados tabelados serão emitidas as devidas conclusões referentes ao tema proposto a fim de concluir a monografia versão final. 1.6 ESTRUTURA DO TRABALHO Compõem o trabalho basicamente os seguintes capítulos: Capítulo 1: Apresentação da proposta, com breve introdução aos sistemas UPS, topologias clássicas de conversores CC-CC enfatizando o conversor Boost, conversores CC-CA e topologia proposta. Visão geral do trabalho proposto, destacando problema, objetivo geral e objetivos específicos, método de pesquisa e estrutura; Capítulo 2: Abordagem de sistemas UPS destacando as classificações das topologias possíveis e aplicações. Capítulo 3: Abordagem de conversores CC-CC não-isolados tipo Boost, visão geral da topologia, princípios de operação, aplicações. Utilização de blocos multiplicadores de tensão, princípios de operação e equacionamentos.

25 1 Capítulo 4: Fundamentação teórica de Conversores CC-CA monofásicos (inversores) abordando a topologia meia-ponte, ponte-completa e princípios de operação. Modulação por Largura de pulso, apresentando as técnicas possíveis e relevantes ao trabalho. Capítulo 5: Visão geral de um microcontrolador, arquiteturas, alguns fabricantes e respectivos circuitos integrados disponíveis no mercado. Contextualização ao projeto proposto. Capítulo 6: Projeto, análise teórica detalhada com cálculos relativos ao circuito proposto, especificação de componentes e simulação no programa PSpice com coleta e registro de dados. Descrição das etapas de montagem do protótipo, problemas encontrados e soluções adotadas. Capítulo 7: Análise dos resultados obtidos na simulação e implementação do circuito proposto. Conclusões obtidas, possíveis benefícios da topologia proposta e sugestões para trabalhos futuros.

26 11 2 SISTEMAS DE FORNECIMENTO ININTERRUPTO DE ENERGIA (UPS) Em qualquer sistema em que o fornecimento de energia elétrica não pode ser interrompido deve-se prever uma fonte para supri-lo em caso de falta da rede. Quando a potência instalada é muito grande, um banco de baterias deve ser previsto para alimentar as cargas instantaneamente e pelo tempo necessário para que um grupo motor-gerador tenha condições de fornecer a energia necessária. Esta configuração usualmente é utilizada em centrais telefônicas, hospitais, etc. Quando as cargas críticas são distribuídas, como no caso de microcomputadores, pode-se usar UPS modulares. Estes equipamentos são de acionamento imediato, capazes de fornecer energia elétrica às cargas durante tempo suficiente para se evitar perda de dados. Existem dois tipos básicos de UPS: o sistema Off-Line representado na figura (2.1) e o On-Line na figura (2.2). A configuração Off-Line possui um retificador, o qual carrega as baterias, um conversor CC-CC elevador de tensão que irá elevar o valor eficaz da tensão das baterias para o valor de tensão eficaz exigido pela carga, um inversor (conversor CC-CA) que transforma a corrente CC proveniente das baterias em uma corrente CA e uma chave que transfere automaticamente a alimentação da carga da linha para o inversor no caso de falha da rede elétrica. A detecção da falha e a transferência da alimentação podem ser feitas em menos de um quarto de ciclo, o que garante a alimentação do equipamento crítico. Uma vez que este sistema não apresenta uma efetiva isolação e proteção da carga contra distúrbios na linha e dado que ele altera seu funcionamento exatamente quando ocorre uma falha, tal estrutura é utilizada principalmente para sistemas de baixo custo e potência, quando a operação não é altamente crítica (POMÍLIO, 26).

27 12 Fig Configuração Off-Line para um UPS. Fonte: adaptada de [ Pomílio 6a ], p. 4. Na configuração on-line, padrão para cargas críticas, a alimentação provém sempre do inversor, cuja alimentação virá da rede através do retificador, ou da bateria, em caso de falha. Como o retificador além de carregar as baterias, como no sistema off-line, deve também suprir a carga, ele é dimensionado para a potência do equipamento alimentado. A presença da chave é para, em caso de falha da UPS, passar a alimentação à rede em menos de 1/4 de ciclo (POMÍLIO, 26). Fig Configuração On-Line para um UPS. Fonte: adaptada de [ Pomílio 6a ], p. 4.

28 FORMA DE ONDA DA SAÍDA Para um UPS de baixa potência e para cargas não altamente críticas pode-se admitir uma tensão quadrada em sua saída, dada a complexidade de se obter uma onda senoidal na saída de um inversor. O parâmetro principal para este tipo de UPS é que a tensão de pico de sua saída seja o mesmo do valor de pico da tensão da rede. Quando comparada a uma onda senoidal, o valor eficaz da tensão para uma onda quadrada será maior, mas devido ao curto período de atuação da UPS isso não trará grandes problemas. 2.2 ISOLAÇÃO ELÉTRICA A isolação elétrica entre entrada e saída é necessária quando, por motivo de segurança ou de norma, deve-se aterrar um dos terminais da saída. A isolação pode ser feita tanto em alta quanto em baixa freqüência. Sabe-se que uma menor freqüência possibilita a redução das dimensões do transformador uma vez que sua impedância é diretamente proporcional à mesma. Um transformador menor proporciona redução de custos, volume e peso devido ao menor uso de cobre para os enrolamentos. A isolação em alta freqüência é possível apenas em alguns pontos e para algumas topologias de conversores CA-CC e CC-CA. Já a isolação em baixa freqüência pode ser colocada na entrada (rede) ou na saída do UPS (POMÍLIO, 26).

29 14 3 CONVERSORES CC-CC NÃO-ISOLADOS TIPO BOOST 3.1 INTRODUÇÃO No conversor CC-CC elevador de tensão, conhecido como conversor Boost, a tensão média de saída é maior que a tensão de entrada. Neste tipo de conversor, obrigatoriamente uma indutância L é colocada em série com a fonte de alimentação. Sendo assim, a fonte de alimentação terá um comportamento de uma fonte de corrente devendo portanto a carga se comportar como uma fonte de tensão. Supondo que o valor do capacitor de saída seja suficientemente grande, pode-se então considerar a carga com uma f.e.m. de valor E. A estrutura básica do conversor Boost está representada na figura (3.1) item (a). Para altas freqüências de chaveamento pode-se adotar a corrente figura (3.1) item (b): i L sendo igual a I L, conforme Fig Conversor CC-CC elevador de Tensão (Boost). Fonte: [ Barbi e Martins ], p. 67. Este tipo de conversor apresenta duas etapas de funcionamento. A primeira etapa tem início quando a chave S é fechada, durante o tempo t c, o diodo é polarizado reversamente e a chave encontra-se curto-circuitada, logo a corrente na chave i S é igual a corrente da fonte I L e a corrente no diodo i D é nula, esta etapa termina quando a chave S é aberta. corrente Na abertura da chave S, durante o tempo t a, o diodo entra em condução e a fonte de I L passa a entregar energia à fonte de tensão E. A corrente na chave i S é igual a zero e a corrente sobre o diodo fechada, reiniciando o ciclo. i D é igual a I L. Esta etapa termina quando a chave S é

30 15 Fig Etapas de funcionamento e principais formas de onda. Fonte: [ Barbi e Martins ], p Característica Ideal de Transferência Estática Considerando que a chave S opera com freqüência fixa e razão cíclica variável. De acordo com a figura (3.1) e as formas de onda da figura (3.2) item (c), a energia cedida pela fonte E é dada pela expressão abaixo: W E = E I T (3.1) L A energia recebida pela fonte é dada pela equação (3.2). W = E I L t a (3.2) Como t a = T tc e considerando-se o sistema ideal, ou seja, W E = W, tem-se que: E I T = E I ( T t ) (3.3) L L c

31 16 Sabendo-se que a razão cíclica D é obtida pela equação (3.4): tc D = (3.4) T Obtém-se a partir das equações (3.3) e (3.4) a seguinte relação: E E 1 = 1 D (3.5) A equação (3.5) representa o ganho estático para um conversor Boost ideal. Quando a razão cíclica D é igual a um, o ganho estático tende ao infinito. Percebe-se também por esta expressão, que o valor mínimo de saída é igual a valor da tensão de entrada Operação em condução contínua Em um conversor Boost a corrente no diodo D é sempre descontínua, porém a corrente na fonte E pode ser tanto contínua quanto descontínua. O grau de continuidade da corrente de entrada depende do nível de energia armazenada na indutância de entrada L. A figura (3.3) representa a topologia clássica de um conversor Boost e a figura (3.4) exibe as principais formas de onda em regime permanente para o modo de condução contínua.

32 17 Fig Estrutura de potência do conversor Boost Clássico. Fonte: [ Barbi e Martins ], p. 71. Fig Principais formas de onda para o conversor Boost em condução contínua. Fonte: [ Barbi e Martins ], p. 72. Quando a chave S é fechada, toda tensão de entrada E é aplicada sobre o indutor L, e a corrente de entrada cresce linearmente de acordo com a expressão (3.6) a seguir:

33 18 i E E t = il = im + (3.6) L No tempo t = tem-se que i E = im, logo: tc i M E. tc = im + (3.7) L Durante o tempo de abertura da chave S, tem-se que a tensão no indutor L é a diferença entre a tensão na carga V e a tensão da fonte E.Assim: i D = i E = i L = i M ( V E) t (3.8) L Para t = ta, tem-se: i m = i M ( V E) ta (3.9) L Sabendo-se que t c = D T, obtém-se a partir da equação (3.7) a seguinte expressão: E = L ( i M i D T m ) (3.1) Sabendo-se que t a = ( 1 D) T, obtém-se a partir da equação (3.9) a seguinte expressão: L ( im im ) ( V E) = (3.11) (1 D) T Dividindo-se a equação (3.11) pela equação (3.1), obtém-se: E E 1 = 1 D (3.12)

34 19 confirmando assim a equação (3.5). Verifica-se pela expressão (3.12) que a tensão de saída independe da corrente de saída. Isso significa que este conversor tem uma boa regulação contra variações da corrente de saída. A corrente de saída, que é igual ao valor médio da corrente sobre o diodo D, pode ser calculada através da seguinte expressão: I 1 = T T i D 1 ( t) dt = T ta I M ( V E) t dt L (3.13) A solução da equação (3.13) é representada pela equação seguinte: I ( im + im ) (1 D) = (3.14) Ondulação da corrente de entrada Analisando a forma de onda de i L presente na figura (3.4) pode-se formular uma expressão para calcular a ondulação da corrente de entrada ( I ), como segue: tc E T tc I = E = (3.15) L L T Como t c = D T tem-se que: E T D I = (3.16) L Ondulação da tensão de saída Na análise realizada no item anterior, considerou-se que a ondulação da tensão de saída era nula. Contudo, durante o período de condução da chave S, o capacitor C fornece

35 2 energia à carga, reduzindo assim a tensão em seus terminais. Quando a chave S é aberta, a fonte fornece energia à carga, recarregando o capacitor e dessa forma elevando sua tensão. Considerando o sistema em regime permanente, essa operação produz uma ondulação de tensão nos terminais do capacitor de valor constante e igual a Vc. A figura (3.5) apresenta as principais formas de onda considerando a ondulação de tensão para o circuito da figura (3.3). Fig Principais formas de onda para o conversor Boost levando-se em conta a ondulação no capacitor de saída. Fonte: [ Barbi e Martins ], p. 77. Considerando-se a constante de tempo suficientemente grande para uma carga e descarga linear do capacitor C, durante o tempo de condução da chave S ( t c ) o capacitor alimenta a carga com um valor de corrente constante e igual a I, conforme figura (3.5). Sendo assim a ondulação de tensão pode ser calculada pela equação (3.17).

36 21 i c dvc Vc = C I = C (3.17) dt t Como t = tc e t c = D T, tem-se a seguinte equação: Vc I = C (3.18) D T Sabendo-se que T 1 =, obtém-se a equação (3.19) a partir da (3.18). f D I V = Vc = (3.19) C f Operação em condução descontínua Diz-se que um conversor opera em modo de condução descontínua quando, durante o tempo de abertura ( t a ) da chave S, a corrente no indutor de entrada se anular, ou seja, quando toda a energia acumulada no indutor for transferida à carga durante este intervalo de tempo. A figura (3.6) mostra as principais formas de onda para a operação em condução descontínua, onde t é o tempo de descarregamento do indutor de entrada.

37 Fig Principais formas de onda para o conversor Boost em condução descontínua. Fonte: [ Barbi e Martins ], p

38 Operação em condução crítica Por definição a condução crítica ocorre quando a corrente no indutor de entrada tornase nula exatamente no final de um período de operação do conversor, ou seja, um novo ciclo do conversor inicia-se precisamente após toda energia acumulada no indutor de entrada for entregue à carga. A figura (3.7) mostra as principais formas de onda para a operação em condução crítica, onde o valor de t é igual ao valor de t a. Fig Principais formas de onda para o conversor Boost em condução crítica. Fonte: [ Barbi e Martins ], p. 84.

