Inatel. Desenvolvimento de Amplificadores de RF baseado em Fotônica para Redes 5G. Dionísio Fama Noque. Instituto Nacional de Telecomunicações

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1 Inatel Instituto Nacional de Telecomunicações Desenvolvimento de Amplificadores de RF baseado em Fotônica para Redes 5G Dionísio Fama Noque Junho/2017

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3 Desenvolvimento de Amplificadores de RF baseado em Fotônica para Redes 5G DIONÍSIO FAMA NOQUE Dissertação apresentada ao Instituto Nacional de Telecomunicações, como parte dos requisitos para obtenção do Título de Mestre em Telecomunicações. ORIENTADOR: Prof. Dr. Arismar Cerqueira Sodré Júnior Co-ORIENTADOR: Prof. Dr. Leandro Tiago Manera Santa Rita do Sapucaí-MG 2017 iii

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5 FOLHA DE APROVAÇÃO Dissertação defendida e aprovada em 27 / 06 / 2017, pela comissão julgadora: Prof. Dr. Arismar Cerqueira Sodré Júnior Instituto Nacional de Telecomunicações Prof. Dr. Moisés Renato Nunes Ribeiro Universidade Federal do Espírito Santo Prof. Dr. José Antônio Justino Ribeiro Instituto Nacional de Telecomunicações Prof. Dr. Carlos Nazareth Motta Marins Instituto Nacional de Telecomunicações Coordenador do Curso de Mestrado Prof. Dr. José Marcos Camara Brito v

6 Esforço-me para que eles sejam fortalecidos em seu coração, estejam unidos em amor e alcancem toda a riqueza do pleno entendimento, a fim de conhecerem plenamente o mistério de Deus, a saber, Cristo. Nele estão escondidos todos os tesouros da sabedoria e do conhecimento. Colossenses 2:2-3. vi

7 À Deus, o todo poderoso digno de honra e poder, pela infinita misericórdia com minha alma, pela sabedoria e inteligência que me proporciona dia após dia. vii

8 Agradecimentos Em primeiro lugar, dirijo os meus agradecimentos a Deus, pelo folego de vida, pelas bênçãos derramadas, pela força e coragem que sempre me proporcionou nessa caminhada. E principalmente por me ter escolhido para o servir. Agradeço a minha família pelo apoio incondicional. Aos meus pais Francisco Luís Noque e Emília Sende Fama pela educação, carinho e incentivo. Aos meus irmãos Edgar Fama Noque, Frederico Fama Noque, Teresa M. Noque e Deslander A. Fama Noque pela força e inspiração. Ao meu orientador Prof. Dr. Arismar Cerqueira Sodré Jr., pelo paciente e criterioso trabalho de orientação. Ao Prof. Dr. Leandro Tiago Manera, pela orientação dos trabalhos realizados no centro de componentes semicondutores da Unicamp. Ao Laboratório WOCA, pela concessão dos recursos utilizados durante o desenvolvimento desse trabalho. Aos professores que compõe a banca julgadora pela disposição em avaliarem este trabalho. Aos colegas do mestrado em especial do laboratório WOCA nomeadamente, Renan, Egídio, Igor, Suzanne, Luís, Ramon, Marilia, Paola, Natalia, Gustavo e André por todo apoio e conforto oferecido direta ou indiretamente durante essa caminhada. Ao Ministerio das Telecomunicações e Tecnologias de Informação de Angola (MTTI), na pessoa de sua excelência Sr. Ministro José Carvalho da Rocha pelo incansável esforço na formação de quadros de excelência. A Fundação Instituto Nacional de Telecomunicações (Finatel), a coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior (CAPES), a Financiadora de Estudos e Projetos (FINEP), ao Conselho Nacional de Desenvolvimento Científico e Tecnológico (CNPq), a Fundação de Amparo à Pesquisa do Estado de Minas Gerais (FAPEMIG), ao Centro de Referência em Radiocomunicações (CRR) por todo apoio oferecido durante o período do curso. A Sumitomo Industries, na pessoa do Eng. Masaaki Hirano pela doação da fibra HNLF utilizada nessa dissertação. viii

9 Índice Lista de Figuras... xi Lista de Tabelas... xiii Lista de Símbolos... xiv Lista de Abreviações... xv Lista de Publicações e Patente... xvii Resumo... xix Abstract... xx Capítulo Introdução Contextualização e motivação Contribuições e Estrutura da Dissertação... 9 Capítulo Fundamentos Teóricos Fotônica de Micro-ondas Modulador Mach-Zehnder Rádio sobre Fibra (RoF) Faixa Dinâmica de Operação Mistura de Quatro Ondas (FWM) Amplificação Paramétrica Capítulo PBRA: Amplificador de RF Baseado em Tecnologia Fotônica Amplificação de RF Baseada em Fotônica PBRA com Modulador MZM de Estágio Único PBRA com Modulador MZM de Estágio Duplo PBRA com Moduladores MZM em Paralelo Conclusões das três Configurações Capítulo Figuras de Mérito do PBRA Ganho de RF Relação Sinal-Ruído Ruído de Fase Intermodulação de RF e SFDR ix

10 4.5. Análise de Desempenho Digital Análise Térmica Conclusões e Trabalhos Futuros Conclusões Trabalhos Futuros Referências Bibliográficas x

11 Lista de Figuras Figura 1.1. Evolução do número de telefones celulares no mundo [5] Figura 1.2. Evolução das gerações de telefonia móvel celular [1-4][12] Figura 1.3. Crescimento do tráfego de chamadas de voz e dados móveis[14] Figura 2.1. Diagrama em bloco de um enlace óptico Figura 2.2. Interferômetro Mach-Zehnder Figura 2.3. Curva característica de transmissão do modulador MZM Figura 2.4. Configurações dos Moduladores MZM Figura 2.5. Sistemas RoF aplicado a redes celulares Figura 2.6. Obtenção do ponto de intercessão de terceira ordem: a) espectros das frequências fundamentais e do IMD3, b) extrapolação das retas Figura 2.7. Princípio do Four-Wave Mixing Figura 2.8. Representação do funcionamento de FOPAs; a) com um bombeamento, b) com dois bombeamentos Figura 3.1. Múltiplos produto de FWM na saída da fibra altamente não-linear Figura 3.2. Diagrama em bloco do sistema RoF: a) Sistema RoF convencional (CRoF), b) Sistema RoF proposto (PBRA); indicação do espectro óptico modulado na saída da fibra HNLF Figura 3.3. Analogia do conceito de amplificação do PBRA Figura 3.4. Comparação entre os espectros ópticos modulados do sistema RoF convencional e do 1º produto de FWM no sistema proposto Figura 3.5. Geração de múltiplos produtos de mistura de quatro ondas na saída da fibra altamente não-linear Figura 3.6. Bancada experimental para implementação do PBRA e do CRoF Figura 3.7. Demonstração de 18 db de ganho do PBRA para mesma potência óptica para 6 GHz Figura 3.8. Análise do espaçamento entre os comprimentos de onda de bombeamento: (a) Potência de RF de saída; (b) Espectros ópticos. I, II, III, pentes de frequência com ondas de bombeamento separados de 2 nm, 3,2 nm e 7,2 nm respectivamente Figura 3.9. Influência da polarização do campo elétrico no comportamento do sinal de RF. a) potência de RF em função dos estados de polarização; b) fotografias correspondentes a quatro combinações arbitrárias dos controladores de polarização Figura Influência da tensão de polarização do modulador no ganho de RF Figura Análise do PBRA em função da potência óptica na entrada da fibra HNLF Figura Medições dos espectros elétricos para a obtenção do ganho de RF do PBRA: a) para frequência de 6 GHz; b) para frequência de 38 GHz Figura Diagrama em bloco do sistema RoF utilizando modulador MZM de estágio duplo: a) Sistema RoF convencional, b) Sistema RoF proposto Figura Demonstração de 13 db de ganho do PBRA em 6 e 10 GHz utilizando modulador MZM de estágio duplo Figura Medições dos espectros elétricos comparando o PBRA e o CRoF nas frequências de 6 e 10 GHz, usando o DD-MZM Figura Análise de desempenho baseada nas constelações e nos diagramas de olho para sinais digitais xi

12 Figura Medições dos espectros elétricos para a obtenção do ganho de RF do PBRA no DP-MZM: a) 6 GHz; b) 17 GHz Figura Medição do 3º harmônico com frequência fundamental em 5,850 GHz e 5,925 GHz Figura Análise de desempenho digital utilizando dois sinais de RF no DP-MZM: a) CRoF; b) PBRA; C) Análise de desempenho baseada nas constelações e diagramas de olho para diferentes modulações Figura 4.1. Coeficientes de transmissão medidos para o PBRA e CRoF Figura 4.2. Desempenho de Amplificadores de RF: Amplificadores de RF baseado em fotônica (linha continua); Amplificadores de RF puramente eletrônico comerciais (linhas tracejadas) Figura 4.3. Relação sinal ruído (PBRA e CRoF) Figura 4.4. Ruído de fase medido em 6 e 38 GHz Figura 4.5. Potência de saída de RF em função da potência de entrada no modulador Figura 4.6. Medição do espectro elétrico do PBRA para obtenção da SFDR Figura 4.7. SFDR obtido no PBRA e no CRoF para frequência de 6 GHz Figura 4.8. SFDR medidos para diferentes valores de Frequência Figura 4.9. Medição da magnitude do vetor de Erro Figura Medição do EVM em função da tensão de polarização do modulador e constelações medidas nos pontos de tensão de modulação igual a 1 V, 3 V, 5 V, 7 V e 8 V. 47 Figura Ganho do PBRA para sinais modulados e não modulados Figura Medição do sinal modulado em 6 GHz. a) Espectros do sinal; b) respectivas constelações e diagramas de olho Figura Fotografia da bancada experimental para análise de desempenho térmico Figura Resposta em frequência da potência de RF do PBRA para diferentes valores de temperatura: a) sem compensação de V bias ; b) com compensação de V bias Figura Influência da temperatura no ruído de fase xii

13 Lista de Tabelas Tabela 1. Evolução do tráfego IP, [25] Tabela 2. Resumo dos trabalhos de amplificação de RF baseada em fotônica: SFDR - Spurious Free Dinamic Range; SD-MZM (modulador Mach-Zehnder de estágio único); DD- MZM (modulador Mach-Zehnder de estágio duplo); DP -MZM (moduladores Mach-Zehnder em paralelo) xiii

14 Lista de Símbolos a A eff D G PBRA G T I d I p k 0 L LD n n 2 p P R S(f) S 11, S 22 S 12 e S 21 V bias V e V m V β Δf ϕ χ ω n Ω s Ԑ 0 Razão de divisão interferométrica Área efetiva Dispersão cromática Ganho do PBRA Ganho de transdução Corrente fotodetectada Fotocorrente Número de onda no vácuo Comprimento da fibra Diodo Laser Índice de refração linear Índice de refração não-linear Polarização da onda Potência elétrica Responsividade Espectro de potência coeficientes de reflexão coeficientes de trasmissão Tensão de polarização do modulador Mach-Zehnder Tensão de modulação Amplitude do sinal de RF Tensão de meia onda do modulador Mach-Zehnder constante de propagação Desvio de frequência Fase Susceptibilidade elétrica do meio Frequência angular Deslocamento de frequência Permissividade do vácuo Coeficiente de atenuação Coeficiente não-linear Comprimento de onda Frequência angular xiv

15 Lista de Abreviações 3GPP AMPS ASE AT&T CAGR CDMA CRoF CW DD-MZM DP-MZM DSF DWDM EDFA E-DO ERB ESA ETACS EVM FDMA FM FOPA FWM GSM HNLF IMD3 IMT-A IOT IP3 ITU LNA LTE LTE - A MATP MFWM MITP mm-wave MZM NF NMT Third Generation Partnership Project Advanced Mobile Phone Service Amplified Spontaneous Emission American Telephone and Telegraph Compound Annual Growth Rate Code Division Multiple Access Radio over Fiber Conventional Continuous Wave Dual-Drive Mach-Zehnder Modulator Dual Parallel Mach-Zehnder Modulator Dispersion Shifted Fiber Dense Wavelength Division Multiplexing Erbium Doped Fiber Amplifier Evolution Data-Optimized Estação Rádio Base Electrical Spectrum Analyzer Extended Total Access Comunications System Error Vector Magnitude Frequency Division Multiple Access Frequency Modulation Fiber Optic Parametric Amplifier Four Wave-mixing Global System for Mobile Communications Highly Nonlinear Fiber 3rd Order Inter Modulation International Mobile Telecommunications-Advanced Internet of Things 3rd Order Intercept Point International Telecommunication Union Low Noise Amplifier Long Term Evolution Long Term Evolution Advanced Maximum Transmission Point Multiple Four-Wave Mixing Minimum Transmission Point illimeter wave Mach-Zehnder Modulator Noise Figure Nordic Mobile Telecomunications xv

16 OFDM OSA OTPBF PBRA PC PD PDC QP RACE RAU RBW RF RoF SBS SD-MZM SFDR SMF SNR SPM SRS TDMA UMTS WCDMA WDM Wi-Fi WiMAX WOCA WON XPM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing Optical Spectrum Analyzer Optical Tunable Passband Filter Photonics-Based RF Amplifier Polarization Controller Photodiode Personal Digital Cellular Quadrature Point Research and Development in Advanced Communications Technologies in Europe Remote Antenna Unit Resolution Bandwidth Radio Frequency Radio over Fiber Stimulated Brillouin Scattering Single Drive Mach-Zehnder Modulator Spurious-Free Dynamic Range Single Mode Fiber Signal Noise Ratio Self - Phase Modulation Stimulated Raman Scattering Time Division Multiple Acess Universal Mobile Telecommunications Service Wideband Code Division Multiple Access Wavelength-Division Multiplexing Wireless Fidelity Worldwide Interoperability for Microwave Access Wireless and Optical Convergent Access WOCA Optical Network Cross - phase Modulation xvi

