Dispositivos de Potência Cap.3-2

Transcrição

1 CAPÍTULO 3 Dispositivos de Potência Prof. Dr. Sérgio Takeo Kofuji Prof. Dr. Emílio del Moral Hernandez Prof. Dr. Antonio Carlos Seabra Atualmente, os transistores bipolares e principalmente os transistores MOS têm sido empregados em sistemas de potência, principalmente devido a sua velocidade de resposta (chaveamento), facilidade de acionamento e a sua compatibilidade com os circuitos de controle. Uma chave simples a transistor bipolar npn é vista na figura 2a e a transistor bipolar pnp na figura 2c. A onda quadrada v A (t) (sinal de controle) comuta o transistor da condição de corte à de saturação e vice-versa. Nessas condições, a corrente pela carga passa alternadamente de zero a V CC/R C no caso do transistor npn e de zero a V CC/R C no caso do transistor pnp. 3.1 INTRODUÇÃO Neste Capítulo, será estudado uso de transistores bipolares para chaveamento de potências e um outro dispositivo normalmente utilizado para controlar potências em diversas classes de aplicações: o Retificador Controlado de Silício (SCR). 3.2 TRANSISTORES BIPOLARES COMO CHAVE Uma chave ideal exibe as propriedades de no estado 1 (fechada) apresentar resistência zero e no estado 0 (aberta) apresentar resistência infinita entre seus terminais. Em termos de tensão corrente, a característica de uma chave ideal (figura 1a) consistiria de linhas retas representando os estados 1 e 0 (figura 1b). Controle (a) I + V G (b) chave desligada Figura 1: Características de uma chave ideal (c) I chave ligada Devemos notar que a parte correspondente à saída da chave ideal não apresenta perdas pois o produto VxI é sempre nulo. Associada à chave propriamente dita, temos o circuito de controle, visto na figura 1a, que impõe ao dispositivo comutar entre os dois estados possíveis. Chaves eletrônicas têm diversas aplicações, tais como em lógica digital, controle, eletrônica de potência, fontes chaveadas, etc. Um tipo de transistor que não será estudado neste capítulo mas que é muito empregado como chave em circuitos lógicos é o transistor de efeito de campo (TECMOS). Com o advento de novas tecnologias o transistor MOS também passou a ser empregado como chave em circuitos de potência. V Figura 2: Transistor bipolar como chave É importante notar que a corrente de base durante o estado fechado deve ser suficientemente elevada para levar o transistor bipolar à saturação, ou seja, para o estado (1,1). Estamos atribuindo 1 para a junção em condução e 0 para a junção em corte. Assim, temos para o corte (junção base-emissor, junção base-coletor) = (0,0) e para a saturação (BE,BC) = (1,1). Deixando o caso ideal e passando à realidade, uma análise do circuito em termos de suas características de Ebers-Moll mostra que, muito embora excelente, o desempenho do transistor bipolar como chave não é ideal pelas seguintes razões: a) existe no estado fechado (1) da chave uma pequena queda de tensão no transistor; b) circuito de entrada (controle da chave) dissipa uma pequena potência; c) mesmo no estado de chave aberta há passagem de corrente pelo transistor. Justifiquemos as afirmações acima, analisando diversas condições de operação da chave (fig. 3): Ic satura o IB4 Vcc/R ICsat IC Q V CEsat Tr ligado V CQ regi o ativa corte Vcc IB3 IB2 Tr desligado IB1 IB=0 VCE Figura 3: Características de saída de um transistor bipolar npn Dispositivos de Potência Cap.3-1 Dispositivos de Potência Cap.3-2

2 Suponhamos inicialmente a corrente de base de valor tal que corresponda ao ponto de funcionamento Q. O transistor bipolar neste ponto está na região ativa (normal). A tensão do coletor (fig. 3) será V CQ e a corrente de coletor I CQ. Estamos, nestas condições, em um estado intermediário entre chave aberta e chave fechada. Ao aumentarmos a corrente de base, a tensão entre coletor e emissor diminui até alcançar V CEsat. A partir daí, um aumento de I B não implica diminuição sensível de V CE. Diz-se que o transistor bipolar está saturado, apresentando resistência entre coletor e emissor relativamente pequena (R s). Seria o caso de compararmos o transistor bipolar a uma chave fechada. Ao diminuirmos o valor da corrente de base, a corrente de coletor irá diminuir, tendendo a I C0. Nessa condição, a tensão V CE é bastante grande (aproximadamente V CC) enquanto a corrente I C é muito pequena. Diz-se que o transistor bipolar está