39 CONVERSOR BOOST COM BLOCOS MULTIPLICADORES DE TENSÃO A topologia de um conversor Boost com blocos multiplicadores está representada na figura (3.8). O bloco multiplicador, composto pelos diodos DM1 e D M 2, os capacitores C M1 e C M 2 e o indutor ressonante L r, é associado ao clássico conversor Boost, composto pela chave S, indutor de entrada L in, o diodo de saída D e o filtro capacitivo C. Fig Conversor Boost com bloco multiplicador de tensão. Fonte: adaptado de [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p.2. Quando a chave S é aberta, o capacitor C M1 carrega com uma tensão igual a tensão de saída de um conversor Boost clássico. Ao ser fechada essa chave, a energia acumulada no capacitor C M1 é parcialmente transferida ao capacitor C M 2 até que a tensão deste se iguale à tensão do capacitor C M1. Logo, a tensão de saída para essa topologia é duas vezes a tensão de saída de um conversor Boost tradicional. Pode-se ainda acrescentar mais blocos multiplicadores, conectados em série um ao outro de modo a elevar ainda mais o ganho estático. Um bloco multiplicador de tensão aumenta o ganho estático em ( M + 1) vezes o ganho de um Boost tradicional, onde M é o número de blocos multiplicadores. Este conversor pode ainda operar sem o indutor ressonante L r. Entretanto a inclusão desta pequena indutância minimiza os efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos. O capacitor multiplicador C M1 também pode ser integrado ao capacitor de saída C, conforme representado na figura (3.9). Com esta configuração, a tensão no capacitor C é metade da tensão de saída.

40 25 Fig Integração do capacitor multiplicador de tensão com a saída. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 2. A operação deste conversor pode ser dividida em quatro etapas. As características de operação serão descritas a seguir, considerando o conversor em modo de operação contínua: Primeiro estágio (Figura 3.1): [ t, t 1 ] No instante t a chave S é desligada e a energia acumulada no indutor de entrada começa a ser transferida ao capacitor C M1 através do diodo D M 1. A corrente do indutor ressonante ( i Lr Lin ) aumenta linearmente de zero até o valor da corrente do indutor de entrada ( i Lin ) e a corrente sobre o diodo D M 1 reduz na mesma proporção. Durante esta etapa a corrente do indutor ressonante carrega o capacitor de saída C através do diodo D. Fig Primeiro estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3.

41 26 Segundo estágio (Figura 3.11): [ t 1, t 2 ] um baixo No instante t 1 a corrente sobre o diodo DM1 é nula e este se encontra bloqueado com di dt devido a presença do indutor L r, minimizando o efeito da corrente de recuperação reversa do diodo. Durante esta etapa, a corrente do indutor ressonante é igual a corrente do indutor de entrada e a energia do indutor de entrada é transferida à carga através do diodo D. Fig Segundo estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3. Terceiro estágio (Figura 3.12): [ t 2, t 3 ] No instante t 2 a chave S é ligada com uma corrente nula de chaveamento (ZCS - zero current switching).isto ocorre devido a presença do indutor L r o qual no estágio anterior serviu como amortecedor da corrente de recuperação reversa do diodo D M1. As correntes no indutor ressonante L r e no diodo de saída D reduzem linearmente até zero. Nesta etapa a corrente de recuperação reversa do diodo D também é minimizada devido a presença do indutor ressonante.

42 27 Fig Terceiro estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3. Quarto estágio (Figura 3.13): [ t 3, t 4 ] Quando o diodo de saída é bloqueado, parte na energia armazenada no capacitor C M 1 é transferida, através do diodo D M2, para o capacitor C M 2. Quando a energia em C M 2 for di igual a energia em C M1 o diodo D M 2 é bloqueado, também com uma baixa. Durante o dt período em que a chave S permanece ligada o processo de acumulo de energia em mesmo que o de um conversor Boost clássico. L in é o Fig Quarto estágio. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3. As principais formas de onda durante a operação, em modo de condução contínuo, do conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão estão representadas na figura (3.14).

43 28 Fig Formas de onda para o Conversor Boost com Bloco multiplicador de tensão. Fonte: [ Prudente, Pfitscher e Gules s.d. ], p. 3. Analisando-se as formas de onda da figura (3.14) pode-se verificar que a corrente i DM1, que representa a corrente sobre o diodo M1 D, reduz linearmente até zero de t até t 1. Isso ocorre devido ao carregamento do capacitor C M1 o qual no instante t 1 possui um nível de tensão em seu terminal positivo superior à tensão presente no anodo de D M1, polarizando-o reversamente. Sendo assim, no instante t o diodo 1 D M1 é bloqueado e sua corrente de recuperação reversa é reduzida pelo indutor L r. Quando a chave S é ligada, no instante t 2, percebe-se pela forma de onda de i S que não há nenhum pico de corrente característico devido ao efeito da corrente de recuperação reversa do diodo D M1 sobre a chave. O mesmo ocorre quando o diodo de saída D é bloqueado, no instante t 3, e quando o diodo D M 2 é bloqueado, no instante t 4, ou seja, em ambos os casos a corrente de recuperação reversa dos diodos sobre a chave S é atenuada.

44 29 Durante o intervalo de t 3 até t 4 percebe-se que a corrente i S sofre uma elevação em sua forma de onda, posteriormente alcançando a mesma forma de onda padrão de um Boost clássico. Isso ocorre devido ao descarregamento do indutor L r sobre a chave S. Para efeitos práticos esta pequena sobrecorrente pode ser desconsiderada visto que a indutância de apresenta um pequeno valor. Lr Equacionamentos e parâmetros de especificação - Ganho estático e razão cíclica: Conforme abordagem anterior, o ganho estático de um conversor Boost com blocos multiplicadores é multiplicado por ( M + 1) em relação a um conversor Boost clássico. Logo: V V in M + 1 = 1 D (3.2) sendo M o número de blocos multiplicadores e D a razão cíclica. Logo, a razão cíclica pode ser calculada por: V Vin ( M + 1) D = (3.21) V - Máxima tensão sobre a chave: A máxima tensão sobre a chave e todos os diodos é igual a máxima tensão sobre o capacitor C M1, calculada através da equação (3.22). V CM 1 1 = VS = Vd = Vin (3.22) 1 D

45 3 Analisando-se o circuito do Boost clássico representado na figura (3.3) bem como suas formas de onda na figura (3.4), conclui-se que a máxima tensão sobre a chave é igual à tensão de saída. Isolando-se V in da equação (3.2) e substituindo em (3.22) tem-se a tensão sobre a chave S em função da tensão de saída de um Boost com M blocos multiplicadores, conforme equação (3.23). V V S = (3.23) M + 1 Comparando-se um Boost clássico com a topologia que utiliza blocos multiplicadores de tensão e considerando ambos com o mesmo ganho estático, pode-se concluir que a tensão aplicada sobre a chave S para o conversor com blocos multiplicadores é ( M + 1) vezes menor do que a tensão aplicada sobre a chave de potência do Boost clássico, possibilitando assim a utilização de um semicondutor de potência de menor custo para o chaveamento do circuito. - Indutância de entrada: O cálculo da indutância de entrada L in é o mesmo para o conversor Boost clássico. Considera-se uma certa porcentagem para a ondulação da corrente de entrada a qual pode ser calculada pela seguinte equação: P Iin = I Lin = P% (3.24) Vin sendo: Iin : variação da corrente de entrada; I Lin : variação de corrente no indutor de entrada; P : potência de entrada; V in : tensão de entrada; P % : porcentagem considerada;

46 31 Com o valor da variação da corrente sobre o indutor pode-se calcular a indutância de L in por meio da equação (3.16), a qual pode ser reescrita para a equação (3.25). L in Vin D = (3.25) I f - Capacitância do capacitor multiplicador ( C M1 ): O valor mínimo para a capacitância de C M 1 depende da máxima potência de saída, da tensão aplicada sobre o mesmo e da freqüência de chaveamento, como segue: C P máx M1 2 ( VCM1) f (3.26) sendo f a freqüência de chaveamento, V CM 1 a tensão sobre o capacitor C M1 e P máx a máxima potência de saída. A equação (3.26) garante que a energia armazenada no capacitor multiplicador é igual ou maior que metade da energia dissipada pela carga. Metade da energia consumida pela carga é fornecida através do capacitor multiplicador e a outra metade é fornecida diretamente. - Perdas por condução da chave: Durante o período de condução da chave tem-se uma perda de potência conhecida como perda por condução, motivada por sua resistência interna. A transferência de energia do capacitor C M1 para o C M 2 não influencia significativamente a forma de onda da corrente sobre a chave, sendo que o valor aproximado para a corrente eficaz pode ser obtido quando desconsiderada a ondulação na corrente do indutor de entrada, como segue: I P D in Sef = (3.27) Vin

47 32 Logo, a perda por condução da chave é obtida através da equação (3.28). P S 2 = R DSon ( I Sef ) (3.28) sendo: P S : perda por condução da chave (W); R DSon : resistência interna da chave ( ); I Sef : valor eficaz da corrente na chave (A); - Perdas por comutação: O principal fator responsável pelas perdas por comutação em um conversor Boost clássico ocorre quando a chave é ligada. Durante este curto intervalo de tempo tem-se uma elevação na corrente sobre a chave devido ao efeito da corrente de recuperação reversa do diodo. No conversor com blocos multiplicadores de tensão as perdas por comutação são reduzidas, pois devido à presença do indutor L r a corrente de recuperação reversa dos diodos é amortecida fazendo com que a chave seja ligada com uma corrente nula de chaveamento, desta forma não há perdas por comutação neste conversor. - Perdas por condução dos diodos: A corrente sobre todos os diodos é igual a corrente de saída, conforme equação (3.29). i P DM 1 = idm 2 = id = (3.29) V Logo, a perda por condução dos diodos é calculada através da seguinte equação:

48 33 P D N P V f = (3.3) V sendo: P D : perda por condução dos diodos (W); N : número de diodos do circuito; V f : queda de tensão interna de cada diodo (V); Analisando-se a equação (3.3), percebe-se que as perdas por condução dos diodos podem ser elevadas em aplicações com baixa tensão de saída e elevada potência de saída. Logo, o conversor Boost com blocos multiplicadores de tensão pode apresentar uma menor eficiência em relação ao conversor Boost clássico em aplicações com baixo ganho estático ( V V in ), mesmo operando com uma pequena razão cíclica. Percebe-se também que a inclusão de mais blocos multiplicadores no circuito, ou seja, um aumento do número de diodos, também irá aumentar estas perdas.

49 34 4 CONVERSORES CC-CA (INVERSORES) MODULADOS POR LARGURA DE PULSO (MLP) Os conversores CC-CA são também conhecidos como inversores. A função de um inversor é transformar uma tensão de entrada CC em uma correspondente tensão de saída CA de magnitude e freqüência desejadas. Uma tensão de saída variável pode ser obtida através da variação da tensão CC de entrada e pela manutenção do ganho constante no inversor. De outra forma, se a tensão de entrada CC for fixa e não controlável, a variação da tensão de saída CA pode ser obtida através do ajuste no ganho do inversor, o que normalmente é obtido utilizando-se um controle de modulação por largura de pulso (conhecido no inglês como PWM).O ganho do inversor pode ser definido como a razão entre a tensão de saída CA e a tensão de entrada CC (RASHID, 1993). Idealmente a forma de onda da tensão de saída de um inversor deve ser senoidal. No entanto essas formas de onda na prática são não-senoidais, com a presença de harmônicas. Em aplicações de baixa e média potência as formas de onda quadradas e similares podem ser aceitáveis. Todavia em aplicações de elevada potência são desejadas pequenas distorções nas formas de onda senoidais. Com a disponibilidade de dispositivos semicondutores de potência de atuação rápida, as harmônicas contidas no sinal de saída do inversor podem ser minimizadas ou reduzidas significativamente através de técnicas de chaveamento. Os inversores são amplamente utilizados em aplicações industriais tais como na variação de velocidade de motores CA, em fontes de alimentação e sistemas de fornecimento ininterrupto de energia (UPS). A entrada desses inversores pode ser uma bateria, células combustíveis, células fotovoltaicas ou outras fontes de tensão CC. Tipicamente as saídas para inversores monofásicos são (1) 12v e 6Hz, (2) 22V e 5Hz, e (3) 115V e 4Hz. Em inversores trifásicos, os valores típicos de saída são (1) 22/38V e 5Hz, (2) 12/28V e 6Hz, e (3) 115/2V e 4Hz. Os inversores podem ser classificados em dois tipos: (1) inversores monofásicos e (2) inversores trifásicos. Eles podem utilizar como dispositivos de chaveamento os transistores bipolares de junção (TBJ s), MOSFETs, Transistores Bipolares de porta isolada (conhecidos no inglês como IGBTs), MCTs, SITs, GTOs ou tiristores de comutação forçada dependendo das aplicações. Geralmente usam sinais de controle de modulação por largura de pulso para a variação do sinal de saída CA. São conhecidos como inversores de corrente (IC) se a corrente

50 35 de entrada é mantida constante e inversores de tensão (IV) se a tensão de entrada permanece constante. 4.1 INVERSORES DE TENSÃO MONOFÁSICOS Conforme Rashid (1993, p. 357), os inversores de tensão monofásicos podem ser classificados em meia-ponte ou ponte-completa. A topologia do inversor de tensão monofásico em meia-ponte, as formas de onda na saída para uma carga resistiva e a forma de onda da corrente para uma carga altamente indutiva são mostradas respectivamente nos itens (a), (b) e (c) na figura (4.1). Fig Inversor de tensão monofásico meia-ponte. Fonte: adaptada de [ Rashid 93], p Quando o transistor Q1 entra em condução no primeiro intervalo de tempo T 2, a tensão instantânea na carga ( v ) é V 2.Quando o transistor Q2 entra em condução no segundo intervalo de tempo T 2 a tensão na carga é -V S 2 S.O acionamento dos transistores em questão deve ser projetado de modo que não seja possível a condução simultânea dos mesmos. Essa topologia requer uma fonte CC com divisão de tensão, sendo que a tensão reversa sobre o transistor em bloqueio é V ao invés de V 2. S S

