DESENVOLVIMENTO DE TÉCNICA DE CONTROLE PWM PARA OBTENÇÃO DE ELEVADO FP EM UMA NOVA ESTRUTURA TOPOLÓGICA DE RETIFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO

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1 DESENVOLVIMENTO DE TÉCNICA DE CONTROLE PWM PARA OBTENÇÃO DE ELEVADO FP EM UMA NOVA ESTRUTURA TOPOLÓGICA DE RETIFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO Gustavo B. Lima, Luiz C. de Freitas e Luiz C. G. Freitas. Universidade Federal de Uberlândia (UFU) Faculdade de Engenharia Elétrica (FEELT) Núcleo de Pesquisa em Eletrônica de Potência (NUPEP) Uberlândia, MG, Brasil gu.eletrica@gmail.com, lcgfreitas@yahoo.com.br Resumo Este artigo apresenta o desenvolvimento de uma estratégia de controle PWM capaz de obter elevado fator de potência (FP) e reduzida distorção harmônica de corrente (DHT I ) em uma nova estrutura topológica de retificador híbrido monofásico adequado para aplicações em sistemas de tração de veículos de transporte urbano tracionados por motores elétricos cuja única fonte de geração de energia é a rede elétrica de distribuição - Trólebus. Neste trabalho é apresentada uma descrição detalhada da estratégia de controle desenvolvida assim como resultados obtidos por simulação computacional utilizando o software PSpice. Resultados experimentais obtidos através da construção de um protótipo de 15kW também são apresentados. Palavras-Chave Correção do Fator de Potência, Retificadores Híbridos, Controle PWM, Sistemas Elétricos de Transporte Urbano, Trólebus. DEVELOPMENT OF A PWM CONTROL STRATEGY FOR A HPF SINGLE-PHASE HYBRID RECTIFIER STRUCTURE Abstract This paper presents the development of a new strategy of control of PWM control able to obtain high power factor (FP) and low harmonic distortion of current (DHTI) in a new topological structure of singlephase hybrid rectifier suitable for applications in traction systems of electrical vehicles whose only power source is the power grid of distribution network - Trolleybus. In this paper it is present a detailed description of the control strategy as well as simulation results obtained using PSpice. Experimental results obtained through the construction of a 15 kw prototype are also presented. Keywords - Power Factor Correction, Hybrid Rectifiers, PWM Control, Urban Electrical Transport, Electrical Vehicles, Trolleybus I. INTRODUÇÃO A tecnologia dos veículos elétricos utilizada no transporte público urbano tem-se demonstrado como sendo um meio bastante eficiente de se reduzir a emissão de poluentes derivados do petróleo, há décadas, em experiências realizadas em diversos países. Com a substituição de ônibus de transporte público movido a diesel por Veículos Híbridos, movidos a diesel e/ou eletricidade, ou por Trólebus, movidos somente por eletricidade, consegue-se reduzir drasticamente a emissão de poluentes como o dióxido de carbono, óxido de nitrogênio e praticamente zerar a emissão de monóxido de carbono [1]. Apesar do custo ser superior ao similar a diesel, a operação do ônibus elétrico é mais silenciosa, o tempo de vida é 4 vezes maior, os custos com manutenção chegam a ser, em média, 35% menor, além de reduzir em 90% a emissão de material particulado Hoje em dia, devido a questões ambientais, a aplicação do sistema Trólebus tem atraído novo e vigoroso interesse mundial, uma vez que já vinha sendo utilizado na Europa desde 1911, sendo também uma tendência esperada na América do Sul para os próximos anos [1-7]. Neste contexto, o sistema Trólebus (Trolleybus System) tem se desenvolvido rapidamente como um sofisticado, não poluente, silencioso, rápido e popular meio de transporte urbano. No que se refere às redes de alimentação destes sistemas, redes em corrente contínua (CC), um grande problema associado à dificuldade da expansão destas redes são os elevados custos e grandes áreas destinadas às subestações retificadoras, principalmente em grandes centros urbanos. Neste sentido, como proposta de contribuir com a possibilidade de fácil expansão da rede de alimentação do sistema trólebus, a baixo custo, permitindo que tais redes possam também operar em corrente alternada (CA), este trabalho propõe um novo estágio pré-regulador retificador híbrido, a ser instalado no trólebus, permitindo operação em CC ou CA. Adicionalmente, quando em corrente alternada proporciona a correção ativa das distorções harmônicas de corrente, sem comprometer a eficiência e confiabilidade do sistema, operando com elevado fator de potência. A grande vantagem proporcionada por retificadores híbridos, sejam eles trifásicos ou monofásicos, é a associação da robustez, confiabilidade e simplicidade dos retificadores não controlados a diodos com a redução de peso e volume proporcionados pelos conversores chaveados, que operam em alta freqüência de chaveamento. Desta forma, a potência nominal da estrutura híbrida pode ser sensivelmente aumentada, sem prejudicar a eficiência global do retificador, o que não pode ser alcançado com retificadores PWM convencionais [8-12].