cortado, apresentando resistência entre coletor e emissor relativamente alta. Pode-se entender o transistor bipolar nessa condição como equivalente a uma chave aberta. Devemos observar ainda que, tanto no corte como na saturação, as potências dissipadas no transistor bipolar são bastante pequenas. Das análises feitas, concluímos que o transistor bipolar pode, sob certas condições, atuar como uma chave quase ideal. Para efeito de análise do ponto de vista do circuito externo, o transistor bipolar operando no corte (chave aberta) pode ser substituído por um circuito aberto (figura 4a). Por outro lado, o transistor bipolar operando na saturação (chave fechada) pode ser substituído por duas fontes de tensão contínuas, uma representando V BEsat ( 0,7V para Si) e outra representando V CEsa t ( 0,3V para Si) (figura 4b). O tempo de subida t s (rise time t r) representa o intervalo de tempo que a corrente de coletor leva para ir de 10% a 90% de I Csat. O tempo de armazenamento t A (storage time ts) representa o intervalo de tempo que decorre do instante em que a corrente de base chaveia para cortar o transistor e o instante em que a a corrente de coletor reduz-se a 90% de I Csat. O tempo de descida t d (fall time tf) representa o intervalo de tempo que a corrente de coletor leva para ir de 90% a 10% de I Csat. Adotando-se a definição dos fabricantes de componentes eletrônicos, define-se ainda o tempo de ligamento (turn on time) como a soma de t a e t s e o tempo de desligamento (turn off time) como a soma de t A e t f (estes dois últimos tempos costumam ser definidos de outra forma em circuitos digitais). V2 0 V1 0,1I Csat 0,9I Csat va ic ib ta ts tligamento ta td tdesligamento t t ICsat IB2 E E 0 t B IC = 0 IE = 0 IB = 0 C VEBsat» 0,7 V B a) b) VECsat» 0,3 V Figura 4: a) Modelo externo equivalente de um transistor bipolar pnp operando no corte (chavea aberta); b) Modelo externo equivalente de um tr. bipolar operando na saturação (chave fechada). C IB1 Figura 5: Formas de onda da corrente de base e de coletor e respectivos tempos de chaveamento para um circuito empregando transistor bipolar pnp. Outra característica muito importante observada na prática (e que limita a velocidade de chaveamento) é que o transistor bipolar necessita de algum tempo para chavear do corte para a saturação ou da saturação para o corte, como mostra a figura 5. Existem quatro intervalos de tempo importantes para o chaveamento de um transistor bipolar. Eles serão descritos baseando-se no circuito da figura 5, e serão determinados a partir das formas de onda da corrente de base (entrada) e da corrente de coletor (saída). A corrente de coletor i C(t) excursiona de i C(t) = I C0 0 até i C(t) = I Csat = V CC/R C. O tempo de atraso t a (delay time t d) representa o intervalo entre o instante em que a corrente de base chaveia para saturar o transistor e o instante em que a corrente de coletor atinge 10% de I Csat. Dispositivos de Potência Cap.3-3 Dispositivos de Potência Cap.3-4

3 3.3 O RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO (SCR) Já vimos anteriormente que diodos semicondutores são fabricados a partir da junção de duas camadas semicondutoras (pn) e que transistores bipolares são fabricados a partir da junção de três camadas semicondutoras (pnp ou npn). Existe uma classe muito importante de dispositivos eletrônicos que é fabricada a partir da junção de quatro camadas semicondutoras (pnpn); são os chamados tiristores. Tiristores são dispositivos largamente empregados no controle de altas tensões e altas correntes (existem tiristores capazes de controlar corrrentes da ordem de 5000A ou de 5000V). Até pouco tempo atrás o controle de altas tensões ou correntes utilizando dispositivos eletrônicos de estado sólido era feito por meio de vários dispositivos de baixa potência associados em paralelo pois não se dominavam as técnicas necessárias para a fabricação de dispositivos de alta potência. Hoje em dia os dispositivos de alta potência são largamente empregados em fontes de alimentação de propósito geral, em controladores de velocidade para motores CA ou CC, em controles de motores de passo e servo-motores, etc. Dentro da classe dos tiristores o dispositivo conhecido como Retificador Controlado de Silício (SCR) é um dos mais empregados e através do seu estudo podemos entender o princípio de funcionamento dos tiristorese a sua