51 36 Fourier: A tensão de saída instantânea ( v ) em Volts pode ser expressa através da série de v 2 V S = sen( n ω t) n= 1,3,5... n π (4.1) sendo igual a para n = 2,4,... e ω = 2 π f em rad/s para a tensão de saída, onde ω é a velocidade angular, f a freqüência fundamental em Hertz, conversor em Volts. V S a tensão CC de entrada do Para o caso de uma carga indutiva, a corrente na mesma não varia instantaneamente com a tensão de saída. Quando o transistor Q1 é bloqueado em t = T 2 a corrente da carga continua fluindo através de D2, carga e a fonte inferior V S 2 até que seu valor seja.de maneira similar, quando Q2 é bloqueado no tempo t = T a corrente na carga flui através de D1, carga e a fonte superior V S 2.Na figura (4.1) item (c) pode-se observar a forma de onda da corrente na carga e os intervalos de condução dos transistores para uma carga de elevada indutância. Nesse caso cada transistor conduz apenas em um intervalo T 2 ou 9. Dependendo do fator de potência da carga o período de condução de um transistor pode variar entre 9 e 18. Para o caso de uma carga RL (resistiva e indutiva) a corrente instantânea na carga i pode ser representada pela expressão: S = sen( n ω t θn ) 2 2 n= 1,3,5... i n π R 2 V + ( n ω L) (4.2) sendo θ n = tg 1 n ω L, L a indutância (em H) e R a resistência (em ). R Considerando-se a corrente I 1 como a corrente rms fundamental de carga (em A), a potência de saída fundamental ( n = 1) em Watts pode ser expressa por:

52 37 P 1 = V I 1 1 V 2 2 S cosθ n = ( I 1) R = R (4.3) π R + ( ω L) sendo V 1 a componente fundamental da tensão rms sobre a carga (em V). A saída de inversores práticos contém harmônicas e a qualidade de um inversor normalmente é avaliada em termos de alguns parâmetros de desempenho tais como o fator harmônico ( FHn ), distorção harmônica total ( DHT ), fator de distorção ( FD ) e harmônica de ordem mais baixa ( HOB ). O fator harmônico ( FHn ) é uma medida da contribuição individual de cada uma das harmônicas e é definida como: Vn FHn = (4.4) V 1 sendo V n o valor rms da n-ésima componente harmônica. A distorção harmônica total ( DHT ) é uma medida da distorção entre a forma de onda de saída do inversor e sua componente fundamental definida como: = DHT V n (4.5) V1 n= 2,3,... O fator de distorção ( FD ) indica a quantidade de distorção harmônica restante em um sinal particular após as harmônicas desse sinal terem sido submetidas a uma atenuação de segunda ordem (divididas por 2 n ).Esse fator é definido conforme equação (4.6): = Vn FD 2 (4.6) V1 n= 2,3,... n Pode-se definir também o fator de distorção de cada componente harmônica como:

53 38 Vn FDn = (4.7) 2 V 1 n A harmônica de ordem mais baixa ( HOB ) é a componente harmônica cuja freqüência está mais próxima da freqüência fundamental e sua amplitude é igual ou maior a 3% da amplitude da componente fundamental. Outra topologia possível para inversores de tensão monofásicos é a do inversor em ponte-completa mostrada na figura (4.2) juntamente com as respectivas formas de onda na saída para uma carga resistiva e a forma de onda da corrente para uma carga altamente indutiva. Fig Inversor de tensão monofásico ponte-completa. Fonte: adaptada de [ Rashid 93 ], p Quando os transistores Q1 e Q2 são acionados simultaneamente, a tensão de entrada VS é aplicada sobre a carga. Na condução simultânea dos transistores Q3 e Q4, a tensão que aparece sobre a carga é de VS.A tensão de saída rms nessa topologia de conversor pode ser obtida pela equação seguinte: 1 2 To V = VS dt = V T S (4.8)

54 39 Aplicando-se a série de Fourier obtém-se a equação seguinte a qual representa a tensão de saída instantânea: v 4 V S = sen( n ω t) n= 1,3,5... n π (4.9) Para uma carga resistiva e indutiva, a corrente na mesma pode ser obtida através da equação (4.1). S = sen( n ω t θ ) n 2 2 n= 1,3,5... i n π R 4 V + ( n ω L) (4.1) sendo θ n = tg 1 n ω L R 4.2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO POR LARGURA DE PULSO (MLP) Em INEP (1995, MODULAÇÃO PWM, p. 1.), as técnicas de modulação por largura de pulso são classificadas primeiramente como fixas e móveis. Modulação fixa refere-se àquela na qual a tensão (ou corrente) de saída, no caso de um inversor, é modificada diretamente pela variação da tensão (ou corrente) de entrada. Essa modulação é bastante utilizada em inversores de corrente. Também para o caso de um inversor, define-se modulação variável como aquela que permite a variação da tensão (ou corrente) de saída através do acionamento coordenado das chaves de potência do circuito, mantendo-se a tensão (ou corrente) de entrada inalterada. Essa modulação é muito utilizada em inversores de tensão. Algumas das técnicas de modulação variável são: controle da tensão por defasagem, modulação por largura de pulsos múltiplos e iguais entre si, modulação por largura de pulso senoidal e modulação por largura de pulso senoidal amostrada. Existem outras técnicas que também se enquadram nessa classificação tais como a modulação por largura de pulso otimizada e a modulação otimizada usando o método do gradiente simplificado que não serão abordadas uma vez que representam soluções utilizadas na redução das componentes harmônicas em implementações de elevada potência, cujo tema não é o foco deste trabalho.

55 Controle de tensão por defasagem Nessa classificação o sinal de saída do inversor é ajustado conforme a defasagem angular de condução das chaves de potência. A figura (4.3) mostra um conversor inversor monofásico em ponte-completa e o sinal de saída em função da defasagem angular φ entre as chaves de potência S1, S2, S3 e S4. Fig Tensão de saída de um inversor monofásico em ponte-completa controlado por defasagem. Fonte: [ INEP 95b ], p. 2. Adotando-se o ponto N como referência, a tensão na carga pode ser definida pela equação seguinte. V L = V V ) ( V V ) (4.11) ( A N B N O ângulo γ, que representa o intervalo no qual a tensão de saída é diferente de zero pode ser obtido em função do ângulo de defasagem de conduçãoφ entre as chaves de potência pela equação: γ = 18 º φ (4.12) Utilizando-se a Série de Fourier, o nível de tensão na carga é expresso por:

56 41 = 4 VS n γ VL sen (4.13) n= 1,3,5,... n π 2 sendo V S a tensão em corrente contínua na entrada do inversor (em Volts). A tensão eficaz sobre a carga ( V Lef ) é definida pela equação (4.14). γ V Lef = V S (4.14) π Para valores de φ π maiores que,4 as componentes harmônicas apresentam amplitude maior do que a componente fundamental Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si Essa técnica permite a redução do conteúdo harmônico do sinal de saída do inversor quando comparada à técnica anterior. Para isso utiliza-se um sinal de referência retangular e uma onda portadora triangular. A freqüência do sinal de referência determina a freqüência fundamental do sinal de saída enquanto a freqüência da onda portadora determina o número de pulsos por semi-ciclo. Assim, o sinal de saída do inversor é representado por uma série de pulsos, reduzindo-se o conteúdo harmônico. A figura (4.4) apresenta o princípio básico da geração de um sinal através de modulação por largura de pulsos múltiplos e iguais entre si para um inversor monofásico.

57 42 Fig Modulação por Largura de Pulsos múltiplos e iguais entre si para um inversor monofásico. Fonte: [ INEP 95b ], p. 4. A largura dos pulsos γ depende dos valores de tensão V 1 (sinal de referência) e V 2 (onda portadora triangular) segundo a equação a seguir: π V1 γ = 1 (4.15) N V 2 considerando-se V1 V 2 e N como a razão entre o período do sinal de saída (T ) e o dobro do período da onda portadora triangular ( T p ) conforme equação abaixo: N T = (4.16) 2 T p Em Rashid (1993, p.376) comenta-se que o fator de distorção para essa técnica de modulação é significativamente reduzido se comparado à Modulação por Largura de Pulso único. Contudo, devido ao aumento na freqüência de chaveamento dos transistores de potência, elevam-se também as perdas nesses elementos.

58 Modulação por Largura de Pulso senoidal Nessa técnica de modulação a largura de cada pulso é definida proporcionalmente às amplitudes de um sinal de referência senoidal. Isso permite uma redução ainda mais significativa do fator de distorção e das harmônicas de mais baixa ordem em comparação com as técnicas apresentadas anteriormente. Essa modulação é gerada a partir da comparação do sinal de referência senoidal de freqüência fo com uma onda portadora triangular de freqüência fp.a freqüência da componente fundamental do sinal de saída é definida pela freqüência do sinal de referência senoidal enquanto a amplitude deste ( Ar ) controla o chamado índice de modulação ( IM ), o qual está relacionado com a tensão de saída rms do inversor ( V ). O índice de modulação ( IM ) é obtido através da equação (4.17), sendo Ap a amplitude da onda portadora triangular. Ar IM = (4.17) Ap A tensão de saída rms ( V ) do inversor obtida na utilização dessa técnica é definida pela equação seguinte: V p δm = V S m= 1 π 1 2 (4.18) sendo p o número de pulsos eδm a largura do m-ésimo pulso. A figura (4.5) apresenta o sinal de referência, a onda portadora e o sinal modulado por largura de pulso senoidal.

59 44 Fig Modulação por Largura de Pulso senoidal. Fonte: adaptada de [ Rashid 93 ], p A figura (4.6) apresenta no item (a) a modulação MLP senoidal a dois níveis e no item (b) a modulação MLP senoidal a três níveis. Fig Modulações senoidais naturais. Fonte: [ INEP 95b ], p. 7.

60 45 Percebe-se, para uma mesma freqüência da onda portadora triangular, que a tensão de saída de um inversor a três níveis possui o dobro de pulsos em relação à modulação a dois níveis. Dessa forma as primeiras componentes harmônicas apresentam ordem de freqüência duas vezes superior, distanciando-se da componente fundamental e por conseqüência facilitando a ação de filtragem Modulação por Largura de Pulso amostrada Essa técnica baseia-se na amostragem de valores instantâneos de uma senóide de referência, a qual é obtida através de um circuito amostra-e-retém (do inglês Sample-and- Hold) pelo armazenamento do valor instantâneo de pontos eqüidistantes ao longo do sinal senoidal, mantendo-o constante até nova amostragem. Resulta desse processo uma forma de onda em degraus que é comparada a uma forma de onda triangular, gerando o sinal modulado em dois ou três níveis conforme figuras (4.7) e (4.8) respectivamente, sendo (a) o sinal de referência V ref ; (b) sinal modulante amostra-e-retém; (c) forma de onda triangular; (d) pulsos gerados pela modulação e (e) forma de onda da componente fundamental do sinal modulado. Fig Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a dois níveis. Fonte: [ INEP 95b ], p. 9.

61 46 Fig Modulação por Largura de Pulso senoidal amostrada a três níveis. Fonte: [ INEP 95b ], p. 9. Essa técnica é vantajosa em relação a MLP senoidal uma vez que é possível a definição das posições de amostragem e dos valores amostrados e, por conseqüência, a previsão da largura e da posição dos pulsos, permitindo a utilização de computadores e circuitos digitais dedicados a esse fim. Assim, essa técnica de modulação apresenta vantagens em relação às descritas anteriormente além da fácil implementação, de forma que não estando em foco a análise de harmônicas, atende ao propósito do presente trabalho.

62 47 5 MICROCONTROLADORES 5.1 INTRODUÇÃO Um microcontrolador é um computador programável, em um chip otimizado para controlar dispositivos eletrônicos. É uma espécie de microprocessador, com memória e interfaces de entrada/saída (I/O) integrados, enfatizando a auto-suficiência, em constraste com um microprocessador de propósito geral, o mesmo tipo usado nos PCs, que requer chips adicionais para prover as funções necessárias. Os microcontroladores foram originados do desenvolvimento da tecnologia dos circuitos integrados, que possibilitou armazenar centenas de milhares de transistores num único chip. A produção dos primeiros computadores se baseou nessa tecnologia, onde foram adicionados periféricos externos tais como memória, linhas de entrada e saída, temporizadores e outros. Com a melhoria e crescente aumento do nível de integração, surgiram circuitos integrados que contém simultaneamente processador e periféricos. O chip contendo um microcomputador, mais tarde foi chamado microcontrolador. Existem vários aspectos que diferem um microcontrolador de um microprocessador. O mais importante deles é com relação à funcionalidade, já que o microprocessador necessita da adição de outros componentes, tais como memória, entrada e saída de dados, etc. Enquanto isso, o microcontrolador já tem incorporado ao seu projeto todos os periféricos necessários para seu funcionamento, poupando dessa forma, tempo, e espaço na construção dos dispositivos. Atualmente existe uma diversidade de fabricantes de microcontroladores, os quais estão disponíveis em várias famílias diferindo no número de entradas/saídas, quantidade de memória, periféricos como conversores A/D (analógico/digital), temporizadores/contadores e interface para comunicação serial.