17 Lista de Publicações e Patente Periódicos 1. A. L. M. Muniz, D. F. Noque, R.M. Borges, A. Bogoni, Massaki Hirano and Arismar Cerqueira S.Jr. "All-Optical RF Amplification Toward Gpbs Communications and mm-waves Applications," Microwave and Optical Technology Letters, Volume 59, Issue 9, pp , September A. L. M. Muniz, R. M. Borges, Regivan N. Da Silva, Dionisio F. Noque, and Arismar Cerqueira S., Jr. Ultra-broadband Photonics-Based RF Front-End Toward 5G Networks, Journal of Optical Communications and Networking, vol. 8, no. 11, pp. B35-B42, November, Arismar Cerqueira Sodré, Natalia Cañas-Estrada, Dionisio F. Noque, Ramon M. Borges, Suzanne A.S. Melo, Neil G. González, Julio C.R.F. Oliveira, Photonicassisted microwave amplification using four-wave mixing, IET Optoelectronics, vol. 10, pp , October, D. F. Noque, A. L. M. Muniz, R. M. Borges, A. Bogoni, and Arismar Cerqueira S. Jr. Performance Characterization of un ultra-wideband photonics-based RF amplifier for 5G, Photonics Technology Letters, Submitted in July, Anais de Congressos 5. R. M. Borges, D. F. Noque, A. L. M. Muniz, H.R.D. Filgueiras, M. S. B. Cunha, A. Bogoni and Arismar Cerqueira S. Jr. "Thermal Performance Analysis of an All- Optical and UltraWideband RF Amplification Method for 5G Networks," 2017 International Topical Meeting on Microwave Photonics (MWP), Beijing, China, October R. M. Borges, A. L. M. Muniz, D. F. Noque, Arismar Cerqueira S. Jr., L. T. Manera, A. Bogoni, "Implementation of a Broadband Photonics-assisted RF Amplifier Toward 5G Networks," International Microwave and Optoelectronics Conference, August Dionísio F. Noque, A. L. M. Muniz, R. M. Borges, Arismar Cerqueira S. Jr. Análise de Desempenho Experimental de um Amplificador de RF Baseado em xvii

18 Tecnologia Fotônica, 17º Simpósio Brasileiro de Microondas e Optoeletrônica (MOMAG), Porto Alegre Brasil, Julho A. L. M. Muniz, Dionísio. F. Noque, R. M. Borges, T. N. Rodovalho, Regivan N. Da Silva1, R. A. Santos e Arismar Cerqueira S. Jr., "Rede Opto-Wireless Amplificada baseada em Tecnologia Fotônica," XXXIV Simpósio Brasileiro De Telecomunicações (SBrT), Santarém-Brasil, agosto/setembro N. Cañas-Estrada, Arismar Cerqueira S. Jr., D. F.Noque, R. M. Borges, Neil Guerrero Gonzalez, J. C. R. F. Oliveira, Development and Performance Analysis of a Photonic-Assisted RF Amplifier, International Microwave and Optoelectronics Conference, November Dionísio F. Noque, Renan dos Santos, Carlos Nazareth, Arismar Júnior, Radio Over Fiber System Amplified Using Technique FWM with Reconfigurable Antenna Frequency, International Workshop on Telecommunications, June S. A. S. Melo, Arismar Cerqueira S. Jr. D. F. Noque, C. Franciscangelis, N. Guerrero Gonzalez e J.C.R.F. Oliveira Sistema Rádio sobre Fibra Amplificado Baseado em Múltiplo Four-Wave Mixing, Simpósio Brasileiro de Microondas e Optoeletrônica (MOMAG), Curitiba Brasil, August Arismar Cerqueira S. Jr., E. Raimundo-Neto, S. A. S. Melo, D. F. Noque, J. R. G. Rosa, R. M. Borges, Research Activities on Microwave Photonics, Nonlinear Optics and Optical Communications from the Lab. WOCA from Inatel Areas, WorkInnova, Campinas-Brasil, November Patente 1. Ramon Maia Borges, André Luiz Marques Muniz, Dionísio Fama Noque, Natalia Cañas Estrada, Suzanne Assis de Souza Melo, Arismar Cerqueira Sodré Júnior, Sistema, Amplificador e Método de Amplificação em Faixa Larga de Sinais de RF baseados em Tecnologia Fotônica, BR xviii

19 Resumo Este trabalho tem por objetivo o desenvolvimento e caracterização de um amplificador de radiofrequência (RF) baseado em tecnologia fotônica, intitulado PBRA Photonics-based RF Amplifier. O amplificador faz uso do efeito óptico nãolinear mistura de quatro ondas (FWM Four-Wave Mixing), com a finalidade de prover ganho de RF em redes celulares de quinta geração (5G) baseadas em backhauls ópticos. O FWM é intensificado por meio do uso de uma fibra altamente não-linear (HNLF Highly Nonlinear Fiber) com coeficiente não-linear γ = 28 W -1 km -1. Defini-se ganho de RF como sendo a diferença de potência elétrica na saída do fotodetector, considerando um mesmo nível óptico de potência de recepção oriundo do produto de FWM e do sistema rádio sobre fibra (RoF Radio over Fiber) convencional. Resultados experimentais demostram a aplicabilidade do PBRA para as faixas de frequências potenciais das redes 5G, tais como 6, 28 e 38 GHz. Obteve-se ganho de RF de até 27 db para uma ampla faixa de frequência de 300 khz a 50 GHz, além da melhora na linearidade do sistema proposto, quando comparado com ao sistema RoF convencional. Análises de parâmetros ópticos e elétricos, incluindo potência, espaçamento entre os laseres de bombeamento, ganho de RF, relação sinal ruído, ruído de fase, SFDR (Spurious-Free Dynamic Range), figura de ruído e magnitude de erro vetorial, foram exploradas para validação do PBRA. Por fim, é apresentada uma investigação experimental da resposta do amplificador em função da temperatura, sob uma variação de -10 a + 70ºC, com o intuito de avaliar o seu funcionamento sob condições reais. Palavras-chave: 5G, Comunicações Ópticas, Fotônica de Micro-ondas, Mistura de Quatro-Ondas e Óptica não-linear. xix

20 Abstract This working is regarding the development and characterization of a photonics-based radiofrequency (RF) amplifier, entitled PBRA. It takes advantage of the Four-wave Mixing nonlinear (FWM) effect, with the aim of providing RF gain for the fifth generation of cellular networks (5G) based on optical backhauls. The FWM effect is intensified by the use of a Highly Nonlinear Fiber (HNLF) with nonlinear coefficient γ = 28 W -1 km -1. The RF gain is defined as the electrical power difference between the FWM product and conventional Radio over Fiber (RoF) system at the photodetector output. Experimental results demonstrate the PBRA applicability for the 5G potential frequency bands, such as 6, 28 and 38 GHz. A 27-dB gain has been obtained over an ultrawide range from 300 khz to 50 GHz, besides linearity improvement compared to the conventional RoF system. Analyses of electrical and optical parameters, such as optical power, laser pump spacing, RF gain, signal-to-noise ratio, phase noise, Spurious-Free Dynamic Range (SFDR), noise figure and Error Vector Magnitude (EVM), have been exploited for the PBRA validation. Finally, an experimental thermal investigation from -10 to + 70 C of the amplifier operation has been carried out for validating its use under real conditions. Keywords: 5G, Optical Communications, Microwave Photonics, Four-wave Mixing and Nonlinear Optics. xx

21 Capítulo 1 1. Introdução 1.1 Contextualização e motivação O conceito de reutilização de radiofrequência introduzido em 1946 pela AT&T (American Telephone and Telegraph), foi fundamental para o surgimento dos sistemas de telefonia celular [1]. Esta estratégia permite o re-uso de frequências em regiões geograficamente separadas e, consequentemente, o aumento da capacidade de um sistema de comunicação móvel [2]. Desde o final da década de 70 com a introdução do sistema celular e atribuição das faixas de frequências de 800/900 MHz para os telefones celulares, a indústria de comunicações móveis tem presenciado um crescimento contínuo em termos de tecnologia e de diversidade de uso [1][3][4]. A Figura 1.1 apresenta o crescimento quase exponencial do número de telefones móveis no mundo desde 2000, época de inclusão da terceira geração celular (3G) [5][6]. Atualmente existem diversos padrões para os sistemas móveis de segunda geração (2G), 3G e quarta geração (4G) [3][7][8]. O surgimento do 3G levou ao desenvolvimento dos sistemas sem fio e de padrões para outros tipos de tráfego de telecomunicações, além das chamadas de voz por telefone móvel. Estudos estão sendo feitos para o surgimento da quinta geração (5G) [9-11]. O Centro de Referência em Rádio Comunicação (CRR) do Inatel estuda os prováveis cenários de utilização das redes 5G no Brasil e definição de requisitos. As pesquisas envolvem as novas técnicas de transmissão digital baseada em múltiplas portadoras não ortogonais, enlaces ópticos com modulação multinível e soluções de sistemas rádio sobre fibra (RoF Radio over Fiber) convencional para interconexão de ERBs com baixa latência e alta vazão. O desenvolvimento de antenas, assim como a integração do 5G com a internet do futuro, também são alvos de estudo. 1

22 Celulares no mundo (Bilhões) Um resumo da evolução dos sistemas celulares em termos de tecnologia, taxa de transmissão e faixa de frequência é mostrado na Figura 1.2. Até a presente data, não se têm padronizado os parâmetros da quinta geração, porém existem pesquisas em potenciais faixas de frequências para atender os requisitos do 5G [12][13]. Theodore S. Rappaport e outros [12-14] apresentam as ondas milimétricas (mmwave millimeter wave), especificamente em 38 GHz, como uma nova proposta de faixa de frequência para atender as futuras redes de telefonia móvel celular. Em [12] é apresentado vários experimentos em ambientes externo e interno comprovando a utilização de ondas milimétricas em antenas que podem ser usadas nas estações rádio base e/ou nas estações rádio móvel Ano Figura 1.1. Evolução do número de telefones celulares no mundo [5]. A primeira geração (1G) surgiu na década de 80 e previa o uso de um único canal por portadora, baseava-se no acesso múltiplo por divisão de frequência (FDMA Frequency Division Multiple Access) e modulação em frequência (FM Frequency Modulation). Inicialmente, foi usado o sistema NMT (Nordic Mobile 2

23 Telecomunications), mais tarde denominou-se NMT450, por operar na faixa de frequência de 450 MHz [4]. Devido ao congestionamento da rede e esforço de vários países, ainda nessa década, uma nova versão do Nordic Mobile Telecomunications (NMT900) foi desenvolvida pela Ericsson Radio Systems. Vários outros sistemas analógicos foram surgindo, como AMPS (Advanced Mobile Phone Service), TACS (Total Access Comunications System), ETACS (Extended Total Access Comunications System), C450, RTMS e o Radicom 2000 [2][4]. Entre esses sistemas havia, incompatibilidade. Por isto, a comissão europeia iniciou uma série de discussões para mudar o quadro para um ambiente mais harmonizado e um mercado comum para os serviços e equipamentos de telecomunicações. Assim, na década de 90 surgiu o sistema de segunda geração (2G) [2][9]. Figura 1.2. Evolução das gerações de telefonia móvel celular [1-4][12]. Com o avanço dos sistemas digitais, fruto do progresso da tecnologia dos circuitos integrados, em 1992 foi possível a implementação do primeiro sistema celular digital do mundo, denominado sistema global para comunicações móveis (GSM Global System for Mobile Communications). Além do GSM, CT-2 e DECT, sistemas de segunda geração desenvolvidos na Europa; surgiram outros sistemas 2G em outras partes do mundo. Nos Estados Unidos foi desenvolvido o sistema baseado em acesso múltiplo por divisão do tempo (TDMA Time Division Multiple Acess), também conhecido como IS-54 e IS-136, o sistema baseado em acesso multiplo por 3

24 divisão de código (CDMA Code Division Multiple Access) e no Japão foi implementado o PDC (Personal Digital Cellular) [2]. Na segunda geração, foram incluídas as técnicas de amostragem e filtragem (digitalização), as quais tornaram possível a acomodação de mais usuários no espectro, uma melhor qualidade nas ligações de voz e tráfego de dados na rede de telefonia móvel celular [4]. Paralelamente à implementação dos sistemas de comunicação móvel 2G na década de 90, trabalhos de pesquisa foram realizados para o desenvolvimento da terceira geração de comunicação móvel (3G) [4][6]. Inicialmente, os estudos caminhavam em duas vertentes: Uma focada na criação de um único padrão mundial e a outra defendia a evolução das redes e sistemas já existentes. Na Europa, o Programa de Pesquisa e Desenvolvimento em Tecnologias de Comunicação Avançada (RACE Research and Development in Advanced Communications Technologies in Europe), desenvolveu o sistema universal de telecomunicações celulares (UMTS Universal Mobile Telecommunications Serviços) como evolução das redes GSM, baseado no WCDMA e EDGE [4]. Essa tecnologia prevê o suporte de várias facilidades como portadoras realocáveis, serviços personalizados, transferências de grandes arquivos, facilidade de implementação de novos serviços, videoconferências para uma grande variedade de aparelhos. Possui ainda a atribuição de banda sob demanda e taxas de transmissão em torno de 144 Kb/s para ambientes externos e 2 Mb/s para comunicação em ambientes internos [7][9]. Nos Estados Unidos, surgiu o CDMA2000 com o padrão Evolution Data-Optimized (CDMA 1xEV-DO). A tecnologia CDMA 1xEV-DO, permite alocação de voz e dados em canais separados para fornecer dados com taxas de pico até 2,4 Mbps. É uma tecnologia que oferece flexibilidade para as operadoras, pois pode operar em todas faixas de frequências estabelecidas para tecnologia sem fio e ocupa uma pequena faixa do espectro por portadora (em torno de 1,23 MHz) [2-4]. A União Internacional das Telecomunicações (UIT), do inglês (ITU International Telecommunication Union) no âmbito da iniciativa do IMT-2000 definiu os sistemas 3G como sendo redes sem fio capazes de suportar voz, multimídia e comunicação de dados de alta velocidade [1-3]. As principais evoluções foram a introdução da comutação de dados por pacotes, maior número de clientes de voz e dados, maior largura de banda e maior taxa de transmissão chegando à 2 Mb/s. 4