2 II. REFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO PROPOSTO O retificador híbrido monofásico proposto é composto por um retificador monofásico não controlado (Ret-1), associado em paralelo com um conversor monofásico chaveado (Ret- 2), como ilustrado na Figura 1. Destaca-se que as principais vantagens de se utilizar retificadores híbridos para fornecer um barramento CC para conexão de conversores eletrônicos são: Maior rendimento global da estrutura, uma vez que os conversores chaveados processam reduzida parcela de potência ativa entregue à carga; Tamanho e peso reduzidos, quando comparado com conversores pré-reguladores chaveados com fator de potência unitário convencionais; Flexibilidade quanto ao atendimento às restrições impostas pela norma IEC , uma vez que a corrente a ser imposta na rede CA de alimentação pode assumir diferentes formas, dependendo da DHT I desejada; Técnica de controle simples, de baixo custo e eficiente. Fig. 1. Arranjo topológico do retificador híbrido monofásico proposto. O retificador monofásico de onda completa, conforme ilustrado na Figura 2, opera no modo descontínuo de condução (DCM Discontinuous Conduction Mode). Fig. 2. Retificador monofásico não-controlado. A operação em DCM é obtida quando o indutor de filtro é muito pequeno e o capacitor de filtro é muito grande. No limite, quando o valor do indutor tente a zero e o valor do capacitor tende ao infinito, a corrente CA de entrada se aproxima de uma função impulso, conforme a ilustra a Figura 3. Dessa forma, sempre que o capacitor de filtro for grande e o indutor de filtro for pequeno, o circuito retificador monofásico operará em DCM [13-14]. Uma análise mais aprofundada do dimensionamento do indutor e do capacitor para operação em DCM é necessária, visto que isto aperfeiçoa o projeto do arranjo topológico proposto, minimizando o indutor de filtro e, ao mesmo tempo, maximizando a parcela de contribuição do retificador não controlado (potência ativa processada) e ainda obter elevado fator de potência e reduzida distorção harmônica de corrente de entrada. Maiores informações podem ser encontradas em [13-15]. O conversor chaveado utilizado é um conversor SEPIC. Este conversor se comporta naturalmente como fonte de corrente, podendo operar como um conversor abaixador ou elevador e, portanto, a imposição da forma de onda desejada não depende fortemente do ganho estático do conversor. Fig. 3. Arranjo topológico do retificador híbrido monofásico proposto. III. PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO Conforme ilustrado na Figura 3, o retificador híbrido apresentado neste trabalho é constituído de uma combinação em paralelo de dois grupos retificadores. O primeiro é um retificador monofásico não controlado de onda completa, denominado Ret-1, e o segundo é um conversor chaveado, denominado Ret-2, que opera com forma de onda de corrente de entrada imposta. Desta forma, resulta desta combinação na corrente de linha, as correntes i 1 e i 2, sendo que i 1 é a corrente clássica dos retificadores monofásicos não controlados de onda completa, operando no modo descontínuo de condução, enquanto que a corrente i 2 é aquela imposta de acordo com a referência imposta. Portanto, temse que a composição das correntes i 1 e i 2 (i 1 somada a i 2 ), assume a forma aproximadamente senoidal (i in ), se assim for desejado, conforme referência exemplo da Figura 4. A. Etapas de operação De 0 a t1, os diodos da ponte retificadora do retificador não controlado estão polarizados reversamente, i.e. a tensão no barramento CC é maior que a tensão de entrada. Desta forma, inicia-se a imposição de corrente no indutor L 2 do conversor chaveado, seguindo a referência senoidal de corrente. Portanto, neste intervalo de tempo, o retificador não controlado está fora de operação; De t1 a t2, a tensão de entrada (v in ) é maior que a tensão de saída (V o ) e, portanto, os diodos da ponte retificadora do retificador não controlado entram em condução e a corrente i 1 começa a crescer pela ação de v in. Neste instante, o retificador não controlado começa a contribuir com a potência entregue à carga e, portanto, a contribuição do conversor chaveado começa a diminuir, chegando a zero em t 2. A corrente imposta no conversor chaveado (i 2 ) começa a decrescer, respeitando a referência senoidal de corrente; De t2 a t3, apenas o retificador não controlado fornece potência à carga, pois a diferença entre a referência senoidal