63 ATUAÇÃO DO MICROCONTROLADOR NO PROJETO PROPOSTO A função do microcontrolador no circuito proposto está relacionada com a geração de três sinais modulados por largura de pulso, limitando-se ao simples acionamento das chaves de potência do conversor Boost e do conversor CC-CA sem atuar na monitoração dos níveis de tensão de saída dos conversores, ou seja, sem o ramo de realimentação caracterizando, portanto, um controle em malha aberta. A razão cíclica ( D ) do MLP1 do conversor Boost será ajustada pelo potenciômetro enquanto os sinais modulados por largura de pulso para acionamento do conversor CC-CA (MLP2 e MLP3) são parametrizados no programa definido para o microcontrolador. A atuação deste no contexto do projeto é demonstrada na figura (5.1). Bateria 24 Vcc CONVERSOR BOOST Vcc elevada CONVERSOR CC-CA Tensão CA Sinal MLP 2 Sinal MLP 1 MICROCONTROLADOR Sinal MLP 3 Potenciômetro Fig. 5.1 Microcontrolador contextualizado ao projeto. Fonte: OS AUTORES O microcontrolador a ser utilizado, portanto, deve possuir pelo menos três saídas de sinais modulados por largura de pulso (MLP), sendo MLP2 e MLP3 complementares.

64 FAMÍLIAS DE MICROCONTROLADORES A utilização de microcontroladores nas mais diversas aplicações disseminou-se rapidamente, existindo atualmente uma grande diversidade desses dispositivos. O primeiro microcontrolador foi lançado pela Intel em 1978 e recebeu a sigla 848, evoluindo posteriormente para a família 851, em A Intel ainda oferece a família 896, que trabalha em 16 bits, possibilitando maior capacidade de processamento. Citam-se também como fabricantes alternativos à Intel a Texas Instruments com os MSP, Zilog com sua família Z8, a National com o COP8, a Motorola ( atualmente FreeScale ) com o 6811 e a Microchip com seus PICs. A família MSP43 da Texas Instruments de microcontroladores com baixo consumo de energia é composta de dispositivos usados para diferentes periféricos e aplicações. A arquitetura combinada, com cinco modos de economia de energia diferentes, permite que esses dispositivos sejam otimizados estendendo, portanto, a vida útil da bateria em aplicações de medições portáteis. O oscilador controlado digitalmente (DCO) permite alternar do modo de economia de energia para modo ativo em menos de 6 µs. Atualmente a família 851 é a que oferece uma grande variedade de opções, apresentando como vantagem a diversidade de fabricantes que a disponibiliza tal como a Philips, a Maxim-Dallas, a Atmel e a Analog-Devices. 5.4 A ESCOLHA DO MICROCONTROLADOR MSP43F149 Optou-se pela utilização desse microcontrolador da Texas Instruments pelas características interessantes como baixo consumo, facilidade de programação, bem como facilidade de obtenção de kits de desenvolvimento e hardware. O MSP43F149 possui arquitetura RISC (Reduced Instruction Set Computer) e processamento em 16 bits, apresentando como principais características: conversor A/D com resolução 12 bits, oito entradas analógicas, memória Flash com 6 kb, memória RAM com 2 kb, duas portas seriais, 48 pinos de entrada e saída, tensão de alimentação de 1,8 a 3,6 Vcc, programação on board (sem a necessidade da remoção do componente), tamanho físico reduzido (aproximadamente 1 x 1 mm). Dentre as saídas disponíveis oito podem ser programadas para sinais MLP, atendendo a exigência mínima do projeto a qual é de três saídas MLP disponíveis.

65 5 Com o intuito de facilitar o acesso aos pinos do microcontrolador, uma vez que o mesmo é do tipo SMD, foi necessária a localização de um fornecedor de um KIT didático que contivesse esse dispositivo. Optou-se então pelo KIT didático módulo CPU MSP43 de 64 pinos comercializado pela empresa SCTEC, a qual está atualmente estabelecida na cidade de Joinville, SC. A figura (5.2) apresenta uma visão do módulo em questão. Fig. 5.2 : Módulo CPU MSP43 64 pinos da SCTEC. Fonte: [ www 7b ]

66 51 6 PROJETO Esse capítulo abordará os critérios de especificação dos componentes utilizados nos circuitos ensaiados, simulações com o programa PSpice, procedimentos de montagem, metodologia utilizada nos ensaios, problemas encontrados e soluções adotadas. 6.1 APRESENTAÇÃO DO CIRCUITO PROPOSTO O circuito implementado é composto pelo módulo com microcontrolador MSP43F149, etapa de isolação ótica com circuito driver, circuito conversor CC-CC (nas configurações Boost clássico ou Boost com bloco) e circuito inversor de tensão monofásico (meia-ponte ou ponte completa). A figura a seguir apresenta um diagrama de blocos com as principais etapas que compõem o circuito ensaiado. Módulo com microcontrolador MSP43F149 Etapa isolação ótica com circuito driver Conversor CC-CC Boost Circuito inversor de tensão monofásico Ajuste externo MLP do conversor Boost Fig. 6.1 : Diagrama de blocos simplificado para o circuito proposto. Conforme já abordado no capítulo 5, tópico 5.4, utilizou-se o microcontrolador MSP43F149 da Texas Instruments no acionamento dos MOSFET s do inversor de tensão monofásico e do conversor CC-CC sem realimentação para o controle, caracterizando, portanto, um sistema em malha aberta. O ajuste do sinal modulado por largura de pulso aplicado ao conversor CC-CC Boost é realizado através de um potenciômetro externo conectado a uma entrada de interface analógica/digital disponível no microcontrolador. A isolação do módulo com microcontrolador em relação ao circuito de potência é possível através da etapa isolação ótica com circuito driver. Essa etapa é composta basicamente por cinco optoacopladores do tipo 6N136 e cinco circuitos integrados do tipo NE555. A etapa conversor CC-CC é composta por um MOSFET de potência e um diodo do tipo ultrarápido para a configuração Boost clássico. Para o caso do Boost com bloco adiciona-

67 52 se um estágio elevador de tensão composto por dois diodos, um capacitor e uma pequena indutância com este conforme já abordado no capítulo 3, tópico ESPECIFICAÇÃO E CRITÉRIOS ADOTADOS Potenciômetro de ajuste para o conversor CC-CC Boost Para ajuste do sinal MLP responsável pelo acionamento do Mosfet desse conversor utilizou-se um potenciômetro de 1 kω conforme figura (6.2). +3,3Vcc 1k MSP43F149 Fig. 6.2 : Ligação do potenciômetro de ajuste ao módulo MSP43 A alimentação de 3,3Vcc utilizada nesse circuito e aplicada ao microcontrolador é fornecida pelo regulador de tensão LM317T conforme figura abaixo. Fig. 6.3 : Regulador de tensão variável LM317T ajustado para tensão de saída de 3,3Vcc.

68 Etapa de isolação ótica com circuito driver A fim de proporcionar uma isolação entre o circuito de controle, o qual é representado pelo módulo com o microcontrolador MSP43F149, e a etapa de potência, reduzindo assim a possibilidade de dano ao primeiro, faz-se necessária a especificação de um circuito de isolação ótica baseado em optoacopladores disponíveis comercialmente. Basicamente um optoacoplador é composto por um emissor e um receptor presentes em um mesmo encapsulamento. No projeto proposto utilizou-se o optoacoplador 6N136 da QT OPTOELECTRONICS, o qual é composto por um emissor LED de AlGaAs e um fotoreceptor baseado em um transistor de alta velocidade de chaveamento presentes em um encapsulamento do tipo DIP de 8 pinos. Conforme catálogo disponível para pesquisa em [www 7d ], esses dispositivos apresentam uma velocidade de transferência de dados de 1Mbit/s e isolação de até 48 Vcc. A fig. (6.4) apresenta uma recomendação do fabricante para utilização desse optoacoplador. Considerou-se para o projeto as especificações R L = 33 KΩ, R = 1Ω m V cc = 15V. Não foram utilizados os capacitores de,1µ F e 1,5µF uma vez que a distância entre o circuito driver e a saída dos optoacopladores é pequena. Fig. 6.4 : Circuito recomendado para o 6N136. A ligação recomendada pelo fabricante será modificada com a colocação de RL entre o pino 5 e o terra, uma vez que na configuração anterior um nível alto na entrada faz com que o o fototransistor conduza, levando o pino 6 ao potencial de terra e, portanto, invertendo a lógica de saída em relação à de entrada. Isso levaria o pino 3 do NE555 a nível baixo, ocasionando a não condução do Mosfet, quando na verdade esse deveria estar em operação.

69 54 R m foi obtido considerando-se o nível de tensão do sinal MLP aplicado ao optoacoplador em 3,3V, corrente de entrada I F = 16mA e V F = 1, 7V ( recomendação do fabricante), através da equação seguinte: R m =, 3 I 3 VF (6.1) F R L foi obtido considerando-se o nível de tensão de alimentação V cc = 15V e a corrente máxima de saída I O = 8mA, através da equação seguinte: max Vcc 15 RL = = 1, 875KΩ I,8 O max (6.2) Por sua vez o circuito driver, cuja função é amplificar a corrente de saída a ser aplicada ao gate do Mosfet de Potência além de permitir também uma complementação à isolação já disponibilizada pelos optoacopladores, é formado pelo CI NE555. Portanto um nível de tensão alto proveniente da saída do optoacoplador 6N136 e aplicada ao reset do NE555 ( pino 4 ), leva a saída deste a nível alto ( 15 Vcc ), acionando o Mosfet. A figura (6.5) apresenta o modo de ligação do CI NE555 no contexto da etapa isolação ótica com circuito driver.

70 55 Fig. 6.5 : Etapa de isolação ótica com circuito driver. O capacitor C1 de 1 F é carregado através do diodo ultrarápido MUR86 durante a condução do Mosfet Q4. Cessada esta, a carga do capacitor é suficiente para garantir o funcionamento do CI NE555 representado por U1, garantindo portanto a operação do Mosfet Q1. O circuito que alimenta o par de Mosfets Q2 e Q3 opera de forma semelhante. O circuito completo da etapa de isolação ótica com circuito driver está disponível no APÊNDICE A. A alimentação de toda a etapa é fornecida pelo regulador de tensão LM7815, cuja ligação recomendada está representada na figura (6.6). Maiores detalhes estão disponíveis no catálogo da National Semiconductors disponível em [ www 7d ].

71 Etapa Conversor CC-CC Boost Fig. 6.6 : Regulador de tensão LM Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao Inversor Meia-Ponte A figura (6.7) apresenta essa topologia: Fig. 6.7 : Boost com bloco acoplado a inversor meia-ponte. Os critérios de projeto são: V in = 24Vcc Tensão de entrada; V = 36Vcc Tensão de saída do conversor CC-CC; P in = 3W Potência de entrada; P 3W = Potência de saída do conversor CC-CC;

72 57 P max = 4W Máxima potência de saída do conversor CC-CC; M = 1 Quantidade de blocos multiplicadores; N = 3 Quantidade de diodos no conversor CC-CC; P 45% Ondulação percentual da corrente de entrada; % = V = 5% Ondulação percentual da tensão de saída do conversor CC-CC; f = 4kHz Freqüência de chaveamento; O ganho estático para esta topologia é calculado pela seguinte equação: V 36 q = = q = 15 V 24 in A razão cíclica é calculada pela equação (3.21): V Vin ( M + 1) (1 + 1) D = = D =,867 V 36 A máxima tensão aplicada sobre a chave é dada pela equação (3.22), assim como a máxima tensão sobre os diodos do conversor CC-CC e o capacitor C M1: 1 1 VCM1 = VS = Vd = Vin = 24 VCM1 = VS = Vd = 18V 1 D 1,867 O valor da corrente eficaz sobre a chave é obtido pela equação (3.27): I Pin = V D 3,867 = I 24 Sef Sef = 11, 639 in A Logo o MOSFET escolhido foi o IRFP26, o qual possui as seguintes características: V DSS = 2V Máxima tensão entre dreno e fonte; I D = 46A Máxima corrente no dreno; R =, 55Ω Resistência interna de condução; DSon

73 58 Logo a máxima potência dissipada pelo MOSFET quando em condução pode ser calculada pela equação (3.28): 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (11,639) PS = 7, 451W A corrente sobre os diodos resulta da equação (3.29): P 3 idm1 = idm 2 = id = = idm1 = idm 2 = id =, 833A V 36 Logo os diodos D M 1, D M 2 e D escolhidos foram do tipo ultrarápido MUR86, os quais possuem as seguintes características: V RRM = 4V Máxima tensão reversa; I F ( AV ) = 8A Máxima corrente de condução; A máxima potência dissipada pelos diodos é obtida pela equação (3.3): N P Vf 3 3,7 PD = = PD = 1, 75W V 36 A variação da corrente sobre o indutor de entrada é calculada pela expressão (3.24): P 3 Iin = ILin = P% =,45 I Lin = 5, 625A V 24 in O valor máximo da corrente sobre o indutor é calculado pela seguinte expressão: P 3 I = = IM 12, A M V 24 = 5 in Logo o valor mínimo da corrente sobre o indutor é: Im = IM I Lin = 12,5 5,625 Im = 6, 875A A indutância de entrada é calculada pela equação (3.25): Vin D 24,867 Lin = = Lin = 92,48µ H I f 5,625 4k Lin

74 59 A corrente de saída é calculada pela equação (3.29): P 3 i = = i =, 833A V 36 A capacitância de saída pode ser calculada pela equação (3.19): D i,867,833 V =,5 = C = 361,16µ F C f C 4k O valor mínimo para capacitância de C M1 é calculado pela equação (3.26): P máx 4 CM1 CM1 38, 64nF 2 2 ( V ) f (18) 4k CM 1 Como o conversor CC-CC será conectado a um inversor meia-ponte, tem-se um divisor de tensão entre os capacitores C e C M1, portanto estes capacitores devem ser de mesma capacitância. Para que se tenho o efeito capacitivo de saída calculado anteriormente, e considerando os valores comerciais, as seguintes associações de capacitores foram adotadas: Tanto C quanto C M1 serão representados pela associação em paralelo de um capacitor de 47 F, um de 47 F e um de 22 F. Tem-se então uma capacitância equivalente de 737 F. Logo o efeito capacitivo na saída será o equivalente entre duas capacitâncias de 737 F em série, ou seja, 368,5 F. Para o dimensionamento do capacitor C M 2 pode-se adotar o mesmo critério de dimensionamento de C M 1, pois o capacitor C M2 deve ser capaz de armazenar no mínimo metade da energia armazenada em C M1. O valor adotado para C M 2 foi de 1 F. O indutor ressonante L r deve apresentar uma indutância baixa, a fim de minimizar os efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos. Nesse caso será utilizado um indutor de H.