25 Com a implementação do 3G, a partir de 2007 o tráfego nas redes de telecomunicações móveis, antes dominado pelas chamadas de voz, passou a ser maioritariamente de dados móveis. A Figura 1.3 apresenta a média de tráfego trimestral em todo mundo no período de 2011 a 2016, por meio de um comparativo do uso das chamadas de voz e dados móveis em redes celulares [14]. Fica claro o crescimento contínuo no tráfego de dados, cerca de 10% no trimestre e aproximadamente 60% ao ano. A explosão deste crescimento foi impulsionada pela maior disponibilidade de tecnologia de comunicação, particularmente o 3.5G. Pela introdução do iphone da Apple em 2007, seguido de dispositivos baseados no sistema operacional Androide do Google a partir de 2008 [15]. Com esse crescimento desenfreado, em 2010 as redes 2G e 3G começaram a se congestionar acelerando as novas buscas para aumentar a capacidade da rede. Figura 1.3. Crescimento do tráfego de chamadas de voz e dados móveis[14]. 5

26 O WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) uma tecnologia baseada em multiplexação por divisão de frequência ortogonal (OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) foi padronizada em 2006 como sendo a primeira tecnologia 4G de acesso múltiplo. A tecnologia oferece largura de banda de até 20 MHz, maiores taxas e melhor eficiência espectral que os sistemas antecedentes de telefonia móvel [15][16]. No entanto foi o sistema LTE - A (Long Term Evolution Advanced) que se consolidou como tecnologia de 4 geração para os sistemas móveis celulares. A tecnologia 4G representa uma evolução do Sistema 3G, que atende os requisitos do padrão de telecomunicações móveis internacional avançadas (IMT-A International Mobile Telecommunications-Advanced). O trabalho de especificação foi iniciado no final de 2004 com o surgimento do padrão LTE. Em 2009, o projeto de parceria de terceira geração (3GPP Third Generation Partnership Project) apresentou ao ITU-R (setor de Radiocomunicação do ITU), o LTE-A como um candidato para atender a tecnologia 4G dentro das especificações do IMT-A. No ano seguinte, vários serviços comerciais e redes LTE-A foram implementadas como uma evolução das redes e sistemas antecedentes de telefonia móvel celular [14-17]. O LTE-A foi concebido para suportar altas taxas de dados chegando a 1 Gbps, permitir convergência de vários serviços incluindo os serviços antes acessíveis somente em redes banda larga, ter capacidade de roaming mundial entre outras exigências [17]. Isso provocou um crescimento explosivo na utilização de dispositivos móveis (smartphones, tabletes, notebooks etc.), levando ao surgimento de várias aplicações e serviços em dispositivos móveis com maiores exigências de taxas. Segundo ITU-T, em 2015 foram contabilizados cerca de 7,2 bilhões de assinaturas celulares no mundo [5]. O número de assinantes móveis continuará a crescer principalmente no médio oriente e na África devido a população jovem e o crescimento do PIB nessas regiões. Estima-se um crescimento de fator 4 entre 2015 e 2021 [14]. Com a expansão de serviços que requerem banda larga e o crescimento contínuo do tráfego de dados entre os clientes residenciais e empresariais, os provedores têm requerido cada vez mais sistemas de altas capacidade, principalmente para os backbones da rede [18-20]. Arquiteturas de redes convergentes para oferecer diversos serviços para usuários fixos e móveis têm sido propostas para superar as 6

27 limitações de banda do espectro eletromagnético. Particularmente, a área de fotônica de micro-ondas (microwave photonics) tem despertado o interesse de pesquisadores em todo o mundo para diversas aplicações. Incluindo redes de acesso sem fio banda larga [20][21], radares [22], comunicações por satélites, instrumentação, guerra eletrônica [21], sensoriamento remoto [23] entre outras aplicações [21][24]. Segundo relatório da Cisco [25], o tráfego IP global anual iria superar um zettabyte (1.000 exabytes) em 2016, e atingirá 2,3 zettabyte em O tráfego global de dados móveis cresceu 63% em 2016 atingindo 7,2 exabytes por mês no final de 2016, contra os 4,4 exabytes por mês no final de Em 2019, o tráfego IP global passará a marca de 2,0 zettabytes por ano, ou 168,0 exabytes por mês, chegando a 2,3 ZB por ano em O tráfego IP global aumentou mais de cinco vezes nos últimos cinco anos, e vai aumentar quase três vezes ao longo dos próximos 5 anos. Como mostrado na Tabela 1, o tráfego IP crescerá a uma taxa composta de crescimento anual (CAGR - Compound Annual Growth Rate) de 22% entre 2015 e 2020 [25]. Para acompanhar esse crescimento, os sistemas de telecomunicações devem ser mais robustos e suportar capacidade de dados cada vez maiores. Tabela 1. Evolução do tráfego IP, [25]. Consumo em Petabyte [PB] por mês Tipo CAGR Internet Fixa % Gerenciamento de IP % Dados Móveis % Total de trafego % Para atender à necessidade de robustez e capacidade dos sistemas de telecomunicações, novas técnicas têm sido alvo de estudos para o desenvolvimento de dispositivos que se adéquam às novas tendências. As vantagens da tecnologia fotônica, tais como baixa perda, altas taxas de transmissão e grande largura de banda, têm sido eficientemente exploradas para o desenvolvimento desses dispositivos 7

28 focado em geração [26-28], processamento[29], multiplicação [30], controle [31], transmissão de sinais de micro-ondas e de ondas milimétricas [26][27]. Particularmente, os sistemas Rádio sobre Fibra (RoF Radio over Fiber) baseiam-se na transmissão do sinal de radiofrequência utilizando uma portadora óptica na faixa de centenas de terahertz (THz) [20][32]. Os sistemas RoF provêm a centralização do processamento e compartilhamento da infraestrutura, com a finalidade de reduzir os custos operacionais e proporcionar uma melhor eficiência energética. A centralização do processamento se dá a partir da utilização de um sistema RoF para distribuição dos sinais de rádio para diferentes posições geográficas. Já o compartilhamento de infraestrutura baseia-se na utilização de um único sistema RoF por dois ou mais padrões de comunicação distintos [33-35]. Por outro lado, as redes celulares de quinta geração e o novo conceito de internet das coisas (IoT Internet of things) [36-37], apresentam novos desafios, já que são previstas altas taxas por usuários, operação em ondas milimétricas, convergência de serviços e maiores números de dispositivos conectados à internet [38-41]. Além de atender uma vasta gama de requisitos derivados da procura dos usuários e desenvolvedores de dispositivos, as redes 5G também precisam prever serviços que ainda não foram desenvolvidos. Para atender esse cenário de serviços futuros, várias instituições e pesquisadores trabalham na definição do 5G com projeções exigentes, principalmente na rede de transporte (backbone, backhaul e fronthaul) [42-44]. Estima-se uma imensa densidade de dispositivos conectados, em torno de 1 milhão por km 2, produzindo volume de dados próximo de 1 Tbps/km 2 [38]. Com altas taxas, grande densidade de dispositivos e operações banda larga, existirão diversos desafios na criação de componentes, sistemas e antenas para operarem em ondas milimétricas [45-49]. Além da possibilidade de operação em ondas milimétricas nomeadamente 38 GHz, o 5G prevê também o uso do espectro compartilhado abaixo de 6 GHz [50][51] e existem ainda estudos propondo as faixas de frequências em 24 e 28 GHz [52-55]. Necessariamente as redes 5G farão uso das comunicações ópticas para dar vazão as altas taxas de transmissão e recorrerá ao uso da tecnologia fotônica para criação de dispositivos capazes de operarem na faixa de ondas milimétrica e com resposta linear em banda ultra larga. 8

29 1.2 Contribuições e Estrutura da Dissertação Neste trabalho será apresentado o desenvolvimento de um amplificador de RF, designado por PBRA (Photonics-Based RF Amplifier), que opera em banda ultra larga. O amplificador foi desenvolvido utilizando tecnologia fotônica e visa aplicação em redes 5G. A amplificação consiste em um aumento da intensidade do sinal de RF, quando comparado com o sinal do sistema de rádio sobre fibra convencional (CRoF Conventional Radio over Fiber), para o mesmo nível de potência óptica fotodetectada. Em 2014, foram apresentados pelo grupo do Laboratório WOCA (Wireless and Optical Convergent Access) do Inatel os primeiros resultados que comprovam a amplificação do PBRA [56]. Neste trabalho o efeito óptico não-linear múltiplo Four- Wave Mixing (MFWM) foi eficientemente aplicado como mecanismo de ganho para sistemas rádio sobre fibra. Resultados numéricos e experimentais realizados na faixa de frequência de 400 MHz até 20 GHz demonstraram a eficácia do sistema proposto. Demonstrou-se que o ganho de RF aumenta em função do produto de four-wave mixing, alcançando ganho de até 24,13 db. Posteriormente, foi proposto o uso do PBRA em um sistema RoF com antenas reconfiguráveis [57]. Uma antena reconfiguravel em frequência foi conectada na saida do PBRA e do CRoF, com a finalidade de se analisar a potência de recepção utilizando uma antena banda larga após alguns metros de propagação. O PBRA propicous ganho de RF de 18 db na frequência de operação da antena (2,4 GHz) em comparação com o sistema RoF convencional. Natalia Cañas Estrada [58] propôs aplicação do PBRA em sistemas RoF com modulação de amplitude e fase sem portadora (CAP Carrierless amplitude phase modulation). Os resultados reportados na sua Dissertação de Mestrado comprovaram melhor desempenho do PBRA em sistemas radio sobre fibra, que transmitem os dados em formatos de modulação CAP-8 para CAP-32. Obteve-se experimentalmente ganho de 26 db na faixa de 4 a 19 GHz. Em [59], André Luiz Muniz apresentou o PBRA como bloco de um front end de RF baseado em fotônica. O front-end de RF baseou-se em dois blocos: geração de 9

30 RF baseado em multiplicação em frequência no domínio óptico (PBRC), e outro de amplificação de sinais de RF no domínio óptico (PBRA). O principal objetivo foi avaliar o desempenho entre o front-end proposto e o sistema convencional em condições reais de temperatura, pressão e umidade. Utilizou-se taxa de transmissão de até 2 Gsymb/s para avaliar o desempenho digital do sistema proposto. A análise comparativa em um cenário óptico-wireless com enlace sem fio de 20 metros, demonstrou que o sistema proposto amplifica em 16 db o sinal digital sem apresentar nenhuma distorção. Os sinais digitais oriundos do front-end proposto obtiveram maiores potências de RF e melhores desempenhos digitais em comparação ao RoF convencional. Ficou comprovada a aplicabilidade do sistema proposto para as redes digitais sem fio de altíssima vazão e elevadas frequências de operação. A principal contribuição desta Dissertação é a caracterização do PBRA em função de diversas figuras de mérito, além do estudo da sua linearidade e do seu comportamento em função da temperatura, os quais serão apresentados pela primeira vez na literatura. Além disso, diferentes topologias do PBRA são apresentadas e avaliadas pela primeira vez. Na Tabela 2 apresentamos um resumo das principais contribuições da Dissertação e a evolução da pesquisa em função dos pesquisadores desde 2012, época que foi apresentada pela primeira vez na literatura a técnica FWM para amplificação de RF em sistemas RoF. O maior valor de ganho e banda utilizando essa técnica é apresentado no presente trabalho: 27 db ao longo de 50 GHz. Utilizou-se o parametro SFDR (Spurious Free Dinamic Range) para análise da linearidade do PBRA, na qual foi alcançado valores de SFDR de 66 db/hz 2/3 na frequência de 6 GHz. A análise da degeneração da figura de ruído do PBRA também representa uma contribuição adicional desta Dissertação de Mestrado. O trabalho é estruturado em cinco capítulos. O Capitulo 2 apresenta os fundamentos teóricos de fotônica de micro-ondas e mistura de quatro ondas de fundamental importância para entender o funcionamento do PBRA. O Capitulo 3 descreve os experimentos com diferentes configurações de modulação. O Capitulo 4 apresenta análises experimentais de desempenho do PBRA. Finalmente, as conclusões e trabalhos futuros são abordadas no Capitulo 5. 10

31 Tabela 2. Resumo dos trabalhos de amplificação de RF baseada em fotônica: SFDR - Spurious Free Dinamic Range; SD-MZM (modulador Mach-Zehnder de estágio único); DD-MZM (modulador Mach-Zehnder de estágio duplo); DP -MZM (moduladores Mach-Zehnder em paralelo). Parâmetro Autor/data Walter S. e outros / 2012 [60] Suzanne Melo e outros / 2014 [56] Natalia E. / 2015 [58] André M. e outros / fev [59] Dionísio Noque / junho 2017 Ganho de RF (db) Largura de faixa (GHz) Análise do Ruído de Fase (dbc/hz) Análise da degeneração da Figura de ruído (db) Análise da SFDR (db.hz 2/3 ) 13 24, Não Não Não Sim Sim Não Não Não Não Sim Não Não Não Não Sim Topologias do modulador analisadas SD-MZM SD-MZM SD-MZM SD-MZM SD-MZM, DD-MZM, DP-MZM. Análise digital Não Não Não Sim Sim Análise térmica Não Não Não Não Sim 11