3 de corrente e o sinal realimentado é zero, desabilitando o conversor chaveado. Portanto, neste intervalo de tempo, a corrente de entrada é igual a corrente no indutor L 1 do retificador não controlado; De t3 a t4, o conversor chaveado entra novamente em operação seguindo a referência de corrente senoidal imposta. A corrente i 1 chega a zero em t 4 uma vez que a tensão V o fica maior que a tensão de entrada, retirando o retificador não controlado de operação; De t4 a π, apenas o conversor chaveado fornece potência à carga, pois os diodos da ponte retificadora do retificador não controlado foram bloqueados pela tensão de saída V o. Portanto, neste intervalo de tempo, a corrente de entrada é igual à corrente imposta no indutor L 2 do conversor chaveado. Para impor uma corrente aproximadamente senoidal na rede CA de alimentação e em sincronismo com a tensão de alimentação, uma amostra da tensão de alimentação, com amplitude adequada, deve ser retificada e levada a um circuito multiplicador. Quando aplicado ao circuito multiplicador (MC1495), o sinal de referência será multiplicado por um nível CC de tensão (V DC1 ) proporcional à carga aplicada ao conversor. Este sinal CC, proveniente do sensor R SH2, é obtido retificando-se um sinal de tensão proporcional a corrente que flui pelo indutor L 1 do retificador não controlado (V RSH2 ), conforme ilustrado na Fig. 5. Na saída do circuito multiplicador tem-se, portanto, um sinal senoidal de referência proporcional à carga aplicada na saída do conversor (Vref-2). Para se obter um sinal PWM de referência, soma-se um sinal de tensão dente de serra, com amplitude adequada e freqüência de 30kHz, com o sinal Vref-2, obtendo-se, portanto, o sinal Vref-3, conforme ilustrado na Fig. 5. Concluindo, o sinal PWM de referência deve ser comparado com o sinal de corrente realimentado do conversor chaveado. Este sinal é proveniente do sensor R SH1 sendo proporcional à soma das correntes I L1, através do indutor L 1 (Ret-1), e I L2, através do indutor L 2 (Ret-2), para gerar os sinais de ataque de gatilho do interruptor S 1 (Ret-2). Portanto, a corrente que flui através do indutor L 2 (Ret-2), seguirá a forma de onda da referência imposta por uma simples técnica de controle de modulação por largura de pulso - PWM. Fig. 4. Formas de onda teóricas de corrente i 1, i 2, i in. A forma de onda tracejada representa a tensão de entrada. Desta forma, observa-se que a forma de onda da corrente i 2 é diretamente responsável pela característica final da forma de onda da corrente CA de alimentação, promovendo, portanto, uma sensível redução de sua DHT I. Destaca-se que, apesar de i in ser uma forma de onda atípica, seu espectro harmônico fica em conformidade com os limites impostos pela norma internacional IEC IV. TÉCNICA DE CONTROLE DESENVOLVIDA A técnica de controle utilizada se baseia na imposição da corrente de linha de entrada com baixa DHT I e elevado fator de potência (FP). Desta forma, a estratégia de controle se concentra em impor uma corrente aproximadamente senoidal na entrada, limitando em 34% a potência ativa processada pelo conversor chaveado, garantindo, portanto, que o conversor chaveado jamais assumirá a potência total entregue a carga. Caso contrário, a tensão no barramento CC de saída se eleva, bloqueando os diodos da ponte retificadora não controlada, retirando o Ret-1 de operação e levando o conversor chaveado a processar toda potência de saída. Neste contexto, o circuito de controle desenvolvido é ilustrado na Fig. 5. Fig. 5. Diagrama esquemático do circuito de controle. Segue nas seções seguintes uma descrição detalhada de cada etapa do circuito de controle desenvolvido. A. Senóide de Referência (V ref-1 ) A tensão de referência é obtida através de um retificador de onda completa utilizando um transformador 220\18 V com TAP central. A saída retificada deve ser atenuada a um nível de tensão compatível com o limite máximo do sinal de entrada do circuito multiplicador no intuito de evitar que o mesmo sature. B. Realimentação de Corrente (V RSH2 ) A corrente imposta no conversor chaveado deve ser tal que, somada à corrente de entrada do retificador não controlado operando em DCM, resulte em uma corrente senoidal na rede CA de alimentação em qualquer condição de carga. Para isso, uma amostra do sinal de corrente do retificador não controlado, corrente que flui pelo indutor L 1, é obtida através de um sensor de efeito Hall, representado na Fig. 3 por R SH2. Portanto, o sinal V RSH2 é aplicado a um circuito retificador com amplificador operacional, filtrado e, portanto, convertido em um sinal DC cuja amplitude varia de acordo com a variação de I L1 e, consequentemente, da