75 Boost com Bloco Multiplicador acoplado ao Inversor Ponte Completa O segundo ensaio a ser realizado será de um Boost com estágio multiplicador de tensão acoplado a um inversor ponte completa. A figura (6.8) apresenta a topologia: Fig. 6.8 : Boost com bloco acoplado a inversor Ponte completa Os dados de projeto e cálculos de componentes para esta topologia são: V in = 24Vcc Tensão de entrada; V = 18Vcc Tensão de saída do conversor CC-CC; P in = 3W Potência de entrada; P 3W = Potência de saída do conversor CC-CC; P max = 4W Máxima potência de saída do conversor CC-CC; M = 1 Quantidade de blocos multiplicadores; N = 3 Quantidade de diodos no conversor CC-CC; P 45% Ondulação percentual da corrente de entrada; % = V = 5% Ondulação percentual da tensão de saída do conversor CC-CC; f = 4kHz Freqüência de chaveamento;

76 61 O ganho estático para esta topologia é: V 18 q = = q = 7,5 V 24 in A razão cíclica é calculada pela equação (3.21): V Vin ( M + 1) (1 + 1) D = = D =,733 V 18 A máxima tensão aplicada sobre a chave, diodos e o capacitor C M1 do conversor CC- CC é dada pela equação (3.22): V CM1 = V S = V d = V in 1 1 = 24 1 D 1,733 V CM1 = V S = V d = 9V O valor da corrente eficaz sobre a chave é dado pela equação (3.27): I Pin = V D 3,733 = I 24 Sef Sef = 1, 72 in A Logo o mesmo MOSFET, o IRFP26, escolhido para o primeiro ensaio poderá ser usado também neste ensaio. Então a máxima potência dissipada pelo MOSFET nesta topologia é: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (1,72) PS = 6, 299W A corrente sobre os diodos é calculada pela equação (3.29): P 3 idm1 = idm 2 = id = = idm1 = idm 2 = id = 1, 667A V 18 Os mesmos diodos escolhidos para a topologia anterior também poderão ser aplicados neste ensaio. Logo os diodos D M1, D M 2 e D escolhidos foram o MUR86.

77 62 A máxima potência dissipada pelos diodos é dada pela equação (3.3): N P V f 3 3,7 PD = = PD = 3, 5W V 18 A variação da corrente sobre o indutor de entrada, o valor máximo e o valor mínimo desta corrente são respectivamente: P 3 Iin = ILin = P% =,45 I Lin = 5, 625A V 24 I P = V in 3 = I 24 M = 12, 5 M in Im = I M I Lin = 12,5 5,625 I m = 6, 875A A A indutância de entrada é calculada pela equação (3.25): Vin D 24,733 Lin = = Lin = 78,187µ H I f 5,625 4k Lin Será utilizado o mesmo indutor de 92,48µH calculado para o primeiro ensaio, sendo os efeitos desta consideração serão avaliados na simulação. A corrente de saída é calculada pela equação (3.29): P 3 i = = i = 1, 667A V 18 A capacitância de saída pode ser calculada pela equação (3.19): D i,733 1,667 V =,5 = C = 61,956µ F C f C 4k O valor mínimo para capacitância de C M1 é calculado pela equação (3.26): P máx 4 CM1 CM1 1234, 568nF 2 2 ( V ) f (9) 4k CM1

78 63 Neste segundo ensaio o conversor CC-CC será conectado a um inversor ponte completa, logo não é necessário que C seja igual a C M1. Contudo por questão de otimização, serão mantidos os mesmos valores do ensaio anterior. Para C será associado em paralelo um capacitor de 47 F, um de 47 F e um de 22 F. Tem-se então uma capacitância equivalente de 737 F, valor próximo ao dimensionado anteriormente de 61,956µF. Para C M 1 serão associados em paralelo os mesmos capacitores para C. Tem-se então uma capacitância equivalente de 737 F. Para o capacitor C M2 será utilizado o mesmo do primeiro ensaio, de 1µF, pois este valor ainda está acima do mínimo determinado para C M1. O indutor ressonante L r também será o mesmo, de 4 H Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte Completa O terceiro ensaio a ser realizado será de um Boost clássico acoplado a um inversor Ponte completa, o qual é representado na figura (6.9). Fig. 6.9 : Boost clássico acoplado a um inversor Ponte completa

79 64 topologia são: Os dados de projeto e cálculos de componentes para o conversor Boost utilizado nesta V in = 24Vcc Tensão de entrada; V 18Vcc = Tensão de saída do conversor CC-CC; P in = 3W Potência de entrada; P 3W = Potência de saída do conversor CC-CC; P max = 4W Máxima potência de saída do conversor CC-CC; M = Quantidade de blocos multiplicadores; N = 1 Quantidade de diodos no conversor CC-CC; P 45% Ondulação percentual da corrente de entrada; % = V = 5% Ondulação percentual da tensão de saída do conversor CC-CC; f = 4kHz Freqüência de chaveamento; O ganho estático para esta topologia é: V 18 q = = q = 7,5 V 24 in A razão cíclica é calculada pela equação (3.21): V Vin ( M + 1) ( + 1) D = = D =,867 V 18 A máxima tensão aplicada sobre a chave é igual a tensão de saída: V S = 18V O valor da corrente eficaz sobre a chave pode ser calculado pela equação (3.27): I Pin = V D 3,867 = I 24 Sef Sef = 11, 639 in A O mesmo MOSFET, o IRFP26, escolhido para os ensaios anteriores poderá ser usado também neste ensaio.

80 65 A máxima potência dissipada pelo MOSFET nesta topologia é: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (11,639) PS = 7, 451W A variação da corrente sobre o indutor de entrada, o valor máximo e o valor mínimo desta corrente são respectivamente: P 3 Iin = ILin = P% =,45 I Lin = 5, 625A V 24 I P = V in 3 = I 24 M = 12, 5 M in A Im = I M I Lin = 12,5 5,625 I m = 6, 875A A corrente sobre o diodo de saída é calculada pela equação (3.14): i ( i = + im ) (1 D) (12,5 + 6,875) (1,867) = i 2 2 M = 1,288A O mesmo diodo MUR86 será utilizado para D. A máxima potência dissipada pelo diodo é dada pela equação (3.3): N P V f 1 3,7 PD = = PD = 1, 167W V 18 A indutância de entrada pode ser calculada pela equação (3.25): Vin D 24,867 Lin = = Lin = 92,48µ H I f 5,625 4k Lin A corrente de saída é a mesma sobre o diodo de saída: i = 1, 288A A capacitância de saída é dada pela equação (3.19): D i,867 1,288 V =,5 = C = 558,348µ F C f C 4k Considerando os valores comerciais, para o capacitor de saída serão associados um capacitor de 47µF, e dois de 47µF. Tem-se então uma capacitância equivalente de 564µF.

81 Dimensionamento do circuito inversor de tensão monofásico Para o dimensionamento dos MOSFET s a serem utilizados nos inversores considerou-se a maior tensão aplicada quando estes estão bloqueados e a maior corrente quando em condução. A maior tensão aplicada ocorre no primeiro ensaio, 36Vcc. E a maior corrente no segundo ensaio de 1,667A. O inversor trabalhará com uma freqüência de chaveamento de 2kHz. Logo o MOSFET escolhido foi o IRF74, o qual possui as seguintes características: V DSS = 4V Máxima tensão entre dreno e fonte; I D = 1A Máxima corrente no dreno; Procedimentos para especificação dos Indutores: - Determinação do Núcleo de Ferrite tipo E: A função do núcleo magnético é fornecer um caminho para o fluxo magnético. Para operações com freqüências elevadas, que é o caso deste projeto, os núcleos de ferrite são mais indicados. A figura (6.1) apresenta o modelo de um núcleo de ferrite tipo E-E. Figura 6.1 Núcleo e carretel do tipo E. Fonte: [ Barbi et al. 2 ]

82 67 região A região denominada de A representa a área da seção transversal do núcleo e a e A w representa a área da janela. Para se determinar qual o núcleo que será usado definese o produto de A. através da seguinte relação: A e w A. A e w 4 L. I pico. I eficaz.1 = [cm 4 ] (6.1) B. J. K max max w Sendo: L = indutância de projeto, valor em H; I pico = corrente de pico sobre o indutor, valor em A; I eficaz = corrente eficaz sobre o indutor, valor em A; B max = máxima densidade de fluxo de saturação, igual a,3[tesla] para núcleos de ferrite usuais; J max = máxima densidade de corrente, representa a capacidade de corrente por unidade de área, depende dos condutores utilizados nos enrolamentos, tipicamente igual a 45A/cm 2 ; K w = fator de ocupação do cobre dentro do carretel, usualmente igual a,7, ou seja, 7% da área da janela do núcleo poderá ser ocupada pelos condutores; Com o valor desta relação deve-se escolher um valor maior e mais próximo aos valores padrões fornecidos pelos fabricantes. - Determinação do Número de Espiras: Pode ser obtido através da seguinte expressão: N L. I 4 4 pico Lin. I M.1 = = (6.2) B max.1. A e B max. A e Onde: A e = área da seção transversal do núcleo, em cm 2 ;

83 68 - Cálculo do entreferro: A indutância depende diretamente do número de espiras e da relutância total do circuito magnético. Considerando que a relutância do entreferro seja muito maior que a relutância do núcleo, o entreferro pode ser calculado por: Sendo: l entreferro 2 N. µ = l entreferro = valor do entreferro, em cm;. A.1 L e 2 [cm] (6.3) N = número de espiras; µ = permeabilidade do entreferro, considerado o ar; A e = área da seção transversal do núcleo, em cm 2 ; L = indutância de projeto, valor em H; O valor obtido através da equação (6.3) refere-se ao comprimento total do entreferro. Como o núcleo utilizado é do tipo E-E, o entreferro é colocado nas pernas laterais, então em cada perna tem-se metade do entreferro calculado, ou seja: lentreferro l entreferro _ lateral = [cm] (6.4) 2 - Cálculo da Bitola dos Condutores: A medida que se aumenta a freqüência, a corrente que flui internamente a um condutor tende a se concentrar nas periferias deste. Este fenômeno, conhecido como efeito pelicular ou efeito skin, acarreta em uma diminuição na área efetiva do condutor. O valor do raio de penetração de corrente em um condutor pode ser obtido através da seguinte equação: 7,5 = [cm] (6.5) f

84 69 Onde: f = freqüência de operação; A equação (6.4) define que, para que não ocorra o efeito skin, o raio da seção transversal do condutor a ser adotado não pode ser superior ao valor de ou um diâmetro superior a 2. : A determinação da bitola do cabo necessário para conduzir a corrente do enrolamento é feita através da seguinte expressão: S I eficaz I ef = [cm 2 ] (6.6) J fio = max J max Através de tabelas de fabricantes de fios esmaltados, define-se qual fio poderá ser usado, levando-se em consideração que a seção do cabo escolhido não seja superior ao limite estabelecido pelo efeito skin. Caso o diâmetro do fio necessário para conduzir a corrente de enrolamento seja maior que 2., a solução é associar condutores de diâmetro menor que 2. em paralelo, para que se possa conduzir a corrente sem um aquecimento excessivo dos condutores. O número de condutores por enrolamento é então calculado da seguinte forma: S fio n = (6.7) S skin Onde: S skin = Área da seção transversal do fio cujo diâmetro é inferior a 2. ; - Estudo de Viabilidade: Com o número de condutores por bobina e a seção dos fios adotados, deve-se analisar se a área da janela do núcleo dimensionado tem capacidade para alojar estas bobinas. Com o fator de ocupação K w tem-se a área útil da janela do núcleo: A útil = K A (6.8) w W

85 7 A área total ocupada pelas bobinas pode ser obtida da seguinte forma, levando-se em consideração a seção transversal do fio com o isolamento: A = N. n. T S fio _ skin Onde: S _ = Área da seção transversal do fio, com isolamento, levando-se em fio skin consideração o efeito skin; Caso o valor desta área seja menor em relação a área útil de ocupação da janela do núcleo ( A A T parâmetros útil ) há possibilidade de execução do indutor, caso contrário, deve-se ajustar os B max, J max, n ou escolher outro núcleo Dimensionamento do Indutor de entrada: Dados de projeto: L = L I I B J K µ pico eficaz max max W f = = I = I =,3T = 45A / cm f in S = 92,48µ H M ef =,7 = 4 π 1 = 12,5A = 11,639A 7 2 = 4Hz Determinação do núcleo de ferrite: A. A 1,424cm e w = 4 4 A 92,48 12,5 11, A µ e w =,3 45,7 (6.9) Conforme tabela de núcleos de ferrite disponível em [Barbi 1, p.329], será utilizado o seguinte núcleo: E-42/15

86 71 O qual possui as seguintes características: A. A A e = 2,84cm 2 A = 1,81cm e w w = 1,57cm 2 4 Determinação do número de espiras: N = 21, ,48µ 12,5 1 N = (6.1),3 1,81 N = 22 espiras Cálculo do entreferro: π 1 1,81 1 l entreferro = (6.11) 92,48µ l entreferro =, 119cm l entreferro _ lateral =,119 2 lentreferro _ lateral =,595cm, 6mm Determinação dos condutores: = 2 = 7,5 =,375cm 4,75cm 11,639 S fio = =,2586cm 45 2

87 72 De acordo com a tabela de fios esmaltados disponível em [Barbi 1, p.331], o condutor necessário para conduzir a corrente de projeto seria de 13AWG, porém seu diâmetro ultrapassa o limite do critério para efeito skin. Logo, serão usadas associações de condutores 21AWG, conforme segue: S fio,2586 n = = (6.12) S,415 21AWG n = 6,2996 n = 7 fios de 21AWG por espira Cálculo de viabilidade: A útil =,7 1,57 = 1,99cm A T = 22 7,54 =,776cm 2 2 Como A A há possibilidade de execução do indutor. T útil 6.3 CONFECÇÃO DA PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO Para a montagem da etapa de potência confeccionou-se uma placa de ensaios, a qual apresenta dimensões de 15cm x 16cm, sendo do tipo fenolite. O layout da placa foi obtido no programa EAGLE Layout editor versão 4.14, conforme figuras (6.11) e (6.12).