32 Capítulo 2 2. Fundamentos Teóricos 2.1. Fotônica de Micro-ondas A Fotônica de micro-ondas (Microwave Photonics) pode suscintamente ser dividida em quatro partes: geração de sinais de RF, detecção de sinais de RF, processamento de sinais de RF e amplificação de sinais de RF. Trata-se de estudos de dispositivos fotônicos que operam em frequências de micro-ondas com aplicações em sistemas ópticos [61][62]. Tem despertado interesse de pesquisadores em diversas aplicações, tais como: sistemas RoF, redes de acesso sem fio de banda larga, radares, comunicações por satélites, instrumentação, sensoriamento remoto e guerra eletrônica [61-63]. A Figura 2.1 apresenta um enlace simples de fotônica de micro-ondas. Na transmissão, portadoras de RF são moduladas no domínio óptico e transportadas através de fibras ópticas. Para obtenção do sinal na sua forma original, temos na recepção um dispositivo óptico-eletrônico (fotodetector), capaz de detectar o sinal óptico e convertê-lo em sinal elétrico na sua saída. Figura 2.1. Diagrama em bloco de um enlace óptico Modulador Mach-Zehnder Os moduladores Mach-Zehnder (MZM Mach-Zehnder Modulator) são dispositivos capazes de gerar faixas laterais de RF em torno de portadoras ópticas centradas em algumas centenas de THz, por meio do efeito eletro-óptico [64-66]. A Figura 2.2 apresenta o esquema básico de um interferômetro de Mach-Zehnder. A estrutura possui dois guias de ondas ópticos de comprimentos iguais, chamados de braços. Pelo menos em um dos braços existe a possibilidade de controle de fase 1

33 para permitir a variação do campo elétrico do sinal óptico. O controle de fase é realizado pelo efeito eletro-óptico que consiste na mudança do índice de refração do material devido a influência do campo elétrico proveniente do sinal de RF [67][68]. Figura 2.2. Interferômetro Mach-Zehnder. O sinal óptico aplicado à entrada do MZM é dividido igualmente nos dois guias de ondas ópticos, por intermédio de uma junção Y; e a fase em cada um dos braços varia com a intensidade do campo elétrico aplicado. Na saída, os sinais são recombinados por uma junção equivalente à utilizada na entrada dos guias. A resposta do modulador pode ser expressa pela Equação 1 [69]: E out (t) = E in (t) cos ( π 2. V m cos(ω RF. t) + V bias V π ) (1) onde E in (t) representa o campo elétrico do sinal óptico proveniente de uma fonte externa, V m e ω RF correspondem à amplitude e à frequência angular do sinal de RF de entrada, respectivamente. V bias é a tensão de polarização do modulador e V π é tensão de meia onda. Os parâmetros (V m, ω RF, V bias ), levam o MZM a operar em três diferentes condições: ponto de máximo de transmissão (MATP Maximum Transmission Point); ponto de quadratura (QP Quadrature Point) e ponto mínimo de transmissão (MITP Minimum Transmission Point). A Figura 2.3 apresenta a curva característica de transmissão normalizada do MZM, dando ênfase aos seus pontos de operação (MATP, QP e MITP). A operação mais próxima da região linear no MZM dá-se quando o modulador é alimentado com uma tensão de polarização igual a 2

34 metade da tensão V π [70]. Nessa região, tem-se um comportamento periódico e próximo do linear o que torna um ponto de operação muito explorado para os sistemas ópticos. Assim, os sistemas rádio sobre fibra convencionais operam próximo ao ponto de quadratura para evitar espúrios indesejados e minimizar distorções no sinal de RF a ser transmitido [70]. Apesar da linearidade alcançada no ponto de quadratura, consegue-se em média na saída do MZM apenas metade do sinal óptico que chega à sua entrada. Os pontos MATP e MITP, localizados na região não-linear da curva, são explorados em aplicações que exigem melhor eficiência no surgimento de harmônicos e produtos de intermodulação, por exemplo conversão de frequência, geração de sinal, multiplicação de frequência [71-73] ou são aplicações do MZM em fotônica de micro-ondas. O MZM pode operar em qualquer ponto arbitrário da curva para atender aplicações especificas, como é o caso do PBRA, que não opera em nenhum dos pontos típicos. Figura 2.3. Curva característica de transmissão do modulador MZM. A Equação (1) é válida para o modulador que requer na sua entrada um único sinal de RF (modulador de estágio únic o), também chamados de SD-MZM (Single Drive Mach-Zehnder Modulator). Existem ainda os moduladores com dupla alimentação de RF na mesma estrutura Mach-Zehnder, conhecidos como DD-MZM 3

35 (Dual-Drive Mach-Zehnder Modulator) e os moduladores DP-MZM (Dual parallel Mach-Zehnder Modulator), que é a associação em cascata de dois moduladores single drive. A Figura 2.4 apresenta resumidamente as possíveis configurações das estruturas dos moduladores MZM. O modulador DP-MZM é obtido utilizando uma estrutura MZM que associa dois moduladores MZM em paralelo. Figura 2.4. Configurações dos Moduladores MZM. [74]: De um modo geral pode-se escrever a equação do MZM na seguinte forma E out (t) = E in (t)[ae iφ 1 + (1 a)e iφ 2] (2) onde a representa a razão de divisão interferométrica e ϕ é a fase causada pela tensão aplicada, dada por: 4

36 φ = π 2V π V e (3) Sendo V e a tensão aplicada na entrada nos eletrodos, correspondente a tensão de modulação. Relaciona-se com sinal de RF com a tensão de polarização do modulador da seguinte forma: V e = V m cos(ω RF. t) + V bias (4) Para o modulador DD-MZM, considerando a = ½; escreve-se a sua equação na seguinte forma: E out (t) = E in (t) [e iφ 1 + e iφ 2] 2 E in (t) [e i( 2 π E out (t) = 2Vπ1 V m1 cos(ω RF1.t)+V bias1 ) + e i( π 2Vπ2 V m2 cos(ω RF2.t)+V bias2 ) ] (5) A expressão do DP-MZM pode ser alcançada pela soma das equações de dois moduladores DD-MZM [75]. Em modo de operação normal, são aplicadas amplitudes iguais a cada um dos eletrodos com defasagem de fase de 180 entre as portadoras de RF. Os eletrodos são alimentados em fase de modo a modularem o campo óptico ao mesmo tempo e com o mesmo atraso de grupo. A amplitude e a fase dos sinais de modulação podem ser modificadas para aplicações especificas [76]. Conclui-se que os principais parâmetros que influênciam na resposta do MZM são: a tensão aplicada nos eletrodos (V e ), a razão de divisão interferométrica (a), a fase causada pela tensão aplicada (ϕ), a tensão de meia onda (V π ) e a frequência de operação (ω RF ) Rádio sobre Fibra (RoF) Os sistemas de radiocomunicação em fibra óptica (RoF) baseiam-se na transmissão do sinal de RF utilizando uma portadora óptica na faixa de centenas de THz [77]. Nos sistemas de comunicação sem fio, como a telefonia celular, a maioria das funções de processamento, tais como a conversão de frequência, modulação da 5

37 portadora e multiplexação, são realizadas na estação rádio base (ERB). A tecnologia RoF utiliza enlaces ópticos para realizar a distribuição de sinais de RF entre ERBs e unidade de antena remota (RAU Remote Antenna Unit), centralizando as funções de processamento e gerenciamento [62-64][77]. Desta forma, a ERB é simplificada, ficando somente responsável pela conversão do sinal óptico para elétrico e pela amplificação do sinal de RF. Além disso, a centralização da rede permite a alocação dinâmica de recursos e a criação de uma plataforma de baixo custo operacional [77][78]. Uma configuração típica do sistema RoF em redes de telefonia móvel é observada na Figura 2.5. No enlace de descida, o sinal de RF é enviado da estação central para a ERB que o modula em uma portadora óptica e a transmite por meio de um enlace óptico. Na ERB, o sinal é fotodetectado, passando por um estágio de amplificação antes de ser radiado pela antena. O sinal gerado pelo usuário possui uma relação sinal-ruído (SNR Signal Noise Ratio) muito inferior ao enlace de descida devido às limitações de potência de transmissão e distância da ERB em relação ao usuário. Assim, o sinal recebido pela antena no canal de enlace de subida, é amplificado por um amplificador de baixo ruído (LNA Low Noise Amplifier). Por fim, o sinal recebido pela antena da ERB é usado para modular outra portadora óptica, que posteriormente será transmitida para a estação central. Figura 2.5. Sistemas RoF aplicado a redes celulares. 6

38 Em virtude das altas taxas de transmissão requeridas, é comum o uso de Sistemas RoF em rede de transporte (Backhauls e Backbones) de operadoras de serviços de telecomunicações. Por outro lado, os sistemas RoF podem ser utilizados em soluções para atender os usuários finais na expansão da área de cobertura, na redução de regiões de sombra e no aumento de capacidade em redes sem fio. Além disso, o sistema RoF também pode ser aplicado na distribuição de sinais Wi-Fi em ambientes internos e externos, na interconexão de ERBs e na distribuição de internet banda larga sem fio [77][78]. Em sistemas de comunicação via satélite de grande porte se iniciou o uso de RoF. As aplicações do sistema RoF envolvem várias tecnologias e proporcionam interoperabilidade entre diversos sistemas e serviços Faixa Dinâmica de Operação A linearidade é um parâmetro importante na caracterização de sistemas RoF e resume-se na capacidade de não introduzir distorções na amplitude e na fase do sinal de saída do sistema [79]. A resposta de um sistema é linear quando a potência de saída for proporcional a potência de entrada e a diferença de fase entre a entrada e saída é aproximadamente constante [80]. Na prática não se conseguem sistemas lineares em toda faixa de operação, porém consideram-se sistemas lineares quando operam abaixo de um limiar de potência e dentro de uma faixa de frequência. Na caracterização dos sistemas RoF, utilizam-se do ponto de intercessão de terceira ordem (IP3-3rd Order Intercept Point) para medir a linearidade de amplitude. Trata-se do ponto em que a curva de intermodulação de terceira ordem (IMD3-3rd order Inter Modulation), intercepta a curva linear da potência de saída [79][81]. Para obtenção do IP3, é injetado no RoF com ajuda de um acoplador, dois tons de sinais com frequências próximas entre si e analisadas em um analisador de espectro elétrico. A Figura 2.6 apresenta a obtenção do IP3, que consiste na extrapolação da reta da potência de saída linear e a reta do produto de intermodulação de terceira ordem. Duas frequências centradas em f 1 e f 2 são inseridas no RoF e o batimento entre elas provoca produtos de intermodulação de terceira ordem centrados em 2f 2 - f 1 e 2f 1 - f 2, como pode ser observado na Figura 2.6 (a). Em 2.6 (b) é ilustrado a 7

39 extrapolação das retas correspondentes as potências das frequências fundamentais e do IMD3, alcançado assim o ponto de intermodulação de terceira ordem. Figura 2.6. Obtenção do ponto de intercessão de terceira ordem: a) espectros das frequências fundamentais e do IMD3, b) extrapolação das retas Mistura de Quatro Ondas (FWM) A resposta de qualquer dielétrico ao campo eletromagnético torna-se nãolinear para campos eletromagnéticos muito intensos e a fibra óptica não é uma exceção. Em um nível fundamental, a origem da resposta não-linear está relacionada ao movimento dos elétrons sob a influência predominante do campo. Como resultado, a polarização p induzido por dipolos elétricos não é linear com o campo elétrico [82][83]. No tratamento da propagação da onda eletromagnética em um meio material, admite-se uma relação linear entre o campo elétrico e as características desse meio. A polarização é dada por [82]: p = ε 0 χe (6) onde χ é a susceptibilidade elétrica do meio e ɛ o é a permissividade do vácuo. Para meios não-lineares a susceptibilidade pode ser expressa como uma série de potências na forma [82]: n χ = χ i E (i 1) (7) i 1 8

40 Substituindo (7) em (6) obtém-se [82]: p = ε 0 χ 1 E + P NL (8) O termo ε 0 χ 1 E corresponde à parte linear da polarização, enquanto o termo P NL corresponde à parte não-linear dada pela expressão [82]: n P NL = ε 0 ( χ i E i ) (9) i=2 O índice de refração na fibra varia com a intensidade da potência óptica (P opt ), do coeficiente de índice não-linear (n 2 ) e da área efetiva (A eff ) [83]. onde n é o índice de refração do meio. n = n + n 2 P opt A eff (10) A constante de propagação total na fibra (β ) é dependente do coeficiente de não-linearidade e da potência óptica [83]: β = β + γp opt (11) onde β é o fator de fase de propagação do meio sem perdas e γ representa o coeficiente de não-linearidade e é dado por [83]: Sendo k0 o número de onda no vácuo. γ = k 0n 2 A eff (12) O segundo termo de (10) e (11) determinam o comportamento dos efeitos não-lineares da fibra. Entre eles estão: automodulação de fase (SPM Self - Phase Modulation), em que o pulso no tempo sofre um desvio de frequência, provocando uma modulação angular. Modulação de fase cruzada (XPM Cross - phase Modulation), é a interferência entre canais adjacentes que se propagam na fibra (o canal que sofre interferência torna-se modulado em fase provocando um alargamento espectral). Mistura de quatro ondas, do inglês Four-Wave Mixing (FWM) é um fenômeno que produz uma quarta onda devido à interação entre três ondas 9