utilização no controle de tensões e correntes elevadas. O SCR é basicamente um diodo, onde temos um terceiro terminal para controlar a sua condução no sentido direto. A construção básica, seu símbolo e sua curva característica são apresentados na figura 1. Basicamente, para V AK < 0, o dispositivo se comporta como um diodo reversamente polarizado. No entanto, para VAK > 0, o dispositivo somente irá conduzir se a tensão VAK atingir um valor de disparo, que depende da corrente de gatilho (ou porta), conforme representado na figura 1. Observe que para I G = 0, o disparo somente ocorre para uma tensão VAK = VBO (tensão de avalanche direta do dispositivo) e que a tensão VAK necessária para fazer o dispositivo conduzir diminui a medida que aumentamos a corrente de gatilho I G. Para I G = I GT, o SCR se comporta como um diodo comum. PNPN. Pode-se portanto fazer a analogia com dois transistores interligados, um PNP e outro NPN, como indicado na figura 2. Na figura 2b pode-se observar que a corrente de base do transistor PNP é a corrente de coletor do transistor NPN. A corrente de base do NPN é a corrente de coletor do PNP mais a corrente de gatilho. Existe portanto uma situação de realimentação positiva (processo regenerativo): um aumento de I B1 provoca um aumento de IC1 = IB2 que por sua vez ocasiona novo aumento de IC2 = IB1 e assim por diante, num processo que tende a aumentar I A cada vez mais. Lembrando-se que: E observando-se a figura 2: Figura.2: Analogia de dois transistores de um SCR ( β F 1) I CBO I C = β F I B + + e I E = IB + IC β I F2 C2 = IE2 + ICBO2 βf2 + 1 (1) I E1 e IB1 = ICBO1 (2) βf1 + 1 Como I B1 = I C2, temos: I A βf2 ICBO = I A + I CBO2 β F1 + 1 β F2 + 1 (3) Figura 1: Curva característica de um SCR Teoria de Operação Para explicar o princípio de funcionamento de um SCR será feita uma analogia com transistores. Como mencionado anteriormente, um SCR possui quatro camadas distintas, Dispositivos de Potência Cap.3-5 Dispositivos de Potência Cap.3-6

4 Portanto, que a corrente IA pode ser escrita como: I A ( β + 1)( β + 1)( I + I ) F1 F2 F1 CBO1 F2 CBO2 = (4) 1 β β A equação (4) nos dá a chave do funcionamento do SCR. Como vimos no Capítulo 3, Polarização de Transistores, o ganho de corrente β F depende da corrente IC (figura 3). Observe que para baixos valores de I C, β F assume valores extremamente baixos, aumentando à medida que a corrente I C aumenta. Já vimos que se elevarmos a tensão a VAK até um determinado valor, que depende da corrente de gatilho aplicada, o dispositivo entrará em condução. Para o terminal de gatilho em aberto (IG = 0), a tensão VAK de disparo é denominada V(BO)F (do inglês "break-over forward"). Para entendermos este processo, vamos nos reportar à figura 2. Observe que na polarização direta, temos as junções J 1 e J 3 diretamente polarizadas e a junção J 2 reversamente polarizada. A medida que aumentamos a tensão VAK aumentamos cada vez mais a polarização reversa de J2, a tal ponto que pode se estabelecer o processo de ruptura por avalanche da junção. Temos então um aumento da corrente de anodo e a condução do dispositivo Disparo por dv/dt Toda junção PN possui uma capacitância associada. No circuito da figura 4, ao fecharmos a chave CH1, circulará uma corrente pela capacitância da junção reversamente polarizada. Se o dv/dt associado a carga da junção for maior que um valor máximo especificado pelo fabricante, poderá ocorrer o disparo do dispositivo devido à brusca variação da tensão VAK. Este método de disparo é conhecido como disparo por dv/dt, e se deve basicamente à corrente i = C dv/dt necessária para suprir a variação de cargas na capacitância da junção J2. Assim, se o dv/dt for suficientemente elevado, a corrente poderá atingir um valor que colocará o dispositivo em condução. Figura 3: Dependência de βf com I C Mesmo que o SCR esteja diretamente polarizado, os dois transistores estão cortados, circulando pelos seus coletores as correntes ICBO. Sendo estas correntes em geral extremamente baixas, pelo gráfico de β F em função de IC, podemos ver que os β Fs terão valores bastante baixos, fazendo com que o produto β F1 β F2 da expressão (4) seja baixo, menor que 1. No entanto, se por algum motivo o produto β F1 β F2 aproximar-se da unidade, a corrente de anodo IA aumenta até ser limitada pelo circuito externo (reta de caraga externa). Veremos a seguir os