88 73 Fig : Layout da placa com representação dos componentes Fig : Layout da placa com destaque para trilhas e furação

89 74 Dentre os métodos possíveis de transferência do Layout para a face cobreada da placa, optou-se pela transferência térmica utilizando-se uma prensa de elevada temperatura, a qual foi colocada sobre uma folha de transparência contendo o Layout das trilhas impresso, estando essa última, portanto, entre a prensa e a face cobreada da placa. Transferido o layout utilizou-se uma solução de percloreto de ferro a 1% para o processo de corrosão. Por fim a furação da placa foi realizada em uma furadeira industrial tipo coluna a fim de proporcionar um melhor alinhamento dos furos. A figura (6.13) apresenta o resultado final obtido na confecção após o estanhamento das trilhas. Fig : Placa confeccionada

90 SIMULAÇÃO E RESULTADOS OBTIDOS Os circuitos propostos anteriormente foram simulados no programa Pspice. Inicialmente as simulações limitaram-se aos conversores CC-CC Boost clássico e Boost com bloco. Na seqüência essas topologias foram acopladas ao respectivo inversor, prosseguindo o processo de simulação. O protótipo a ser implementado foi simulado com uma carga resistiva de 1W a uma tensão eficaz de 127V. Para que se tenha uma forma de onda senoidal na saída foi utilizado um filtro LC passa-baixas com um valor de indutância de 3 H e capacitância de 25 F. É importante ressaltar que devido a limitações na versão do software utilizado para as simulações não foi possível colocar em cada gráfico o valor exato da amplitude dos sinais em relação ao tempo, porém esta análise foi feita com boa precisão através do gráfico obtido pelo programa, o qual possibilita aumentar ou diminuir o zoom. Portanto, as figuras disponibilizadas a seguir são de caráter ilustrativo, possibilitando a verificação das formas de onda obtidas Simulação do Conversor Boost com Bloco para tensão de saída igual a 36Vcc Nesta topologia tem-se uma tensão de saída de 36Vcc para uma razão cíclica de,867 e ganho estático igual a 15. Para que se tenha 1W na saída o circuito foi simulado com uma resistência obtida conforme equação abaixo: P CARGA 2 2 ( V ) 36 = 1 = RCARGA = 1296Ω R R CARGA CARGA Na figura (6.14) está ilustrado o circuito do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão implementado no editor do Pspice, com ganho estático de 15.

91 76 Fig Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no programa Pspice. A tensão de saída obtida está representada na figura (6.15). Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge 356,2Vcc em 16ms, conforme curva obtida pelo Pspice. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é: N P V f 3 1,7 PD = = PD =, 59W V 356,2 Fig Tensão de saída do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( I Lin ) e a corrente sobre o indutor ressonante ( I Lr ) estão representadas na figura (6.16). O valor

92 77 máximo da corrente sobre o indutor é de 6,82A e o mínimo é de 1,26A para a carga de 1W. O sinal contínuo representa o valor eficaz de I Lin, igual a 4,27A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de: I Lin 6,82 1,26 P% = = = 81,52% I 6,82 M Fig Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A corrente sobre o IRFP26 está representada na figura (6.17). O sinal contínuo do gráfico representa o valor eficaz desta corrente, igual a 4,16A. Com este valor tem-se que a perda por condução é de: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (4,16) PS =, 952W Também verifica-se neste gráfico que os picos de corrente ocasionados pela corrente de recuperação reversa dos diodos sobre o MOSFET são minimizados significativamente.

93 78 Fig Corrente sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A figura (6.18) representa a tensão sobre o Mosfet IRFP26. O valor máximo é de 179,88V, sendo aproximadamente igual aos 18Vcc calculados na especificação. Fig Tensão sobre o IRFP26 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão figura (6.19). As formas de onda da tensão e da corrente sobre o IRFP26 estão representadas na

94 79 Fig Tensão e corrente sobre o IRFP26 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão A corrente sobre o diodo D M1 está representada na figura (6.2). O sinal contínuo do gráfico representa o valor eficaz desta corrente, igual a,97a. Fig Corrente sobre o diodo D M1 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão A figura (6.21) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M1. O valor máximo é de 178,6V, aproximadamente igual ao valor calculado anteriormente.

95 8 Fig Tensão sobre o diodo D M1 do conversor Boost com bloco multiplicador de tensão (6.22). A corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M1 estão representadas na figura Fig Tensão e corrente sobre o diodo D M1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. igual a,78a. Na figura (6.23) está representada a corrente sobre o diodo D M2. O valor eficaz é

96 81 Fig Corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. A tensão catodo-anodo sobre o diodo D M 2 está representada na figura (6.24). O valor máximo é de 178,33V. Fig Tensão sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. (6.25). A corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M2 estão representadas na figura

97 82 Fig Tensão e corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. A corrente sobre o diodo de saída D está representada na figura (6.26). O valor eficaz desta corrente é igual a,81a. Fig Corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. de 178,33V. A figura (6.27) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D. O valor máximo é

98 83 Fig Tensão sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. A corrente e a tensão catodo-anodo sobre D estão representadas na figura (6.28). Fig Tensão e corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. Na figura (6.29) está representado o sinal MLP gerado para acionar o IRFP26. Podese verificar que a largura de pulso corresponde à razão cíclica de,867. Sabe-se que o tempo de condução (largura de pulso) resulta da divisão da razão cíclica pela freqüência de chaveamento. Logo: t D,867 = = t f 4k C C 22µ s

99 84 Fig Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador para tensão de saída igual a 18Vcc Para esta topologia tem-se uma tensão de saída de 18Vcc para uma razão cíclica de,733 e ganho estático igual a 7,5. Com uma carga de 1W na saída tem-se uma resistência de: P CARGA 2 2 ( V ) 18 = 1 = RCARGA = 324Ω R R CARGA CARGA de 7,5. Na figura (6.3) está ilustrado o circuito implementado no Pspice, com ganho estático

100 85 Fig Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador de tensão no programa Pspice A tensão de saída obtida está representada na figura (6.31). Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge 175,73Vcc em 6ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é: N P V f 3 1,7 PD = = PD = 1, 2W V 175,73 Fig Tensão de saída do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( I Lin ) e a corrente sobre o indutor ressonante ( I Lr ) estão representadas na figura (6.32). O valor

101 86 máximo da corrente sobre o indutor é de 6,42A, o mínimo é de 1,72A e o valor eficaz é de 4,24A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de: I Lin 6,42 1,72 P% = = = 73,21% I 6,42 M Fig Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante do conversor boost com bloco multiplicador de tensão. A figura (6.33) exibe a corrente sobre o IRFP26. O sinal contínuo do gráfico representa o valor eficaz desta corrente, igual a 4,1A. Com este valor tem-se que a perda por condução é de: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (4,1) PS =, 926W Pode-se verificar neste gráfico que os picos de corrente devido a corrente de recuperação reversa dos diodos sobre o MOSFET é minimizado significativamente.

102 87 Fig Corrente sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão 89,98V. Na figura (6.34) está representa a tensão sobre o MOSFET. O valor máximo é igual a Fig Tensão sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão figura (6.35). As formas de onda da tensão e da corrente sobre o IRFP26 estão representadas na

103 88 Fig Tensão e corrente sobre o IRFP26 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A corrente sobre D M 1 está representada na figura (6.36). O valor eficaz desta corrente é igual a 1,43A. Fig Corrente sobre o diodo D M1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão é de 89,4V. A figura (6.37) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M1. O valor máximo

104 89 Fig Tensão sobre o diodo D M1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão (6.38). A corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M1 estão representadas na figura Fig Tensão e corrente sobre o diodo D M1 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão a,95a. Na figura (6.39) está representada a corrente sobre o diodo D M 2.O valor eficaz é igual

105 9 Fig Corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A tensão catodo-anodo sobre o diodo D M2 está representada na figura (6.4). O valor máximo é de 87,77V. Fig Tensão sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão (6.41). A corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M2 estão representadas na figura

106 91 Fig Tensão e corrente sobre o diodo D M 2 do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A corrente sobre o diodo de saída D está representada na figura (6.42). O valor eficaz desta corrente é igual a 1,9A. Fig Corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão de 87,74V. A figura (6.43) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D. O valor máximo é

107 92 Fig Tensão sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão A corrente e a tensão sobre D estão representadas na figura (6.44). Fig Tensão e corrente sobre o diodo D do conversor boost com bloco multiplicador de tensão Na figura (6.45) está representado o sinal MLP gerado para acionar o IRFP26, correspondente a uma razão cíclica de,733. Logo o tempo de condução é: D,733 tc = = tc 18ms f 4k

108 93 Fig Sinal MLP do conversor boost com bloco multiplicador de tensão Simulação do Conversor Boost clássico Para esta topologia tem-se uma tensão de saída de 18Vcc para uma razão cíclica de,867 e ganho estático igual a 7,5. Para uma carga de 1W tem-se uma resistência de: P CARGA 2 2 ( V ) 18 = 1 = RCARGA = 324Ω R R CARGA CARGA A figura (6.46) exibe o circuito do conversor boost clássico implementado no Pspice. Fig Implementação do Conversor boost clássico no programa Pspice.

109 94 A tensão de saída está representada na figura (6.47). Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge o valor de 173,9V em 2ms. Logo, a máxima potência dissipada pelo diodo é: N P V f 1 1,7 PD = = PD =, 43W V 173,9 Fig Tensão de saída do conversor boost clássico. A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( I Lin ) estão representadas na figura (6.48). O valor máximo desta corrente é de 6,79A, o mínimo é de 1,27A e o valor eficaz é de 4,4A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de: I Lin 6,79 1,27 P% = = = 81,3% I 6,79 M

110 95 Fig Corrente sobre o indutor de entrada do conversor boost clássico. A figura (6.49) exibe a corrente sobre o IRFP26. O sinal contínuo do gráfico representa o valor eficaz desta corrente obtido pelo Pspice, igual a 4,38A. Logo a perda por condução é de: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (4,38) PS = 1, 6W Neste gráfico pode-se verificar a presença dos picos de corrente sobre o MOSFET devido a corrente de recuperação reversa do diodo D. Fig Corrente sobre o IRFP26 do conversor boost clássico.

111 96 175,2V. Na figura (6.5) está representa a tensão sobre o MOSFET. O valor máximo é igual a Fig Tensão sobre o IRFP26 do conversor boost clássico. figura (6.51). As formas de onda da tensão e da corrente sobre o IRFP26 estão representadas na Fig Tensão e corrente sobre o IRFP26 do conversor boost clássico. As formas de onda da corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo de saída D estão representadas na figura (6.52). O valor máximo desta tensão é de 173,76V, desconsiderando o pico que este sinal apresenta no instante do bloqueio de D, e o valor eficaz da corrente é de 2,23A, conforme resultados obtidos pelo Pspice.

112 97 Fig Tensão e corrente sobre o diodo D do conversor boost clássico. Na figura (6.53) está representado o sinal MLP gerado para acionar o IRFP26, correspondente a uma razão cíclica de,867. Logo o tempo de condução é: D,867 tc = = tc 22µ s f 4k Fig Sinal MLP do conversor boost clássico.

113 Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador de tensão acoplado ao Inversor Meia-Ponte Com a utilização do filtro LC nessa topologia, a tensão eficaz de saída do sistema foi ajustada em 127V. A esta tensão e para uma potência média de 1W na saída tem-se uma resistência de: P MÉDIA 2 2 ( V RMS ) 127 = 1 = RCARGA = 161, 29Ω R R CARGA CARGA Os sinais MLP para o acionamento dos MOSFET s da ponte inversora foram gerados através da modulação por largura de pulso senoidal. A freqüência da onda de referência define a freqüência da componente fundamental do sinal de saída enquanto a freqüência da onda portadora define a freqüência de chaveamento dos MOSFET s. O índice de modulação foi ajustado de forma a obter na saída uma tensão eficaz de 127V. Segue a seguir os parâmetros considerados: f 6Hz = = Freqüência da onda de referência; f P = 2kHz = Freqüência da onda portadora; A R = 14V = Amplitude da onda de referência; A P = 15V = Amplitude da onda portadora; A amplitude das ondas foi limitada em 15V, pois este será o valor máximo de tensão aplicada ao gate dos MOSFET s do inversor através dos CI s NE555 do protótipo. Na figura (6.54) está representado o circuito do conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor meia-ponte implementado no Pspice.