41 transmitidas em um meio não-linear. Espalhamento estimulado de Raman (SRS Stimulated Raman Scattering), surge devido à interação da luz e o meio de propagação, caracteriza-se por atenuar o sinal de menor comprimento de onda transferindo energia para o sinal de maior comprimento de onda (princípio de funcionamento do amplificador Raman). Espalhamento estimulado de Brillouin (SBS Stimulated Brillouin Scattering), surge devido à interação do fóton transmitido com as moléculas do meio, produzindo uma vibração mecânica que provoca a perda de parte de sua energia [83]. Particularmente a quarta onda do FWM tem potência e frequência dependentes das três ondas transmitidas, como ilustrado na Figura 2.7 [83][84]. A eficiência dessa interação não-linear depende fortemente do casamento de fase (phase matching), da dispersão cromática, da densidade de potência óptica e do comprimento da fibra [83-86]. Na Figura 2.7, ω 4 representa a frequência de FWM, dado pela expressão (13) [83]: ω 4 = ω 1 + ω 2 ω 3 (13) Figura 2.7. Princípio do Four-Wave Mixing. A mistura de quatro ondas pode degradar sistemas ópticos que operam com múltiplos canais, visto que portadoras com grande concentração de energia contribuem para o surgimento de outras componentes durante a transmissão. Por 10

42 exemplo em um sistema de multiplexação por divisão de comprimento de onda (WDM Wavelength-Division Multiplexing) com canais de transmissão em ω 1, ω 2, ω 3,..., ω n, a interação entre as ondas de transmissão poderá levar a criação de novas ondas em frequências ω i ω j + ω k para i, j k, que acabam interferindo destrutivamente os sinais transmitidos. No processo de FWM são possíveis dois tipos de interação. O primeiro caso acontece quando três fótons transferem energia para um quarto fóton, tal que o comprimento de onda correspondente seja: ω 4 = ω 1 + ω 2 + ω 3. Neste caso, pode-se ter geração de terceiro harmônico, quando ω 1 = ω 2 = ω 3, ou conversão de frequência da onda em 2 ω 1 + ω 3, se ω 1 = ω 2 ω 3. Para essa última situação, os fótons das duas frequências iniciais ω 1 e ω 2 são aniquilados para que fótons em ω 3 e ω 4 sejam criados, de modo que ω 3 + ω 4 = ω 1 + ω 2. Geralmente é difícil satisfazer essa condição (casamento de fase) para que o processo ocorra com altas eficiências. O requisito para que ocorra casamento de fase advém da conservação de momento, tal que [83]: Δβ = β 3 + β 4 β 1 β 2 = n 3ω 3 + n 4 ω 4 n 2 ω 2 n 1 ω 1 c = 0 (14) Para a condição em que ω 1 = ω 2, caso conhecido como parcialmente degenerado, é relativamente simples satisfazer a condição de casamento de fase [83][85]. Uma onda de bombeamento centrada em ω 1 gera duas bandas laterais simetricamente localizadas nas frequências ω 3 e ω 4, com um deslocamento de frequência (Ω s ) equivalente [83]: Ω s = ω 1 ω 3 = ω 4 ω 1 (15) sendo que ω 3 < ω 4. As ondas nas frequências ω 3 e ω 4 são conhecidas como bandas Stokes e anti-stokes, ou onda de sinal e onda secundária, respectivamente. Neste caso, em que apenas uma onda de bombeamento é lançada na fibra óptica, há a geração de duas ondas em ω 3 e ω 4 a partir da interação com o ruído. Contudo, se uma onda de bombeamento for lançada em ω 1 e ao mesmo tempo outra onda mais fraca em ω 3 for inserida, o sinal é amplificado e simultaneamente, uma nova onda em ω 4 é gerada. O ganho responsável por tal amplificação é conhecido como ganho paramétrico [83][87]. 11

43 2.3. Amplificação Paramétrica Na mistura de quatro ondas existe a transferência de fótons entre frequências diferentes, ou entre diferentes comprimentos de onda, respeitando as leis da física concernentes à conservação de energia e conservação de momento [83][88]. Este fenômeno pode ser usado para diferentes aplicações, por exemplo, geração de múltiplos comprimento de onda [89], amplificação de RF em sistemas RoF [60], multiplicação ou conversão de frequência [71][90], amplificação paramétrica [88]. A amplificação paramétrica pode ser obtida em qualquer meio com propriedades não-lineares. As fibras ópticas altamente não-lineares (HNLF Highly Nonlinear Fiber) e as fibras de dispersão deslocada standard (DSF Dispersion Shifted Fibers) são as mais usadas para a obtenção de amplificadores ópticos baseado na amplificação paramétrica [91][92]. Amplificadores Ópticos Paramétricos à Fibra (FOPA Fiber Optic Parametric Amplifier) possuem determinadas características que os tornam atrativos em sistemas de comunicações ópticas. Dentre estas características, destacam-se a operação plana em alta largura de banda, alto ganho com baixo ruído e a possibilidade de fabricação na banda de interesse, dependendo apenas do laser de bombeio e da região dispersiva da fibra [92-94]. O sinal a ser amplificado recebe energia de um ou dois bombeamentos introduzidos na fibra óptica do amplificador. Em função do número de ondas de bombeamento, os FOPAs são divididos em duas categorias como ilustra a Figura 2.8. Na primeira situação (Figura 2.8 (a)) um laser de potência no comprimento de onda λ 1, é injetado próximo ao comprimento de dispersão nula da fibra (λ 0 ). Devido ao efeito Kerr [83], transfere energia para a frequência do sinal (ω s ). A interação entre os campos das frequências ω 1 e ω s faz surgir outro campo em uma nova frequência ω i, designado frequência complementar ou parasita (idler). A frequência ω i é resultante de 2ω 1 ω s, condição necessária para satisfazer a conservação de energia entre os fótons envolvidos na interação. Na Figura 2.8 (b), temos duas ondas de bombeamento centradas em ω 1, ω 2 e simétricas em relação a frequência do zero de dispersão da fibra. Pelo efeito Kerr, as duas ondas transferem energia para frequência do sinal (ω s ). Pelo princípio de conservação de energia, os campos em ω 1, ω 2 e ω s geram um novo campo na frequência ω i de forma que ω 1 + ω 2 - ω s = ωi. 12

44 Figura 2.8. Representação do funcionamento de FOPAs; a) com um bombeamento, b) com dois bombeamentos. 13

45 Capítulo 3 3. PBRA: Amplificador de RF Baseado em Tecnologia Fotônica 3.1. Amplificação de RF Baseada em Fotônica Sistemas RoF transmitem sinais de RF ao longo de enlaces ópticos com baixa perda. Um aspecto limitante desta tecnologia é a capacidade de operação dentro da faixa de linearidade e da faixa dinâmica dos esquemas de modulação e detecção utilizados [95]. Para contornar este problema, têm sido desenvolvidos métodos para aumentar a linearidade e eficiência dos moduladores ou a excitação para os fotodetectores. Além dessas técnicas, algumas pesquisas propõem o uso dos efeitos não-lineares para melhorar as bandas laterais da modulação em relação à portadora óptica. Dentre as não-linearidades pode-se citar o espalhamento estimulado Brillouin, automodulação de fase. Utilizando SBS foi possível alcançar altos valores de ganho ( até 40 db) limitados em pequena faixa de frequência [96]. O SPM produziu ganhos menores, em torno de 8 db [97]. Em 2012, Wall e Foster propuseram utilizar o uso do efeito não-linear de FWM parcialmente degenerado para conseguir ganho de RF no domínio óptico [60]. Foi demonstrado um ganho constante de 9 db ao longo de uma largura de faixa de 14 GHz utilizando o primeiro produto de FWM. Neste trabalho é proposta a utilização de FWM como um mecanismo para prover ganho de RF em sistemas tradicionais de RoF. Em enlaces RoF convencionais, o sinal é transmitido em uma portadora óptica proveniente de um laser tipicamente operando em 1310 e 1550 nm. Na proposta apresentada, o sinal é enviado no primeiro produto de múltiplo FWM (MFWM), proveniente da interação de duas ondas de bombeamento centradas em (λ 1 = 1555,35 nm) e (λ 2 = 1558,65 nm) conforme ilustrado na Figura 3.1. Assim é possivel obter um ganho na potência do sinal de RF quando comparado com o sinal enviado pelo sistema de RoF convencional (CRoF), como será demostrado posteriormente. 14

46 Figura 3.1. Múltiplos produto de FWM na saída da fibra altamente não-linear. Uma comparação entre os esquemáticos do sistema RoF convencional e do sistema RoF proposto (PBRA Photonics-based RF amplifier) é apresentado na Figura 3.2. O sistema CRoF (Figura 3.2 (a)), transmite o sinal de RF em uma portadora óptica utilizando um laser, um modulador óptico ao longo de um enlace de fibra óptica monomodo (SMF Single mode fiber). Na recepção, tem-se um fotodetector responsável pela conversão óptico-elétrico. O sinal óptico passa por um estágio de amplificação constituído por um amplificador de fibra dopada a érbio (EDFA Erbium Doped Fiber Amplifier), antes de ser transmitido pela fibra. Para o PBRA (Figura 3.2 (b)) duas portadoras ópticas provenientes dos laseres de bombeamento contínuos (LD 1 e LD 2 ), passam por dois controladores de polarização (PC Polarization Controller) e são acoplados a um modulador MZM alimentado por um gerador de sinais de RF, utilizando um acoplador óptico. Posteriormente, os sinais de bombeamento são amplificados pelo EDFA e inseridos em uma fibra altamente não-linear (HNLF Highly Non-Linear Fiber). Nesse estágio, um analisador de espectro óptico (OSA Optical Spectrum Analyzer) é utilizado para 15

47 monitorar o espectro. Por fim, um filtro óptico ajustável passa banda (OTPBF Optical Tunable Passband Filter) é utilizado para selecionar a portadora óptica que passa por alguns quilômetros de fibra SMF que é fotodetectada e analisada em um analisador de espectro elétrico (ESA Electrical Spectrum Analyzer). A caracterização do amplificador baseado em fotônica (PBRA) consiste na comparação com o CRoF. O ganho de RF é definido pela diferença entre a potência elétrica obtida após a fotodetecção do produto de FWM e a potência obtida do sistema CRoF. Essa medida comparativa é realizada para o mesmo nível de potência óptica na entrada do fotodetector. Um atenuador óptico é utilizado para assegurar essa condição. Os produtos de FWM são obtidos pelo uso de uma fibra especial HNLF com as seguintes características: comprimento de onda de dispersão nula λ 0 = 1557 nm; comprimento L = 470 m; atenuação α = 0,8 db/km; derivada da dispersão S 0 = 0,023ps/nm 2 /km; coeficiente não-linear γ = 28 W -1 km -1. As duas ondas de bombeamento são geradas por dois diodos laseres (LD 1 e LD 2 ) de onda continua (CW Continuous Wave) com largura de linha de 10 MHz, centrados em 1555,35 nm (λ 1 ) e 1558,65 nm (λ 2 ), ambos com potência de saída igual a 12 dbm. Figura 3.2. Diagrama em bloco do sistema RoF: a) Sistema RoF convencional (CRoF), b) Sistema RoF proposto (PBRA); indicação do espectro óptico modulado na saída da fibra HNLF. 16

48 O conceito de amplificação do PBRA pode ser analogamente representado pelo diagrama em bloco ilustrado na Figura 3.3, dando ênfase em suas entradas e saídas de RF; onde P in é a potência de RF na entrada do modulador para os dois sistemas. O PBRA pode ser representado como sendo a junção do CRoF com um amplificador de RF abstrato ou imaginário (Amp. RFi). A designação de amplificador de RF imaginário, surge por não se conseguir fisicamente separar o bloco amplificador, pois o processo de amplificação advém das características ópticas do sinal presente no PBRA. P 1 é a potência de RF na saída do CRoF e corresponde a potência de entrada do Amp. RFi. A relação sinal-ruído na saída do CRoF é dado por SNR 1 e corresponde à relação sinal-ruído de entrada no amplificador imaginário. P 2 é a potência de RF na saída do amplificador imaginário, consequentemente corresponde a potência de saída do PBRA e SNR 2 é a relação sinal ruído no mesmo ponto. Figura 3.3. Analogia do conceito de amplificação do PBRA. O ganho em db de um amplificador relaciona a potência de entrada e saída, portanto o ganho do Amp. Rfi, o mesmo do PBRA, pode ser escrito na forma: G = P 2 P 1 (16) Assim, a amplificação ocorre correlacionando sistemas fotônicos; onde temos a comparação do desempenho de RF de dois sistemas RoF para o mesmo valor de potência óptica fotodetectada. Em sistemas de RoF convencionais, a tensão de alimentação do modulador é limitada em V π /2 para evitar espúrios indesejáveis no sinal de RF de saída. 17