diversos meios de disparo do SCR Métodos de Disparo de um SCR Disparo por Pulso de Gatilho (Porta) Se injetarmos uma corrente de gatilho, elevaremos a corrente de base I B2, que fará aumentar IC2, e consequentemente de IB1, e IC1. Como IB2 é a soma corrente de gatilho mais IC1, IB2 aumentará. Temos um processo regenerativo onde as correntes vão aumentando até a saturação dos transistores. Mesmo que deixemos de aplicar a corrente de gatilho, uma vez iniciado o processo, o dispositivo se manterá em condução pois cada transistor alimenta o outro. Em termos da expressão (4), podemos dizer que o aumento de I B2 fez aumentar o produto β F1 β F2 até próximo de 1, fazendo disparar o dispositivo. A corrente de anodo IA para a qual temos a estabilização do processo regenerativo é denominado corrente de partida (em inglês, "latching current"). Este é o processo geralmente empregado para disparar o dispositivo Disparo por Sobretensão Figura 4: Disparo por dv/dt Normalmente este disparo é indesejado, sendo empregado um circuito amortecedor RC (um resistor em série com um capacitor) em paralelo com o SCR (conhecido como circuito "snubber") para evitar que a tensão V AK varie muito bruscamente Diparo por Temperatura A corrente ICBO aproximadamente dobra a cada aumento de 10 C de temperatura, assim se a temperatura for muito elevada, as correntes ICBO1 e I CBO2 poderão atingir valores tais que o produto β Fl β F2 tenda a 1 fazendo disparar o dispositivo. É oportuno lembrar também que os próprios β F aumentam com a temperatura Disparo por Luz ou Radiação Outra maneira de disparar o dispositivo é através de aplicação de luz ou radiação no gatilho através de uma janela especialmente colocada no encapsulamento para este fim. A idéia é que a luz ou radiação provoque a criação de pares elétrons-lacunas, aumentando a corrente de gatilho e fazendo disparar o dispositivo. SCRs que podem ser disparados por luz recebem o nome de LASCR (light activated SCR). É importate observar que o acionamento por luz possibilita o completo isolamento elétrico entre o circuito de disparo do SCR e o circuito a ser comandado (que usualmente opera com altas tensões e/ou correntes). Além disso, utilizando-se a luz como forma de disparo evita-se que pulsos espúrios de tensão, muito comuns em circuitos de alta potência, venham a disparar inadvertidamente o SCR Métodos de Comutação de um SCR Dispositivos de Potência Cap.3-7 Dispositivos de Potência Cap.3-8

5 A comutação de um SCR consiste no processo de levá-lo ao estado de bloqueio, de maneira que a reaplicação de uma tensão positiva V AK não o faça reconduzir (a menos que um dos fatores de disparo discutidos anteriormente estejam presentes). O SCR leva algum tempo para assumir a condição de bloqueio. Se aplicarmos uma tensão V AK positiva antes desse tempo, podemos eventualmente fazer o SCR voltar a condução. Este tempo pode ser facilmente explicado através do modelo de 2 transistores. Quando o SCR encontra-se em condução, os 2 transistores estão em saturação, e cargas são acumuladas nas bases dos transistores. Para fazer os transistores retornarem ao corte estas cargas precisam ser retiradas, como veremos no Capítulo 6, "Transistor como Chave". Tipicamente um SCR leva em torno de dezenas de microssegundos para comutar, o que impõe uma frequência máxima de operação para este dispositivo. Vamos estudar a seguir as técnicas para comutar um SCR para o estado de bloqueio Comutação Natural A comutação natural consiste na redução da corrente de anodo abaixo de um valor mínimo IH conhecida como corrente de manutenção (em inglês "holding current") Valores Nominais do SCR Vamos apresentar a seguir alguns parâmetros de interesse de um SCR, empregando a terminologia recomendada pelo JEDEC ("Joint Electronic Device Engineering Council"), um organismo internacional de padronização. a) V BO: Tensão de Disparo. É a tensão V AK que provoca a avalanche do SCR com a corrente I G = 0. Outras notações: VFBO, V(BO)F, V (BR)F b) VRRM: Pico Repetitivo da Tensão Reversa. É o máximo valor instantâneo repetitivo permissível entre os terminais do SCR. Outras notações: VRB, V RM(rep), VROM(rep) c) dv/dt max: Taxa Máxima de Crescimento da Tensão no Estado de Bloqueio, acima da qual o SCR dispara mesmo se I G = 0 e V AK < V BO. d) I H: Corrente de Anodo-Catodo de Manutenção, abaixo da qual o SCR comuta. e) I L: Corrente