4 potência elétrica de saída, conforme ilustrado na Fig. 6. O limite máximo do nível DC obtido é determinado pelo diodo Zenner. Desta forma, consegue-se limitar o valor máximo do sinal de referência de corrente e, consequentemente, da corrente a ser imposta no conversor chaveado evitando a destruição do mesmo diante esforços de corrente acima do limite de projeto. C. Multiplicador O circuito multiplicador foi implementado utilizando-se o circuito integrado LM1495, cujo diagrama esquemático completo é ilustrado na Fig. 7. Os sinais aplicados aos pinos de entrada 4 e 9 são multiplicados, obtendo-se, na saída diferencial do circuito (pinos 2 e 14), o sinal de referência de corrente. Este sinal é aplicado a um amplificador operacional com vistas a obter um sinal de referência de corrente com o mesmo terra de referência do circuito de controle. Portanto, os sinais de tensão a serem multiplicados são a senóide de referência retificada e o nível DC correspondente à carga aplicada ao conversor, conforme descrito anteriormente. Deve-se definir os limites de tensão a serem aplicados nas entradas do multiplicador, objetivando evitar a saturação do mesmo. Os limites de saturação do LM1495 são definidos pelas equações: V = I R (6) xmáx y máx 13 3 y V = I R (7) Onde: V xmax - máximo nível de tensão aplicado no pino 9; V ymax - máximo nível de tensão aplicado no pino 4; I 13 - correntes através de R 3 ; I 3 - corrente através de R 13 ; R y - resistor entre os pinos 10 e 11; R x - resistor entre os pinos 5 e 6. x V Vx V 10 y 0 = (8) Utiliza-se um divisor de tensão nos pinos de entrada 4 e 9, para que se possa aplicar uma tensão maior na entrada do divisor obtendo um sinal atenuado nas entradas dos pinos 4 e 9. Assim, V x e V y são as tensões na entrada do divisor e V x e V y a tensão nos pinos 4 e 9 do multiplicador. É conveniente colocar a tensão de saída em função de V x e V y. Assim, considerando um divisor de tensão com resistores iguais, tem-se que: 4 V = V V (9) 0 10 x y Dessa forma, a saída V o é dada pela multiplicação dos sinais V x e V y aplicados à entrada do divisor de tensão por um fator de atenuação de 0,4. D. Gerador de onda dente de serra A saída V 0, proveniente da multiplicação da senóide de referência com um nível DC (V ref-2 ) deverá ser somada a uma onda dente de serra. A freqüência deste sinal irá determinar a freqüência máxima de chaveamento do interruptor S 1, visto que a corrente de entrada será forçada a acompanhar a senóide dentro dos limites da onda dente de serra sobreposta ao sinal de referência de corrente. Para geração do sinal dente de serra com freqüência igual a 30kHz, utilizou-se o circuito integrado 3525 conforme ilustrado na Fig. 8. Pelo projeto do circuito multiplicador os valores de I 13 e I 3 são definidos como aproximadamente 1 ma. Os valores de R y e R y são fixados em 10 kω. Fig. 8. Circuito gerador de sinal dente de serra. A freqüência da onda é ajustada pelo potenciômetro R 1 e a amplitude é ajustada por outro potenciômetro atuando como divisor de tensão. Para este circuito de controle o valor pico a pico da dente de serra ficará em torno de 1,4 V com freqüência de 30 KHz. Fig. 7. Circuito multiplicador utilizando o LM1495. Dessa forma, a tensão máxima que pode-se aplicar ao multiplicador sem saturá-lo é igual a 10V (V xmax =10V, V ymax = 10V). A saída V 0 é dada por: E. Somador Devemos somar a saída do multiplicador (senóide de referência) com uma onda dente de serra. É conveniente somar aos sinais já mencionados um nível DC. Isso se deve à necessidade de se anular níveis DC indesejados. Na saída do somador (V ref-3 ) temos uma onda senoidal retificada a 120 Hz somada a uma onda dente de serra a 30KHz. F. Comparador Nesse projeto utilizou-se dois comparadores para obtenção dos sinais de gatilho do interruptor S 1. O