49 Consequentemente, a maior parte da energia do espectro óptico está contida na frequência central e não nas bandas laterais de modulação, o que limita a eficiência do enlace devido à saturação no processo de detecção. Para os produtos de FWM a envoltória da frequência intermediária tem uma relação não-linear com a das portadoras ópticas em λ 1 e λ 2, e o número de bandas laterais é maior. Utilizando um filtro passa banda e deixando passar somente um dos produtos de FWM, obtém-se um número maior de bandas laterais de modulação para o mesmo valor de potência óptica fotodetectada no CRoF. Como ilustrado na Figura 3.4 para uma resolução no OSA de 0,07 nm. Consequentemente teremos no produto de FWM uma eficiência melhor na fotodeteção. Figura 3.4. Comparação entre os espectros ópticos modulados do sistema RoF convencional e do 1º produto de FWM no sistema proposto. Os fotodetectores utilizam o processo de absorção óptica para efetuar a conversão óptico-elétrica. Esse processo é baseado na geração de um par de elétronlacuna para cada fóton absorvido no semicondutor [98]. A interação entre lacunas e elétrons gera um fluxo de corrente elétrica denominado fotocorrente (I p ), diretamente 18

50 proporcional ao campo elétrico incidente (E in ) como pode ser observado na equação [99]: I p = R E in E in (17) onde R é a responsividade do fotodetector, dado em amperes por watts (A/W). Assim, a amplificação de RF para o mesmo nível de potência óptica é alcançado no PBRA, pois o fluxo de corrente elétrica no fotodetector é diretamente proporcional ao campo elétrico. Alimentando o modulador com um sinal de RF senoidal e uma tensão de polarização (V bias Modulator Bias Voltage) de 6,2 V, foi obtido experimentalmente, pelo processo de FWM, como ilustra a Figura 3.5, um pente de frequência, no qual as ondas de bombeamento centradas nos comprimentos de onda 1556,34 e 1558,34 nm, geram dois produtos de FWM que resultam na criação de outros produtos em cascata. A eficiência do MFWM, depende da separação entre os canais, da dispersão da fibra, da polarização das ondas de bombeamentos, da modulação óptica, do coeficiente de não-linearidade e do comprimento da fibra. Figura 3.5. Geração de múltiplos produtos de mistura de quatro ondas na saída da fibra altamente não-linear. O ganho de RF no esquema proposto depende da eficiencia do MFWM (espaçamento entre as ondas de bombeamento, estado de polarização dos laseres, 19

51 linearidade da fibra etc.), da tensão de polarização do modulador (V bias ) e do processo de fotedetecção. Vale ainda ressaltar que o ganho de RF depende também da ordem do produto de FWM a ser analisado, visto que aumenta gradativamente com o número do produto [56] PBRA com Modulador MZM de Estágio Único A Figura 3.6 mostra uma fotografia da bancada experimental utilizada para a implementação do PBRA e do CRoF. Para validar os experimentos, inicialmente foi utilizado o MZM de estágio único (Fujitsu FTM7939EK) que opera na faixa de DC até 50 GHz. As ondas de bombeamento são geradas por dois laseres sintonizáveis que operam na banda C (1529,16 a 1567,13 nm) com canais espaçados de 50 GHz seguindo a grade da ITU para sistemas de multiplexação densa por divisão de comprimento de onda (DWDM Dense Wavelength Division Multiplexing). São utilizados dois controladores de polarização manuais para provocar uma variação aleatória na polarização das ondas de bombeamento do PBRA, a fim de melhorar a eficiência de FWM. Um divisor óptico 50/50 é usado para acoplar os sinais vindo dos laseres e introduzí-los no MZM. Para geração do sinal de RF é utilizado um gerador de sinal analógico Keysight EXG Analog Signal generator N5173B (9 KHz 40 GHz). Após serem moduladas, as portadoras ópticas são amplificadas por um EDFA de ganho variável da IPG Photonics modelo EAU-2-TB. Um trecho de 470 m de fibra HNLF fabricada pela Sumitomo, com características descritas na secção anterior é usada para obtenção dos produtos de MFWM. Na sequência temos um filtro óptico passa banda sintonizável (OTPBF Optical Tunable Passband Filter) para selecionar a portadora óptica desejada (primeiro produto de FWM) a ser enviada no trecho de fibra SMF. Para o enlace de fibra SMF é utilizado a rede óptica real geograficamente distribuída do laboratório WOCA (WON WOCA Optical Network) instalada no campus do Inatel. A rede é formada por cabos subterrâneos e tem uma extensão total de 26 km, divididos em trechos de dimensões diferentes para 20

52 atender as necessidades de pesquisa do laboratório. Para os experimentos discutidos nessa seção foi utilizado um trecho de 8 Km. No final do trecho da SMF é utilizado um atenuador variável para garantir um valor de potência óptica ao nível de ser detectado. Por fim é utilizado um fotodetector (u2t XPDV2150RA) com resposta em frequência até 50 GHz, que converte o sinal óptico para o sinal de RF, a ser interpretado em um analisador de espectro elétrico Anritsu (MS2830A, 9KHz 43GHz). Para análises das portadoras ópticas foi utilizado um OSA da Anritsu (MS740A, 06 1,75µm). Por fim, foi adicionado um divisor óptico assimétrico (10/90) que entrega a menor potência ao OSA. Figura 3.6. Bancada experimental para implementação do PBRA e do CRoF. O resultado da primeira análise comparando o sistema CRoF e o PBRA é apresentado na Figura 3.7. Para essa avaliação, foi inserido no modulador MZM um sinal de RF centrado em 6 GHz com amplitude de pico 14 dbm. Na entrada do fotodetector, variou-se a potência óptica de -5 a 2 dbm com intervalos de 1 db. Em toda faixa estudada, para a mesma potência óptica no fotodetector, obteve-se maior potência elétrica no PBRA quando comparada com a potência do CRoF, com um ganho de aproximadamente 18 db. Como já mencionado na seção anterior e verificado na Figura 3.7, o ganho de RF consiste na diferença entre os sinais elétricos no PBRA e no CRoF para o mesmo valor de potência óptica fotodetectada por 21

53 portadora. Assim, todo estudo comparativo entre os dois sistemas tem como variável comum o valor da potência óptica fotodetectada. Figura 3.7. Demonstração de 18 db de ganho do PBRA para mesma potência óptica para 6 GHz. O espaçamento entre as ondas de bombeamento é importante para a eficiência de FWM. Por isso, foi feita uma análise do ganho de RF em função do espaçamento entre as duas ondas. A Figura 3.8 (a) apresenta os resultados para o primeiro produto de FWM. Nota-se que à medida que se aumenta o espaçamento ocorre um decaimento na potência de RF fotodetectada, o que representa um decaimento no ganho de RF. Além disso, o ganho de RF decai de forma linear aproximadamente entre 2 e 7,2 nm. Nessa faixa existe uma redução de 4,5 db para frequência de 6 GHz, na frequência de 28 GHz há uma redução de 5,4 db e para 38 GHz o decaimento é de 7,49 db. Para espaçamento menores não foi possível realizar esta análise, pois requer um filtro com banda de passagem mais estreita do que o usado nos experimentos. Para espaçamentos maiores que 7,2 nm entre as ondas de bombeamento, não foi viável realizar as medidas devido ao acúmulo do ruído de 22

54 emissão espontânea amplificada (ASE Amplified Spontaneous Emission) do amplificador óptico. Este efeito causa degradação nos produtos de FWM à medida que se aumenta a separação entre as ondas de bombeamento, como observado na Figura 3.8 (b). Em (I) tem-se o pente de frequência obtido pelo processo de MFWM na saída da fibra HNLF com os bombeamentos separados de 2 nm. O pente de frequência medido para espaçamento de 3,2 nm entre os bombeamentos é apresentado em (II), onde pode-se observar um aumento da ASE inserida pelo EDFA. O acúmulo da ASE é maior a medida que se aumenta a separação entre as ondas de bombeamentos. Isto pode ser observado comparando I, II e o resultado do pente gerado para bombeamentos com separação de 7,2 nm ilustrado em (III). Figura 3.8. Análise do espaçamento entre os comprimentos de onda de bombeamento: (a) Potência de RF de saída; (b) Espectros ópticos. I, II, III, pentes de frequência com ondas de bombeamento separados de 2 nm, 3,2 nm e 7,2 nm respectivamente. 23

55 A Figura 3.9 comprova a influência da polarização do sinal óptico no comportamento do sinal de RF do PBRA. Nota-se no gráfico que para as mesmas condições de tensão de polarização do modulador (V bias = 6,2 V) na frequência de 6 GHz e para o mesmo valor de potência óptica recebida (-3 dbm); a potência de RF entregue pelo fotodetector varia em função do estado de polarização do campo elétrico do sinal óptico. Consequentemente temos uma variação no ganho do sistema proposto dependente dos estados de polarização das ondas. (a) Figura 3.9. Influência da polarização do campo elétrico no comportamento do sinal de RF. a) potência de RF em função dos estados de polarização; b) fotografias correspondentes a quatro combinações arbitrárias dos controladores de polarização. Para obtenção da potência de RF em função dos estados de polarização como ilustra o gráfico (Figura 3.9 (a)), foram usados dois controladores de polarização, um 24

56 em cada saída dos laseres. Os controladores de polarização provocam uma torção em um trecho de fibra acoplado em sua estrutura, permitindo assim, mudar a orientação do sinal propagante através da macrocurvatura criada pela torção. Foram escolhidos manualmente cinco pontos arbitrários de operação dos PCs, que correspondem a 5 diferentes polarizações do campo elétrico da onda transmitida. A Figura 3.9 (b), mostra quatro fotografias correspondentes a quatro combinações dos polarizadores para obtenção dos pontos aleatórios da polarização do sinal propagante. Um outro parâmetro que influência no ganho proposto é a tensão de polarização do modulador (V bias ). A Figura 3.10, mostra o resultado do ganho em função de V bias. Essa análise foi feita para frequência de 6 GHz e potência de RF de entrada no modulador de 14 dbm. Entre 4 e 7 V, foi obtido os melhores valores de ganho e consequentemente nessa faixa também temos os melhores valores de magnitude de vetor de erro (EVM Error Vector Magnitude) que será observado no Capitulo 4. O modulador apresenta uma tensão (V bias = V π /2 = 4,4V) para 6 GHz, tensão que limita a potência de entrada do MZM no sistema CRoF devido ao processo de modulação. Para o PBRA o melhor desempenho foi alcançado para uma tensão V bias igual a 6, 2 V. Figura Influência da tensão de polarização do modulador no ganho de RF. 25

57 A densidade de potência óptica na fibra HNLF é um dos fatores que determina a eficiência da interação não-linear. Sendo assim, ela tem uma forte influência na intensidade de potência elétrica entregue pelo fotodetector e consequentemente no ganho de RF proposto. Para comprovar tal afirmação, foi feita uma investigação no comportamento do sinal de RF no PBRA em função da potência óptica na HNLF. A Figura 3.11 mostra o comportamento do ganho para esta análise que foi possível fazendo uma comparação entre os valores medidos da potência de RF no PBRA e no CRoF para mesma potência óptica (-3 dbm) no fotodetector. A variação da potência óptica na HNLF corresponde a uma variação não-linear na potência óptica do primeiro produto de FWM, assim como nos demais produtos. A Figura 3.11 apresenta o ganho de RF em curva continua e a variação não-linear da potência óptica no primeiro produto de FWM (1º FWM) em curva tracejada relacionada ao eixo y da direita. Para manter a mesma potência óptica quando fotodetectado o 1º FWM e garantir as condições de ganho, foi utilizado um atenuador variável na entrada do fotodetector. Figura Análise do PBRA em função da potência óptica na entrada da fibra HNLF 26

58 Podemos observar no gráfico que relaciona o ganho, um aumento quase linear de 2,5 db entre 19 e 21,5 dbm de potência óptica na entrada da HNLF. Isso ocorre, pois, à medida que aumentamos a densidade de potência na fibra HNLF é melhorada a eficiência de FWM aumentando as bandas laterais de modulação como observado na secção 3.1. O maior valor de ganho foi observado entre 21 e 22 dbm de potência óptica na entrada da HNLF, o que nos permite concluir que essa faixa de potência na HNLF é a que admite melhor eficiência de FWM para as características da fibra HNLF e do EDFA utilizado nos experimentos. Para valores acima de 23 dbm, obteve-se um decaimento no ganho de RF, em torno de 7 db entre 23 dbm e 24,7 dbm. Isso ocorre devido à inserção de ruído ASE pelo EDFA, o qual satura a eficiência de FWM. Essas observações também podem ser vistas no gráfico de potência óptica no 1º FWM, onde temos um aumento não-linear da potência óptica do 1º FWM entre 19 e 22,5 dbm e um decaimento entre 22,5 e 24,7 dbm. Nota-se que o maior valor de ganho não foi observado no maior valor de potência óptica alcançado no 1º FWM, isso porque a potência de RF é medida para o mesmo valor de potência óptica fotodetectada, dependendo assim, do número de bandas laterais de modulação e da eficiência do FWM. As medidas do ganho de RF foram realizadas experimentalmente de 300 KHz até 50 GHz. Obteve-se ganho para todas as frequências analisadas, comprovando a característica de amplificação banda larga do sistema proposto. A Figura 3.12 reporta dois resultados das medições dos espectros elétricos para a obtenção do ganho de RF do PBRA em duas potenciais faixas de frequências, para aplicação em 5G. Neste caso obtivemos ganho de 24 db para a frequência de 6 GHz e 23,6 db para a frequência de 38 GHz. Por outro lado, o piso de ruído elétrico medido no PBRA e no CRoF se mantiveram na média de -70 dbm e -63 dbm para as frequências de 6 e 38 GHz respectivamente. Deste modo, a relação sinal ruído no PBRA foi de 44 db para 6 GHz e 36 db para 38 GHz. O CRoF apresentou menor SNR para as duas frequências analisadas sendo 20 db e 13 db para as frequências de 6 e 38 GHz respectivamente. Conclui-se que o PBRA provê ganho de RF com baíxa adição de ruído de RF. 27