114 99 Fig Implemetação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor meia-ponte no programa Pspice. O ajuste do tempo morto entre condução é feito pelo conjunto de componentes presentes no terminal que simula o gate de cada chave. Para o acionamento de cada MOSFET é necessário uma tensão de 15V, conforme figura (6.55). O tempo morto é aproximadamente s. Fig Tempo morto entre a condução dos pares de MOSFET s do inversor. Na figura (6.56) a seguir está representada a tensão de saída do conversor CC-CC em questão e a forma de onda da tensão sobre a carga. Percebe-se por este gráfico que, com a adição do inversor meia ponte, houve uma ondulação no sinal de saída do conversor CC-CC.

115 1 Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge seu valor máximo de 359,18V em 175ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é: N P V f 3 1,7 PD = = PD =, 585W V 359,18 Fig Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga A forma de onda da tensão sobre a carga, em regime permanente, e seu o valor eficaz calculado pelo Pspice estão representadas na figura (6.57). A tensão atinge seu máximo em 164,38V e o valor eficaz é de 118,4V.

116 11 Fig Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga A ondulação na tensão de saída no conversor CC-CC também aparece em todos os sinais de tensão e corrente de todos os componentes deste conversor. Portanto todos os gráficos a seguir serão apresentados durante o período de máxima ondulação. Na figura (6.58) a seguir estão representadas a forma de onda da corrente sobre o indutor de entrada ( I Lin ) e seu valor eficaz e a forma de onda da corrente sobre o indutor ressonante ( I Lr ). O valor máximo da corrente sobre o indutor é de 8,37A, o mínimo é de 2,84A e o valor eficaz é de 3,74A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de: I Lin 8,37 2,84 P% = = = 66,7% I 8,37 M

117 12 Fig Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante A corrente sobre o IRFP26 está representada na figura (6.59). O sinal contínuo representa o valor eficaz desta corrente, igual a 3,65A. Com este valor tem-se que a perda por condução é de: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (3,65) PS =, 733W Também é possível verificar que os efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos continuam sendo minimizados. Fig Corrente sobre o IRFP26

118 13 184,29V. A tensão sobre o IRFP26 está representada na figura (6.6). O valor máximo é de Fig Tensão sobre o IRFP26 A corrente sobre o diodo D M1 está representada na figura (6.61), cujo valor eficaz obtido é igual a,854a. Fig Corrente sobre o diodo D M 1 A figura (6.62) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M 1. Seu valor máximo é de 183,2V.

119 14 Fig Tensão sobre o diodo D M 1 Na figura (6.63) está representada a corrente sobre o diodo D M 2 cujo valor eficaz obtido é igual a,617a. Fig Corrente sobre o diodo D M 2 A figura (6.64) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M 2. Seu valor máximo é de 18,94V.

120 15 Fig Tensão sobre o diodo D M 2.,779A. A figura (6.65) representada a corrente sobre o diodo D cujo valor eficaz é de Fig Corrente sobre o diodo D é de 18,85V. A figura (6.66) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D. Seu valor máximo

121 16 Fig Tensão sobre o diodo D Simulação do Conversor Boost com Bloco Multiplicador acoplado ao Inversor Ponte Completa A tensão de saída do sistema foi ajustada para um valor eficaz de 127V. Logo para uma potência média de 1W na saída tem-se a mesma resistência de 161,29 utilizada na simulação anterior. Os sinais MLP para o acionamento dos pares de MOSFET s do inversor são os mesmos do ensaio anterior, bem como o ajuste do tempo morto de condução. Na figura (6.67) está representado o circuito do conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor ponte completa implementado no Pspice. Fig Implementação do Conversor boost com bloco multiplicador associado ao inversor ponte completa no programa Pspice

122 17 A tensão de saída do conversor CC-CC em questão e a forma de onda da tensão sobre a carga estão representadas na figura (6.68). A adição do inversor ponte completa também ocasionou uma ondulação no sinal de saída do conversor CC-CC. Assim como na simulação anterior, esta ondulação aparece em todos os sinais de corrente e tensão dos componentes do conversor CC-CC. Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge seu valor máximo de 179,41Vcc em 67ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é: N P V f 3 1,7 PD = = PD = 1, 17W V 179,41 Fig Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga A forma de onda da tensão sobre a carga, em regime permanente, e seu o valor eficaz estão representadas na figura (6.69). O valor máximo da tensão é de 16,3V e o valor eficaz é igual a 116,18V.

123 18 Fig Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( I Lin ) e a forma de onda da corrente sobre o indutor ressonante ( I Lr ) estão representadas na figura (6.7) a seguir. O valor máximo da corrente sobre o indutor é de 7,96A, o mínimo é de 3,31A e o valor eficaz é de 4,13A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de: I Lin 7,96 3,31 P% = = = 58,42% I 7,96 M Fig Corrente sobre o indutor de entrada e corrente sobre o indutor ressonante A figura (6.71) representa a corrente sobre o IRFP26. O valor eficaz desta corrente é igual a 4,2A. Com este valor tem-se que a perda por condução é de:

124 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (4,2) PS =, 889W É possível verificar que os efeitos da corrente de recuperação reversa dos diodos também continuam sendo minimizados. Fig Corrente sobre o IRFP26 91,79V. A tensão sobre o IRFP26 está representada na figura (6.72). O valor máximo é de Fig Tensão sobre o IRFP26 igual a 1,39A. A corrente sobre o diodo D M1 está representada na figura (6.73), cujo valor eficaz é

125 11 Fig Corrente sobre o diodo D M 1 A figura (6.74) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M 1. Seu valor máximo é de 9,86V. Fig Tensão sobre o diodo D M 1 Na figura (6.75) está representada a corrente sobre o diodo D M2. Seu valor eficaz é igual a,869a.

126 111 Fig Corrente sobre o diodo D M 2 A figura (6.76) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D M 2. Seu valor máximo é de 89,46V. Fig Tensão sobre o diodo D M 2 A figura (6.77) representada a corrente sobre o diodo D, seu valor eficaz é de 1,7A.

127 112 Fig Corrente sobre o diodo D é de 89,32V. A figura (6.78) representa a tensão catodo-anodo sobre o diodo D. Seu valor máximo Fig Tensão sobre o diodo D Simulação do Conversor Boost Clássico acoplado ao Inversor Ponte Completa A resistência utilizada como carga á a mesma da simulação anterior, assim como o inversor ponte completa. A figura (6.79) representa o circuito do conversor boost clássico associado ao inversor ponte completa implementado no Pspice.

128 113 Fig Implementação do Conversor boost clássico associado ao inversor ponte completa no programa Pspice. A tensão de saída do conversor boost clássico e a forma de onda da tensão sobre a carga estão representadas sobre na figura (6.8). Assim como no caso anterior, a adição do inversor ponte completa ocasionou uma ondulação nos sinais de tensão e corrente do conversor CC-CC. Após o tempo de acomodação do sistema a tensão atinge seu valor máximo de 176,47Vcc em 25ms. Logo, a máxima potência dissipada pelos diodos é: N P V f 1 1,7 PD = = PD =, 397W V 176,47 Fig Tensão de saída do conversor CC-CC e forma de onda da tensão sobre a carga

129 114 A forma de onda da tensão sobre a carga, em regime permanente, e seu o valor eficaz estão representadas na figura (6.81). O valor máximo da tensão é de 159,51V e o valor eficaz é 116,V. Fig Forma de onda em regime permanente e valor eficaz da tensão sobre a carga A forma de onda e o valor eficaz da corrente sobre o indutor de entrada ( I Lin ) estão representadas na figura (6.82). O valor máximo é de 8,35A, o mínimo é de 2,82A e o valor eficaz é de 4,33A. Logo, a variação percentual de corrente sobre o indutor é de: I Lin 8,35 2,82 P% = = = 66,23% I 8,35 M Fig Corrente sobre o indutor de entrada

130 115 A figura (6.83) exibe a corrente sobre o IRFP26. O valor eficaz desta corrente é de 4,21A. Logo a perda por condução é de: 2 2 PS = RDSon ( I Sef ) =,55 (4,21) PS =, 975W Pode-se verificar a presença dos picos de corrente sobre o MOSFET devido a corrente de recuperação reversa do diodo D. Fig Corrente sobre o IRFP26 a 177,31V. Na figura (6.84) está representada a tensão sobre o MOSFET. O valor máximo é igual

131 116 Fig Tensão sobre o IRFP26 As formas de onda da corrente e a tensão catodo-anodo sobre o diodo de saída D estão representadas na figura (6.85). O valor máximo desta tensão é de 172,14V, desconsiderando o pico no instante do bloqueio de D, e o valor eficaz da corrente é de 2,A. Fig Tensão e corrente sobre o diodo D A tabela 6.1(a) e 6.1(b) apresentam de forma otimizada os dados obtidos durante o processo de simulação.

132 117 Tabela 6.1(a). Dados obtidos pelo Pspice. Conversor Boost clássico Conversor Boost com bloco saída de 36Vcc Conversor Boost com bloco saída de 18Vcc Simulação Simulação Simulação V 173,9Vcc 356,2Vcc 175,73Vcc V 24Vcc 24Vcc 24Vcc in V 175,2Vpico 179,88Vpico 89,98Vpico S 173,76Vpico 178,33Vpico 87,71Vpico V D V DM1-178,6Vpico 89,4Vpico V DM 2-178,33Vpico 87,77Vpico D,867,867,733 V V in 7,25 14,84 7,32 ISef 4,38Arms 4,16Arms 4,1Arms I Lin 4,4Arms 4,27Arms 4,24Arms i 2,23Arms,81Arms 1,9Arms D i -,97Arms 1,43Arms DM1 i -,78Arms,95Arms DM 2 P,43W,59W 1,2W D P 1,6W,952W,926W S P + 1,463W 1,542W 2,126W D P S Conversor Boost clássico e inversor ponte completa Tabela 6.1(b). Dados obtidos pelo Pspice. Conversor Boost com bloco e inversor meia ponte Conversor Boost com bloco e inversor ponte completa Simulação Simulação Simulação V ( cc) 176,47Vcc 359,18Vcc 179,41Vcc V ( ) 116,Vrms 118,4Vrms 116,18Vrms V 24Vcc 24Vcc 24Vcc in V 177,31Vpico 184,29Vpico 91,79Vpico S 172,14Vpico 18,85Vpico 89,32Vpico V D V DM1-183,2Vpico 9,86Vpico V DM 2-18,94Vpico 89,46Vpico D,867,867,733 V V in 7,35 14,97 7,48 I Sef 4,21Arms 3,65Arms 4,2Arms I Lin 4,33Arms 3,74Arms 4,13Arms i 2,Arms,779Arms 1,7Arms D i -,854Arms 1,39Arms DM1

133 118 idm 2 -,617Arms,869Arms P,397W,585W 1,17W D PS,975W,733W,889W P + 1,372W 1,318W 2,59 D P S P 13,92W 89,76W 99,12W in PCARGA 83,43W 86,39W 83,69 n 8,28% 96,25% 84,43% Na tabela 6.1b acima o valor de V ( cc ) representa a tensão de saída do conversor boost e o V ( rms) representa o valor eficaz da tensão alternada sobre a carga quando utilizado o estágio inversor. Nesta mesma tabela, a potência de entrada ( P in ) é obtida através do produto entre a tensão de entrada ( V in ) e a corrente eficaz sobre o indutor de entrada ( I Lin ). A potência dissipada pela carga ( P CARGA ) é dada pela razão entre o quadrado da tensão eficaz sobre a carga ( V ( rms ) ) e pela resistência da carga, igual a 161,29. O rendimento é a razão entre a potência de saída pela potência de entrada. 6.5 PROCEDIMENTOS DE MONTAGEM E ENSAIOS Após a realização da etapa de simulações das três topologias propostas, iniciaram-se os procedimentos de montagem do protótipo. A fonte para fornecimento da tensão de alimentação de 24 Vcc de entrada ao Conversor CC-CC Boost foi obtida pela associação em série de duas fontes chaveadas do tipo ATX de 5W e 3W utilizando-se os terminais de 12 V cc com capacidade de corrente de2 A e 1 A respectivamente. A figura (6.86) mostra as fontes utilizadas com destaque para a ligação entre os respectivos conectores.