5 comparador que gera o sinal de gatilho do interruptor S 1 recebe na sua porta não-inversora uma senóide de referência de 120 Hz somada a uma onda dente de serra de alta freqüência (V ref3 ). Este sinal é comparado com a corrente do indutor L 1 do conversor chaveado, obtido através de um sensor R SH1 de efeito Hall. Dessa forma obtemos na saída do comparador os pulsos PWM para o comando do interruptor S 1, forçando a corrente através do conversor chaveado a acompanhar a senóide dentro dos limites da onda dente de serra. correntes drenadas pelo retificador chaveado e o não controlado (V RSH1 ). A comparação da referência com a corrente realimentada gera os pulsos para o gatilho do interruptor S 1 (V Gate ). V. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO Com as especificações de projeto e com os parâmetros dos elementos calculados, implementou-se no PSpice o conversor proposto, conforme ilustrado na Fig. 9. Os principais resultado de simulação obtidos são apresentados nas Figs.10 à 13. Fig. 10 Senóide de referência somada à onda triangular, sinal de realimentação e pulsos de gatilho. (a) Circuito de potência A Fig. 11 ilustra como é feita a composição da corrente CA de alimentação. Observa-se que a corrente drenada pelo retificador monofásico não controlado se soma à corrente imposta no conversor SEPIC resultando em uma corrente de entrada com reduzida taxa de distorção harmônica, conforme observado em seu espectro harmônico apresentado na Fig. 13. Destaca-se que apesar ser uma forma de onda atípica, seu conteúdo harmônico atende aos limites impostos pela norma internacional IEC , comprovando a eficácia da solução proposta. Fig. 11 Composição da corrente CA de alimentação (verde): corrente de entrada do retificador não controlado (vermelho) + corrente de entrada do conversor SEPIC (azul). (b) Circuito de controle Fig. 9 Circuito simulado no PSpice. A senóide de referência somada à onda triangular (V Ref ) é ilustrada na figura 10. A corrente realimentada é a soma das Fig. 12 Corrente CA de alimentação (verde) e tensão de alimentação (vermelho).

6 VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS Após a realização de detalhadas simulações computacionais utilizando-se o software PSpice, um protótipo de 15 kw do retificador híbrido monofásico proposto foi construído e analisado em laboratório. Cada um dos itens que compõem o circuito de potência foi especificado com base nos dados obtidos através da análise matemática desenvolvida e resultados de simulação. Os ensaios foram realizados utilizando-se um transformador monofásico de 20kVA (220V/480V), como fonte de alimentação para o retificador híbrido proposto. Para os resultados apresentados neste artigo, a potência média nominal de saída foi limitada em 9,2kW, e a contribuição do conversor chaveado em no máximo 27% da potência nominal de saída. Tab.I Parâmetros do protótipo do retificador híbrido monofásico implementado. Especificações de Projeto Tensão Média de Saída, V 0 (med) = 500 V Potência Total de Saída, P 0 = 9,2 kw Tensão de entrada, Vin (rms) = 480 V Freqüência de chaveamento, f = 30 khz Retificador Monofásico não controlado Ponte retificadora SKB 52/12 - SEMIKRON Indutor de Filtro, L F = 9,5 mh Conversor Chaveado (Boost + SEPIC) Ponte retificadora SKMD SEMIKRON Indutores, L 1 -L 2 = 800 uh Capacitor de filtro, C F = 600 µf Capacitor série, C F1 = 10µF - Interruptor, S 1 IGBT SKM 145GAL176D - SEMIKRON - Diodos rápidos, D 1 -D 2 SKKE 120F - SEMIKRON Potência processada 6,73 kw (73,76%) Potência processada 2,39 kw (26,24%) A corrente CA de alimentação obtida é apresentada na Fig. 14. Observa-se que a corrente imposta no conversor chaveado (SEPIC) é tal que a forma de onda de corrente resultante na linha é muito próxima de uma forma senoidal, conforme esperado, apresentando reduzida taxa de distorção harmônica, conforme observado em seu espectro harmônico ilustrado na Fig. 15. Fig. 14. Tensão e Corrente CA de alimentação: corrente no secundário do transfomador de 220V/480V que alimenta a estrutura proposta e tensão no primário do transformador. Fig. 15. Espectro harmônico da corrente CA de alimentação. VII. CONCLUSÕES Este artigo apresenta o desenvolvimento e análise para o controle analógico aplicado a uma nova estrutura topológica de retificador híbrido monofásico, com elevado fator de potência (FP) e reduzida distorção harmônica de corrente (DHT I ), adequado para aplicações em sistemas de tração elétrica tipo Trólebus, operando tanto em CA, quanto em CC. O controle proposto utiliza a técnica de controle PWM para impor uma corrente de linha que, somada à corrente tradicional do retificador de onda completa não controlado em modo descontínuo, drena uma corrente da rede com baixa distorção harmônica. 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