59 Figura Medições dos espectros elétricos para a obtenção do ganho de RF do PBRA: a) para frequência de 6 GHz; b) para frequência de 38 GHz PBRA com Modulador MZM de Estágio Duplo A Figura 3.13 apresenta o diagrama em bloco dos sistemas estudados com a inclusão do modulador DD-MZM. Para o modulador que será apresentado na seção posterior (DP-MZM), o diagrama em bloco é o mesmo, pois os dois moduladores externamente mostram-se similares com mesmo número de portas de RF e de sinal óptico. Nesse experimento, foi utilizado o modulador MZ-DD-LN-10 da Photoline com operação até 12 GHZ. A Figura 3.14 apresenta os primeiros resultados comparando o PBRA e o CRoF. Foram aplicados ao modulador dois sinais de RF, centrados em 6 e 10 GHz, com amplitudes de pico 14 dbm. Variamos a potência óptica de -8 a 2 dbm com passo de 2 db usando um atenuador óptico variável instalado na entrada do fotodetector. O PBRA apresentou maior potência elétrica que o CRoF em todos os casos, com ganho de 13 db tanto para a frequência de 6 GHz como para a frequência de 10 GHz. 28

60 Figura Diagrama em bloco do sistema RoF utilizando modulador MZM de estágio duplo: a) Sistema RoF convencional, b) Sistema RoF proposto. Figura Demonstração de 13 db de ganho do PBRA em 6 e 10 GHz utilizando modulador MZM de estágio duplo. 29

61 A Figura 3.15 reporta as medições dos espectros elétricos para obtenção do ganho de RF do sistema proposto. Neste caso, otimizando as condições de tensão de polarização do modulador para alto índice de modulação e com melhor ponto de polarização das ondas, obteve-se um ganho medido de 24 db para as frequências de 6 e 10 GHz. Do gráfico é possível ainda observar que o harmônico de terceira ordem terá maior impacto no PBRA visto que para o sistema RoF convencional temos uma diferença de 27 db entre a fundamental e o harmônico de terceira ordem e para o PBRA essa diferença é de 20 db. Figura Medições dos espectros elétricos comparando o PBRA e o CRoF nas frequências de 6 e 10 GHz, usando o DD-MZM. A Figura 3.16 apresenta uma análise de desempenho baseada nas constelações e diagramas de olho para sinais digitais recebidos. Acima temos os resultados obtidos no CRoF e abaixo os resultados do PBRA. Para essa análise foi utilizado um gerador vetorial Keysight (E8267D PSG Vector Signal Generator) para gerar um sinal modulado centrado em 6 GHz, com taxa de 25 Msymb/s. Utilizando as modulações QPSK, 16 QAM e 64 QAM, podemos observar uma distorção maior 30

62 no CRoF analisando os diagramas de olho, assim como as constelações nos dois sistemas. Figura Análise de desempenho baseada nas constelações e nos diagramas de olho para sinais digitais. 31

63 3.4. PBRA com Moduladores MZM em Paralelo Foi utilizado o modulador da Photoline MXIQ-LN-40 para o estudo da resposta do PBRA operando como modulador DP-MZM. Para confrontar os resultados, a análise para o sistema proposto é reproduzida também para o sistema rádio sobre fibra convencional. Em uma primeira instância, foi inserido no MZM MXIQ-LN-40, dois sinais de rádiofrequência f 1 = 6 GHz e f 2 = 17 GHz nas portas 1 e 2 respectivamente, ambos sinais com amplitude de pico igual a 14 dbm. A tensão V bias no CRoF foi igualada a tensão V π /2 do MXIQ-LN-40 para o maior valor de frequência (17 GHz). No PBRA essa tensão foi optimizada para o maior ganho na mesma frequência e vale 5,2 V. Assim, como nas demais configurações apresentadas nas duas seções antecedentes, fez-se o uso de um atenuador óptico na saída da fibra SMF, para manter a mesma potência óptica fotodetectada nos dois sistemas. Em toda faixa estudada, para a mesma potência óptica no fotodetector obteve-se maior potência elétrica no PBRA. A Figura 3.17 apresenta os primeiros resultados comparando o PBRA e o CRoF. Em (a), temos os espectros elétricos dos dois sistemas, onde podemos observar um ganho de aproximadamente 21 db para 6 GHz. O ganho em 17 GHz caiu 2 db em relação a frequência de 6 GHz, como pode ser observado da Figura 3.17 (b). Essa pequena diferença de ganho observado nas duas situações, deve-se ao fato da resposta do modulador e do fotodetector não serem totalmente plana em toda faixa de frequência, permitindo uma pequena variação de potência na faixa de operação. Tal diferença pode ser compensada provocando uma ligeira variação na tensão de polarização do modulador. O PBRA apresentou melhor SNR para os dois sinais estudados sendo 46 e 44 db para 6 e 17 GHz respectivamente. Para o CRoF a SNR foi de 32 db para 6 GHz e 31 db para 17 GHz. A função de transferência do MZM geralmente tem resposta não-linear, fato que introduz distorções harmônicas e distorções de intermodulação no sistema, provocando uma redução no desempenho do sistema [100]. Em sistemas RoF que utilizam a técnica OFDM, dependendo do número de portadoras, as distorções tornam-se críticas, principalmente para sistemas com canais adjacentes muito próximos. Neste contexto, foi feita uma análise dos harmônicos de terceira ordem no DP-MZM para o PBRA e o CRoF. Dois sinais de RF com frequências centradas em 32

64 f 1 e f 1 + Δf, são geradas com a mesma amplitude usando dois geradores de sinal. Cada braço do MZM recebe um dos sinais de RF proveniente de um gerador e combina os dois sinais internamente, modulando-os com uma portadora óptica de comprimento de onda igual a 1555,35 nm para o CRoF. No PBRA, os dois sinais de RF combinados internamente no MZM são modulados por duas portadoras ópticas centradas nos comprimentos de onda 1555,35 e 1558,65 nm e combinadas externamente por um acoplador óptico. A Figura 3.18 mostra a potência de RF das portadoras e das harmônicas medidas na saída do CRoF e do PBRA. A frequência de RF (f 1 ) vale 5,850 MHz e o desvio de frequência (Δf) é igual a 750 MHz. A tensão de polarização do modulador vale 4 V no CRoF e corresponde a tensão de meia onda na frequência de 6 GHz para evitar espúrios indesejáveis no sinal de RF de saída. A tensão (V bias ) no PBRA foi optimizada para melhor ganho e vale 5,2 V. Figura Medições dos espectros elétricos para a obtenção do ganho de RF do PBRA no DP- MZM: a) 6 GHz; b) 17 GHz. A Figura 3.18 mostra um ganho de aproximadamente 18 db conseguido no PBRA nas duas frequências fundamentais. Ainda sob as mesmas condições de potência óptica fotodetectada, foi medida a terceira harmônica no PBRA com pico de potência em torno de -53 dbm, perfazendo assim uma diferença de 23 dbc com a fundamental. O CRoF não apresentou harmônicos em sua operação, tornando-o menos susceptível a interferência de intermodulação em relação ao PBRA para o DP- MZM analisado. 33

65 Figura Medição do 3º harmônico com frequência fundamental em 5,850 GHz e 5,925 GHz. O desempenho digital também foi analisado utilizando o mesmo gerador vetorial descrito na seção 3.3. O objetivo é correlacionar os dois sinais de RF em cada porta do DP-MZM. Entretanto, não foi possível fazer a análise na sua integra, pois havia apenas um gerador vetorial. Em contrapartida foi feito um estudo parcial em que foi injetado um sinal de RF não modulado na porta 1 (f 1 = 5,85 GHz) e na segunda porta do modulador foi inserido um sinal modulado (f 2 = 5,8875). A figura apresenta a análise de desempenho em função da constelação e do diagrama de olho é apresentado. A esquerda temos os resultados obtidos no CRoF e no lado direito os resultados do PBRA, utilizando as modulações QPSK, 16 QAM e 64 QAM. O sinal modulado possui uma taxa de 25 Msymb e banda de 25 MHz. Pelo diagrama de olho e pela constelação, observa-se uma maior distorção de amplitude no CRoF para as três modulações apresentadas, tornando o sistema mais susceptível a interferência entre os simbolos recebidos. Ainda é possível notar na constelação uma compressão dos símbolos detectados no PBRA, tal fenômeno indica a existência de dispersão no sistema, que provavelmente é oriunda dos efeitos lineares provocado pela fibra HNLF. 34

66 Figura Análise de desempenho digital utilizando dois sinais de RF no DP-MZM: a) CRoF; b) PBRA; C) Análise de desempenho baseada nas constelações e diagramas de olho para diferentes modulações Conclusões das três Configurações Os moduladores MZM podem ser utilizados em várias aplicações de fotônica de micro-ondas, tais como geração de frequência, translação e multiplicação de frequências, oscilador de frequência sintonizável [72-74][101] etc. Tais aplicações 35

67 exigem controle individual ou controle combinado de alguns parâmetros como amplitude do sinal de RF, número de portadoras de RF, variação de fase e tensão de polarização. A configuração do modulador e o material usado para sua fabricação também são fatores determinantes para sua aplicação. Assim, para tornar o PBRA aplicável a várias configurações de sistemas fotônicos, foram feitos estudos em moduladores com configurações SD-MZM, DD-MZM, DP-MZM. Obtev e-se ganho de RF para a mesma potência óptica fotodetectada nas três configuraçãoes. Observou-se ainda valores de ganho diferentes devido ao comportamento diferente do indice de modulação para cada modulador. Nos moduladores que permitem em suas entradas dois sinais de RF foi observado também a influência da intermodulação de terceira ordem. O PBRA apresentou menor diferença de potência de pico entre as frequências fundamentais e o produto de intermodulação de terceira ordem para os dois moduladores. O PBRA pode ser utilizado nas mais diversas aplicações de fotônica de micro-ondas, visto que em todas as configurações análisadas mostrou melhor desempenho quando comparado com o sistema RoF convencional. 36

68 Capítulo 4 4. Figuras de Mérito do PBRA 4.1. Ganho de RF Utilizou-se um analisador de rede para medir o ganho em uma ampla faixa de frequência, de 300 khz a 50 GHz. Fixaram-se as condições optimizadas da tensão de polarização do modulador e estados de polarização dos laseres de bombeamento. Esta medição de ganho baseou-se no parâmetro de espalhamento S 21 utilizando a seguinte configuração: a porta 1 do analisador de rede foi conectada à entrada do SD- MZM e a porta 2 foi conectada à saída do fotodetector. A potência óptica recebida (após o filtro óptico) foi de -2,5 dbm. O primeiro produto de FWM localizava-se em λ 0 = 1552,05 nm, na região do regime de dispersão anômala da fibra (D(λ 0 ) 0). A Figura 4.1 mostra os resultados experimentais obtidos para o parâmetro S 21 do PBRA e do CRoF para mesma potência óptica fotodetectada. A redução de potência em função da frequência, observada em ambas as curvas, deve-se à resposta eletro-óptica do modulador e do fotodetector. Resultados anteriores para medidas em cada frequência, apresentaram ganho de 16 db para o primeiro produto de FWM com uma variação aproximadamente de 2 db para uma banda de 40 GHz [59]. No entanto a curva resultante de uma medição única de ganho (Figura 4.2), apresenta uma variação de ±1,3 db para uma faixa de 50 GHz e ganho cerca de 27 db, o que representa uma evolução em relação ao trabalho anterior do grupo publicado em [59]. Essa evolução advém da melhora na eficiência de FWM, da diminuição da ASE do amplificador óptico, das características de conversão eletro-óptica do modulador devido a V bias e dos estados de polarização das ondas de bombeamento conseguido com os controladores de polarização. 37

69 Figura 4.1. Coeficientes de transmissão medidos para o PBRA e CRoF. A Figura 4.2 relata a curva de ganho de RF obtida a partir da diferença de potência entre o sinal do PBRA e do CRoF por meio do parâmetro S 21. O ganho do PBRA em função da frequência foi comparado com amplificadores de RF puramente eletrônicos comerciais e com outros amplificadores de RF baseado em fotônica [60]. O sistema proposto apresenta banda de amplificação linear e constante para uma ampla faixa de frequência de 50 GHz, limitada pela resposta em frequência dos dispositivos opto-elétricos utilizados na caracterização do PBRA. A banda de operação pode ser expandida até 100 GHz se forem utilizados dispositivos optoelétricos disponíveis no mercado. Os outros amplificadores baseados em fotônica encontrados na literatura mostraram-se inferiores em termos de ganho e banda de operação, assim como os amplificadores de RF puramente eletrônicos comerciais. Os resultados de ganho de RF do PBRA comprovam que o sistema é capaz de amplificar os sinais de RF no domínio óptico e melhorar a eficiência de potência elétrica, em comparação com o sistema RoF convencional, para uma mesma potência óptica na entrada do fotodetector. 38

70 Figura 4.2. Desempenho de Amplificadores de RF: Amplificadores de RF baseado em fotônica (linha continua); Amplificadores de RF puramente eletrônico comerciais (linhas tracejadas) Relação Sinal-Ruído A relação sinal ruído compara o nível de um sinal desejado com o nível do ruído. Sistemas que apresentam maiores valores de relação sinal ruído são menos suscepitiveis ao efeito do ruído, apresentando menor distorção. A Figura 4.3 apresenta a relação sinal-ruído na saída do CRoF e PBRA para o mesmo valor de potência óptica fotodetectada. Pelo gráfico podemos observar que o PBRA apresenta uma relação sinal-ruído maior que a relação sinal-ruído do CRoF. Isso ocorre, pois, o sistema proposto apresenta amplificação de RF utilizando fotônica, eliminando assim, a criação de sinais elétricos indesejados no processo da amplificação. Na faixa de 300 MHz a 40 GHz obteve-se uma variação da SNR de 15 db aproximadamente para os dois sistemas. Essa variação advém da resposta não linear dos dispositivos opticos eletrônicos presentes nos sistemas. O PBRA apresentou SNR máxima de 45 db e a SNR máxima do CRoF para mesma faixa de frequência 39