134 119 Fig Fontes ATX utilizadas para obtenção de 24Vcc Todas as medições obtidas nos ensaios descritos nos tópicos seguintes foram realizadas com o auxílio do osciloscópio digital portátil THS72A da Tektronix, o qual possui uma interface de comunicação serial para conexão a um PC. O fabricante disponibiliza um software para captura e registro dos sinais medidos, através do qual foi possível a obtenção dos sinais e valores dos parâmetros dos circuitos. A figura (6.87) demonstra o osciloscópio mencionado. Fig THS72A da Tektronix

135 Programação e ensaio do módulo MSP43 A programação do microcontrolador MSP43F149 utilizado no projeto foi desenvolvida no Software IAR Embedded Workbench, que é um conjunto de ferramentas de desenvolvimento para compilação e depuração de aplicações que são construídas em Assembler, C ou C++. O IAR Embedded Workbench suporta diversas arquiteturas, tais como 851, ARM, além de dispositivos dos mais diversos fabricantes como, por exemplo, Intel, Microchip, Freescale, Samsung, Sharp Toshiba, Texas Instruments, etc. Para fins de entendimento, o código fonte desenvolvido em C utilizado na programação do Microcontrolador MSP43F149 foi convertido no Fluxograma da lógica de programação, o qual é mostrado na figura (6.88). Início Configuração do A/D e saídas MLP Definir o vetor de 1 posições da senóide amostral para a saída na freqüência de 6Hz Ler A/D Calcular Razão Cíclica de Saída do MLP1 do Boost Ajustar tempo morto para saídas MLP2 e MLP3 do inversor baseado na posição atual da senóide amostral S Tempo de Interrupção alcançado? N Definir próxima posição da senóide amostral Fig Fluxograma da lógica de programação Após a gravação do programa no módulo iniciaram-se os testes para verificação dos sinais de saída de acionamento do conversor ( MLP1 ) e do acionamento do inversor ( MLP2 e MLP3 ). O módulo foi alimentado com 3,3V cc provenientes do LM317T, o qual está

136 121 montado na etapa ótica com circuito driver. O Sinal MLP1 foi capturado através do canal 1 do osciloscópio conforme figura (6.89). Fig Sinal MLP1 proveniente do módulo MSP43 Percebe-se pelo gráfico que o período desse sinal é de 25 µ s, sendo, portanto, a freqüência de 4 khz conforme especificado para o projeto. Em seguida os sinais de acionamento para o inversor foram capturados através dos canais 1 e 2 do osciloscópio conforme figura (6.9).

137 122 Fig Sinais MLP2 e MLP3 com tempo morto provenientes do módulo MSP43 Percebe-se que ambos os sinais possuem período de 5 µ s e, portanto, freqüência de 2 khz conforme especificado para o projeto. Nota-se também que, quando um dos sinais passa de nível alto para nível baixo não ocorre imediatamente a ascendência do outro sinal, sendo, portanto, esse intervalo de tempo definido como tempo morto.para o caso do projeto esse parâmetro foi definido como 4 µ s. A figura (6.91) mostra o módulo MSP43 ensaiado.

138 123 Fig Módulo MSP43 ensaiado Ensaio da etapa ótica com circuito Driver Objetivando uma melhor flexibilidade e facilidade para eventuais alterações no circuito, a etapa de isolação ótica com circuito driver foi implementada em duas matrizes de contatos de 85 furos cada uma. Os circuitos reguladores de tensão LM7815 e LM317T também foram montados na mesma matriz de contatos juntamente com o potenciômetro de ajuste da razão cíclica do conversor Boost, o qual é conectado ao módulo MSP43 através de um cabo blindado de 1 vias. Os sinais de acionamento dos Mosfets e a alimentação do microcontrolador em 3,3V cc proveniente do regulador de tensão LM317T são também disponibilizados através do mesmo cabo. A alimentação de 24 Vcc para esse circuito provém da etapa de potência através de um outro cabo de 1 vias, o qual também disponibiliza os sinais de acionamento aos Mosfets de potência, já devidamente isolados do módulo MSP43 pelos optoacopladores 6N136. A figura (6.92) mostra essa etapa montada em protoboard.

139 124 Fig Etapa de isolação ótica com driver implementada em protoboard Os sinais MLP1, MLP2 e MLP3 já ensaidos no tópico anterior foram então aplicados a essa etapa. Com relação ao sinal MLP1, utilizando-se os canais 1 e 2 do osciloscópio foram capturados o sinal após o optoacoplador e o sinal de saída do circuito driver respectivamente, conforme figura (6.93).

140 125 Fig Sinal MLP1 aplicado ao optoacoplador e após circuito driver Percebe-se que ambos os sinais têm uma amplitude de 15Vcc uma vez que tanto o receptor do optoacoplador quanto o NE555 utilizado como driver são alimentados por esse mesmo nível de tensão. Na prática, esse sinal mostrou-se muito instável para o acionamento dos conversores de modo que, para os ensaios realizados, utilizou-se o CI TL494CN para a geração do MLP de acionamento do Boost ( MLP1). Por outro lado, a aplicação dos sinais MLP2 e MLP3 não produziu o resultado esperado na saída do circuito driver. O funcionamento do circuito conforme descrito no tópico não foi observado na prática, não sendo possível a aplicação desses sinais de comando no inversor projetado. Havendo pequena disponibilidade de tempo para desenvolvimento de um novo circuito driver de comando optou-se pela utilização de um inversor monofásico de 7 W, tensão nominal de 35 Vca no barramento e freqüência de chaveamento de 2kHz disponível no laboratório de pesquisa do DAELT, o qual, no entanto, opera com modulação a três níveis e apenas configuração ponte completa, diferentemente do que foi proposto inicialmente para o inversor do projeto, o qual deveria operar a dois níveis e permitir configuração meia ponte e ponte completa. Portanto os resultados práticos que serão abordados nos tópicos seguintes referem-se aos ensaios realizados com esse inversor, o qual está representado na figura (6.94).

141 126 Fig Inversor monofásico utilizado como alternativa ao inversor proposto e não implementado Ensaio realizado para o conversor Boost clássico Para a realização desse ensaio, o conversor Boost clássico apresentado na figura (6.95) teve sua entrada conectada à associação em série das duas fontes ATX. Como carga teste aplicada a sua saída, foi utilizada uma associação em série de duas lâmpadas do tipo incandescente de 22 V ca / 6W. O chaveamento do Mosfet de potência ocorreu em 4kHz conforme já especificado anteriormente. Fig Implementação da topologia Boost clássico no protótipo

142 127 A tensão de entrada fornecida pelas fontes chaveadas foi registrada no osciloscópio conforme figura (6.96). Observa-se que o valor médio da tensão de entrada aplicada ao conversor CC-CC foi de 24,8V cc. Fig Sinal de entrada do conversor Boost clássico ensaiado. obtido foi de Na figura (6.97) está representada a tensão de saída desse conversor, cujo valor médio 17 Vcc.

143 128 Fig Sinal de saída do conversor Boost clássico ensaiado Na figura (6.98) tem-se a tensão sobre o Mosfet desse conversor. Observa-se na tabela ao lado que a amplitude do sinal foi de 172 Vcc (tensão dreno-fonte), a freqüência de chaveamento de 4,1kHz, a razão cíclica de,8816 e o período de condução de 22 µ s. Fig Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost clássico ensaiado.

144 129 É possível perceber também picos de tensão no sinal ocasionados pelo chaveamento do componente. A figura (6.99) mostra o sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet. Fig Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet Ensaio realizado para o conversor Boost com bloco Esse ensaio foi realizado para dois níveis de tensão de saída: 18V cc e Vcc 36. De forma semelhante ao ensaio anterior também foi utilizada uma carga teste aplicada a sua saída, resultante da associação em série de duas lâmpadas do tipo incandescente de 22 V ca / 6W, com o Mosfet submetido à mesma freqüência de chaveamento de 4 khz. A figura (6.1) mostra as ligações para o ensaio dessa topologia de conversor.

145 13 Fig Implementação da topologia Boost com bloco multiplicador de tensão Conversor Boost com bloco e tensão de saída de 18V cc Com o auxílio do osciloscópio obteve-se o sinal de entrada conforme figura (6.11). Observa-se que a tensão média de entrada foi de 24,7Vcc.

146 131 Fig Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc Na figura (6.12) está representada a tensão de saída para esse conversor, cujo valor médio foi de 18 Vcc. Fig Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc

147 132 Na figura (6.13) tem-se a tensão sobre o Mosfet. Observa-se na tabela ao lado que a amplitude do sinal foi de 138 Vcc (tensão dreno-fonte), a freqüência de chaveamento de 4,1kHz, a razão cíclica de,7663 e o período de condução de 19,1µ s. Fig Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc A figura (6.14) mostra o sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet.

148 133 Fig Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversor Boost com bloco para saída em 18Vcc Conversor Boost com bloco e tensão de saída de 36V cc A figura (6.15) mostra o sinal de entrada para esse ensaio. A tensão média obtida para esse caso foi de 24,4Vcc. Fig Sinal de entrada do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc

149 134 Na figura (6.16) está representada a tensão de saída desse conversor, cujo valor médio obtido foi de 357 Vcc. Fig Sinal de saída do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc Na figura (6.17) observa-se a tensão sobre o Mosfet. A tabela ao lado mostra que a amplitude do sinal foi de 178 Vcc (tensão dreno-fonte), a freqüência de chaveamento de 39,7kHz, a razão cíclica de,8853 e o período de condução de 22,3µ s.

150 135 Fig Sinal sobre o Mosfet ( tensão dreno-fonte) do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc A figura (6.18) mostra o sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet. Fig Sinal MLP1 aplicado ao gate do Mosfet do conversor Boost com bloco para saída em 36Vcc.

151 Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor ponte completa Nesse ensaio foi conectado o inversor monofásico ponte completa já mostrado na figura (6.94) ao conversor Boost clássico. Como carga foi utilizada a associação em paralelo de duas lâmpadas de 22 V ca / 6W. Utilizou também um filtro LC passa-baixas de indutância 3µH e capacitância 25 µ F.A tensão de entrada do conversor Boost foi fornecida pelas fontes ATX conforme já mencionado. A figura (6.19) mostra a ligação entre os circuitos. Fig Ensaio do conversor Boost clássico associado ao inversor monofásico com carga e filtro LC. foi de A figura (6.11) mostra a tensão de entrada para esse ensaio, cujo valor médio obtido 24,3V cc.

152 137 Fig Sinal de entrada do Conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte completa O formato do sinal da corrente de entrada foi obtido de forma indireta, utilizando-se uma associação em paralelo de dois resistores de,22ω /1W, resultando em uma equivalência de,11ω / 2W. Essa associação foi colocada em série com a fonte de 24 Vcc. Utilizando-se o Osciloscópio obteve-se o sinal de tensão sobre essa resistência equivalente mostrado na figura (6.111) cuja forma de onda também representa o formato do sinal da corrente de entrada real do circuito. Os picos presentes no sinal representam ruídos captados em virtude desse processo de medição com baixa resistência, o que representa queda de tensão sobre a mesma da ordem de mv.

153 138 Fig Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série com a fonte de tensão. Assim, a corrente média de entrada resulta da razão entre a tensão média de a resistência equivalente de,11ω, ou seja, uma corrente média de entrada de 3,7A. 196 V cc. 47 mv e A figura (6.112) mostra a tensão de saída do conversor nesse ensaio, a qual foi de Fig Sinal de saída do conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte completa.

154 139 A figura (6.113) mostra o sinal sobre o Mosfet do Conversor Boost clássico. Observase nesse caso que a amplitude foi de 2 Vcc, para uma freqüência de chaveamento de 4 khz, razão cíclica de,8792 e tempo de condução de de 22 µ s. Valor discrepante como a amplitude 428 Vcc presente na tabela ao lado foi desconsiderado para efeito de análise uma vez que não representa fielmente o que se observa no gráfico. Fig Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boost clássico associado ao inversor Ponte completa. A figura (6.114) mostra o sinal de saída sobre a carga com a utilização do filtro LC passa-baixas.

155 14 Fig Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas. Percebe-se nesse caso que a tensão rms sobre a carga foi de 117 Vca Ensaio do Conversor Boost com bloco associado ao inversor ponte completa Nesse ensaio foi conectado o inversor monofásico ponte completa ao conversor Boost com bloco. Da mesma forma que no ensaio anterior utilizou-se como carga a associação em paralelo de duas lâmpadas de 22 V ca / 6W juntamente com o filtro LC passa-baixas de indutância 3µ H e capacitância 25 µ F.A tensão de entrada do conversor Boost foi fornecida pelas fontes ATX. A figura (6.115) mostra a ligação entre os circuitos e a figura (6.116) mostra a carga e o filtro.

156 141 Fig Conversor Boost com bloco associado ao inversor monofásico no ensaio Fig Carga e filtro LC utilizados no ensaio

157 142 A figura (6.117) mostra a tensão de entrada para esse ensaio, cujo valor médio obtido foi de 24 Vcc. Fig Sinal de entrada do Conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte completa O formato do sinal da corrente de entrada foi obtido como no ensaio anterior, utilizando-se a mesma associação em paralelo de dois resistores de,22ω /1W, resultando em uma equivalência de,11ω / 2W, a qual foi colocada em série com a fonte de 24 Vcc. O sinal representado na figura (6.118) possui o mesmo formato do sinal da corrente de entrada real do circuito. Aqui percebe-se também ruídos captados inerentes ao método de medição indireta utilizado.

158 143 Fig Sinal de tensão sobre a resistência colocada em série com a fonte de tensão. Assim, a corrente média de entrada resulta da razão entre a tensão média de a resistência equivalente de,11ω, ou seja, uma corrente média de entrada de 3,1A. 22 V cc. 341 mv e A figura (6.119) mostra a tensão de saída do conversor nesse ensaio, a qual foi de Fig Sinal de saída do conversor Boost com bloco associado ao inversor. Ponte completa.

159 144 A figura (6.12) mostra o sinal sobre o Mosfet do Conversor Boost com bloco. Observa-se nesse caso que a amplitude foi de 88 Vcc, para uma freqüência de chaveamento de 4,1kHz, razão cíclica de,7616 e tempo de condução de 19 µ s. Fig Sinal sobre o Mosfet ( dreno-fonte) do conversor Boost com bloco associado ao inversor Ponte completa. A figura (6.121) mostra o sinal de saída sobre a carga com a utilização do filtro LC passa-baixas.

160 145 Fig Sinal sobre a carga com a colocação do filtro LC passa-baixas. Percebe-se nesse caso que a tensão rms sobre a carga foi de 119 Vca.