71 foi de 27 db, perfazendo assim, uma diferença de SNR entre os dois sistemas de 18 db Ruído de Fase Figura 4.3. Relação sinal ruído (PBRA e CRoF). O ruído de fase do PBRA também foi avaliado em faixas de frequências potenciais para redes 5G. Em sistemas de comunicação, o ruído de fase produz variações aleatórias na fase do sinal transmitido ao longo do tempo. O espectro de potência de ruído de fase em sistemas RoF que operam com modulação externa pode ser dado pela expressão [102]: 10log 10 [S(f)] = 10log 10 [S d (f)] + 10log 10 [S r (f)] (18) onde S d ( f ) é o espectro de potência do sinal de RF e S r ( f ) é o espectro de potência do ruído de fase residual do sistema. A Figura 4.4 apresenta os espectros de potência do ruído de fase do PBRA, medido para as frequências de 6 e 38 GHz e as curvas de ruído de fase do gerador utilizado durante os experimentos, nas frequências citadas. 40

72 Figura 4.4. Ruído de fase medido em 6 e 38 GHz. Os niveis de ruído de fase dos sinais de RF na saída do PBRA apresentam-se muito próximos dos níveis de ruído de fase dos sinais de RF do gerador, em concordância com a Equação 25. Em 38 GHz o PBRA apresenta níveis de ruído de fase de -72,2 dbc / Hz e -84 dbc / Hz nos desvios de frequência 1 khz e 1 MHz, respectivamente. A contribuição do ruído de fase residual é visível apenas para desvios de frequência acima de 2 MHz, o que não impacta no PBRA, uma vez que os valores deste parâmetro são menores De -95 dbc / Hz, neste desvio de frequência em diante. Portanto podemos concluir que o processo de amplificação no PBRA não deteriorará o ruído de fase do sistema independentemente da frequência de operação Intermodulação de RF e SFDR Na sequência foi feita uma análise da faixa dinâmica de operação livre de espúrios (SFDR Spurious-Free Dynamic Range) que é um parâmetro determinante da linearidade em sistemas RoF e quantifica o número máximo de canais de RF que podem ser transmitidos em cada portadora óptica [79][81]. Para fazer um estudo da 41

73 linearidade do Sistema proposto, fez-se um comparativo da SFDR do PBRA e do CRoF. A Figura 4.5 apresenta as medidas da potência de saída de RF em função da potência de entrada para uma portadora centrada em 6 GHz. Figura 4.5. Potência de saída de RF em função da potência de entrada no modulador. O aumento da potência de entrada, proporciona um aumento linear na potência de saída para os dois sistemas. Esse aumento se estende até aproximadamente 15 dbm, depois disso a potência de saída vai diminuindo gradativamente devido aos processos de modulação e fotodeteção, no qual surgem harmônicos à medida que aumenta-se a potência de RF de entrada. Isto ocorre porque os componentes eletrônicos e ópticos não são totalmente lineares em toda sua faixa. A operação fora da região linear gera produtos de intermodulação e harmônicos na saída do sistema RoF, o qual é intensificado com o aumento da potência do sinal de RF na sua entrada. Assim, existe determinado valor de potência de entrada que provoca um crescimento rápido das componentes de intermodulação e harmônicos. Com um rápido crescimento, as componentes de intermodulação e harmônicos chegam a ultrapassar o ruído de fundo do sistema e transformam-se nas 42

74 principais fontes de degradação de sistemas de comunicação. O modulador analisado se mostrou mais eficiente na faixa de potência de entrada entre 6 e 16 dbm. O parâmetro SFDR foi medido utilizando duas portadoras de RF e medindo a intermodulação de terceira ordem [79]. Nessa técnica, duas portadoras de RF com frequências próximas são inseridas na entrada do sistema RoF utilizando um acoplador de RF. Após serem modulados e transmitidos no enlace de fibra, os sinais são fototedectados e avaliados com um analisador de espectro elétrico. Um exemplo de medição do espectro elétrico do PBRA é ilustrado na Figura 4.6. Várias medidas de potência de RF da fundamental e do IMD3 na saída dos dois sistemas foram feitas para diferentes valores de potência elétrica na entrada do modulador. Os pontos coletados são então utilizados para determinar a SFDR. Posteriormente, duas retas são usadas para extrapolar os valores medidos, criando o IP3 que apresenta geralmente um valor de potência de RF muito acima do que o sistema RoF é capaz de operar. O IP3 é o parâmetro que define a linearidade do sistema, quanto maior o seu valor mais linear é o sistema. Figura 4.6. Medição do espectro elétrico do PBRA para obtenção da SFDR. 43

75 A Figura 4.7 apresenta a SFDR do CRoF e do PBRA para as frequências fundamentais (f 1 = 5,950 GHz e f 2 = 5,956 GHz). A tensão de polarização do modulador para o Sistema CRoF foi V π /2 = 4,4 V e o PBRA foi alimentado por uma tensão V bias igual a 6,2 V. As medidas foram feitas utilizando o analisador Keysight N9952A com piso de ruído em torno de -130 dbm e resolução de banda (RBW Resolution Bandwidth) igual a 20 Hz. Obteve-se uma SFDR de 61 db.hz 2/3 para o CRoF e o PBRA apresentou melhor SFDR em torno de 66 db.hz 2/3. Além disso, o IP3 no PBRA ficou 13 db acima do IP3 do CRoF. O efeito não-linear presente no PBRA influência na inclinação da curva para obtenção da SFDR, provocando uma diferença entre as derivadas do PBRA e do CRoF para o IMD3. Figura 4.7. SFDR obtido no PBRA e no CRoF para frequência de 6 GHz. Outras medidas de SFDR foram realizadas para diferentes valores de frequências fundamentais, e o PBRA apresentou-se com maior SFDR em todos os casos estudados. A Figura 4.8 mostra os resultados da SFDR em função da frequência fundamental 1 (f 1 ) com Δf igual a 6 MHz. Em uma faixa de 6 GHz tivemos uma variação de 5 db na SFDR medido no CRoF, na mesma faixa de 44

76 frequência o PBRA teve uma variação menor e igual a 3 db. As frequências mais baixas apresentaram maiores valores de SFDR sendo 66 db.hz 2/3 no CRoF na frequência próximo de 100 MHz e 69 db.hz 2/3 na mesma frequência para o PBRA. Consequentemente os menores valores de SFDR foram encontrados na faixa de frequência mais alta, sendo 61 e 66 db.hz 2/3, no CRoF e PBRA, respectivamente. Figura 4.8. SFDR medidos para diferentes valores de Frequência Análise de Desempenho Digital Utilizamos um gerador vetorial para investigar o comportamento de um sinal digital transmitido em 8 km de fibra SMF. A Figura 4.9 apresenta uma comparação da EVM medido na saída do PBRA e do CRoF em função da potência de RF na entrada do modulador. Ambas as curvas apresentam similaridade no comportamento, porém o PBRA apresenta menor EVM em toda a extensão da análise, sendo em torno de 2 %RMS, para potência de 9 dbm contra 5,8 %RMS do CRoF, para mesma potência de entrada. A banda do sinal utilizado foi de 20 MHz centrada na frequência de 6 GHz com modulação QPSK. Os dois sistemas apresentam melhor desempenho 45

77 para potência de entrada entre 6 e 16 dbm, como foi observado também na seção anterior. Figura 4.9. Medição da magnitude do vetor de Erro. A tensão de polarização do modulador tem forte influência no ganho proposto como comprovado na Seção 3.1. A Figura 4.10 apresenta um outro estudo de EVM em função dos estados de modulação do SD-MZM. Essa análise foi feita utilizando um sinal digital centrado na frequência de 6 GHz e potência de entrada no modulador de 14 dbm. Foi utilizado um sinal modulado em 16 QAM com taxa de 20 Msymb/s. Entre 4 e 7 V, pontos de obtenção dos melhores valores de ganho, observamos os melhores valores de EVM como pode ser visto na Figura Além da análise do parâmetro EVM, observamos também as constelações e diagramas de olho para os sinais recebido. Em V bias = 1V, temos um sinal recebido totalmente degradado o qual melhora à medida que aumentamos a tensão, assim como exemplificado na constelação observada em 3 V. No ponto correspondente a 5 V de V bias, temos o exemplo do sinal fotodetectado menos degradado entre os apresentados na figura, como observado na constelação. Em 7 V, o sinal volta a piorar, degradando 46

78 totalmente no ponto de V bias igual a 8 V. Essa variação do formato da constelação, consequentemente da qualidade do sinal recebido é coerente com o comportamento da curva de EVM apresentada no gráfico, e mostra o comportamento periódico do SD-MZM em função da tensão de polarização. Por outro lado, justifica a operação do SD-MZM com tensão V bias em torno de 6 V ao longo dos experimentos no PBRA apresentados nessa dissertação. Figura Medição do EVM em função da tensão de polarização do modulador e constelações medidas nos pontos de tensão de modulação igual a 1 V, 3 V, 5 V, 7 V e 8 V. Um comparativo do ganho para sinais modulados e não modulados para uma faixa de frequência de 20 GHz é apresentado na Figura O sinal modulado foi gerado com uma modulação QPSK, taxa de 25 Msymb/s e amplitude de 14 dbm, a mesma para o sinal não modulado. Os critérios para obtenção do ganho foram os mesmos já descritos nas seções anteriores, em que se manteve o mesmo valor de potência óptica fotodetctada para os dois sistemas. Os sinais de RF modulados e não modulados são medidos na saída do fotodetector e posteriormente é feito uma comparação entre a potência medida no PBRA e a potência medida no CRoF para 47

79 obtenção do ganho do PBRA. A tensão de polarização do modulador foi otimizada, assim como os controladores de polarização para obtenção do melhor ponto de polarização das ondas. Para a configuração nessa análise obtivemos ganho em torno de 21 db para os dois sinais e as curvas se apresentaram muito próximas, sendo que a maior diferença entre elas foi de 1 db aproximadamente. Em toda faixa de frequência estudada, o sinal não modulado teve uma variação de 1,8 db, menor que a observada no sinal modulado que ficou em torno de 2,4 db. Figura Ganho do PBRA para sinais modulados e não modulados. A Figura 4.12 reporta as medições dos espectros elétricos do sinal modulado para obtenção do ganho de RF do PBRA em uma potencial frequência para 5G, um exemplo de diagrama de olho e constelação observada no sinal recebido. Em (a) é possível observar que o CRoF apresentou uma potência de pico máxima de aproximadamente -52,5 dbm na banda ocupada e a potência máxima do PBRA foi medido em torno de -32 dbm, perfazendo assim um ganho de 20,5 db. O piso de ruído elétrico medido no PBRA e no CRoF se mantiveram na média de -79 dbm. O 48

80 diagrama de olho se mostrou mais fechado na vertical para o CRoF, significando maior distorção de amplitude quando comparado com o diagrama de olho observado na saída do PBRA como observado em (b). A mesma conclusão pode é ratificada por meio da análise da constelação dos dois sistemas apresentadas na mesma figura. Figura Medição do sinal modulado em 6 GHz. a) Espectros do sinal; b) respectivas constelações e diagramas de olho Análise Térmica Nesta Seção é apresentada uma análise térmica do ganho de RF e do ruído de fase do PBRA, quando a fibra HNLF é exposta a uma variação de temperatura. A Figura 4.13 ilustra uma fotografia da bancada experimental, na qual tem-se o acréscimo da câmara térmica ao esquemático apresentado na seção 3.1. A fibra HNLF é o único elemento acomodado na câmara térmica, onde a temperatura foi variada de -10 a +70 C em passos de 10 C. A potência óptica na entrada da fibra HNLF foi ajustada em 16 dbm para garantir melhor desempenho do PBRA e maior ganho quando comparado com o CRoF. Otimizou-se ainda os outros seguintes parâmetros: tensão de polarização do modulador, potência óptica fotodetectda, potência de RF de entrada, estado de polarização das ondas de bombeamento etc. O sinal a ser investigado foi transmitido em um enlace de 12 km de SMF para emular um backhaul óptico de uma rede 5G. O ganho de RF foi obtido medindo o coeficiente de transmissão dos dois sistemas na faixa de frequência entre 300 khz e 50 GHz, usando um analisador de rede N9952A da Keysight. Posteriormente as 49

81 curvas de potência alcançadas são então comparadas para obtenção da curva de ganho do PBRA em função da frequência. Figura Fotografia da bancada experimental para análise de desempenho térmico. A Figura 4.14 apresenta os a resposta em frequência da potência de RF do PBRA para diferentes valores de temperatura. Inicialmente foi feita uma análise utilizando as configurações para obtenção de maior valor de potência elétrica que proporcionou ao PBRA um ganho de 27 db quando comparado com o CRoF em temperatura ambiente como descrito na seção 4.1. Nos espectros de saída do PBRA mostrados na Figura 4.14 (a) podemos observar uma variação máxima de potência de 2 db que ocorre devido à variação no estado de polarização das duas ondas iniciais, o que afeta a correspondência de fase requerida e, consequentemente, a eficiência do processo FWM. A regulação da tensão de polarização entre 6 a 6,3 V feita manualmente, permitiu reduzir a flutuação de potência para apenas 0,8 db. Assim, o gerenciamento adequado da tensão de polarização do MZM é uma solução para a diminuir a flutuação de ganho de RF no PBRA devido à temperatura como apresentamos em (b). 50