de de Anodo-Catodo de Partida, acima da qual o SCR dispara. f) di/dt max: Taxa Máxima de Crescimento da Corrente no Estado de Condução. É o valor máximo da taxa de crescimento da corrente do estado de condução, que o SCR pode suportar sem ser danificado. g) IGT: Corrente de Gatilho de Disparo. É o valor mínimo de corrente contínua aplicada ao gatilho, necessário para chavear um SCR do estado de bloqueio ao estado de condução Comutação Forçada Figura 5: Circuito de Comutação natural Outra técnica comumente utilizada para comutar um SCR é através da aplicação de uma tensão negativa entre anodo e catodo. Esta técnica é conhecida como técnica de comutação forçada. h) IGD: É o máximo valor de corrente continua aplicada ao gatilho, que não irá provocar o chaveamento de um SCR do estado de bloqueio para o estado de condução. Outra notação: I GNT i) V GT: É a tensão CC necessária para produzir a corrente de gatilho com disparo. j) V GD: Tensão de Gatilho sem disparo. É a máxima tensão CC que não provocará o chaveamento do SCR do estado de bloqueio para o estado de condução. Outra notação: VGNT k) PG(AV): Potência Média de gatilho. É o máximo valor permitido para a dissipação de potência de gatilho que a junção de gatilho do dispositivo pode suportar. Este valor é obtido fazendo-se a média da potência por um ciclo completo. Figura 6: Circuito de Comutação Forçada Dispositivos de Potência Cap.3-9 Dispositivos de Potência Cap.3-10

6 3.3.4 Circuito de Disparo Na figura 7 temos mostrado um circuito com SCR e a sua característica I A X VAK superposta com a reta de carga (imposta pelo circuito externo). Consideremos inicialmente I G = 0. Na figura 7.b, como VAK é menor que a tensão VBO o SCR não irá disparar, permanecendo o circuito no ponto de operação estável (1). características do SCR, principalmente o dv/dt máximo em dispositivos de alta potência, embora acarrete um aumento substancial da corrente de gatilho. Figura 9: Circuitos equivalentes de gatilho Figura 7: Curva de um SCR com I G =0 superposta com a reta de carga Se elevarmos a corrente de gatilho para um valor I Gl, a curva do SCR passaria a ser a da linha tracejada mostrada na figura 8. Observe que agora o ponto de operação do circuito passará a ser o ponto (4), que é exatamente o ponto de disparo do SCR. Portanto, o SCR dispara e o novo ponto de operação passa a ser ponto (3) que é estável. Note que o disparo do SCR depende portanto de VAA, RA e de IG. Fica a cargo do aluno explicar porque o ponto (2) não é um ponto estável. Podemos simplificar o modelo equivalente após o disparo do SCR, substituindo o diodo por uma bateria de valor constante V D (fig. 9b). Note que nesta situação, se o terminal da gatilho ficar com uma polarização negativa, fluirá uma corrente negativa de gatilho que poderá eventualmente danificar o dispositivo Disparo CC No projeto de um circuito de disparo, devemos levar em consideração os seguintes fa tores: a característica tensão-corrente de gatilho, aproximada por uma curva de diodo, varia de dispositivo a dispositivo (família de curvas mostrada na figura 10) e com a temperatura; as especificações de tensão, corrente e potência máximas de gatilho não devem ser ultrapassadas; circuito deve ser imune a disparo por sinais espúrios; disparo deve ocorrer apenas em uma condição especificada. IG Dispers o de Curvas I G x VG de uma fam lia de SCRs min tip max Figura 8: Curva de um SCR com I Gl superposta com a reta de carga Se reduzirmos a tensão VAA ou elevarmos a resistência RA, o ponto (3) irá se deslocar na curva do SCR até que a corrente do SCR caia abaixo da corrente de manutenção. Neste instante o SCR comuta para o corte Circuito Equivalente de Gatilho (Porta) Para facilitar a análise de circuitos com SCRs, podemos representar a junção gatilho-catodo por um circuito equivalente composto por um diodo e uma resistência, como mostrado na figura 9a. A resistência RL representa a resistência lateral da região P de gatilho da figura 1. A resistência RCE representa qualquer curto -circuito de emissor, intencional ou não, colocado entre gatilho e catodo. Esta resistência, quando intencional, tem a função de melhorar algumas VG Figura 10: Dispersão da curva I G x V G Para atender a estes requisitos, devemos seguir as restrições mostradas na figura 11. Para assegurar que o disparo ocorra independente de dispersões de característica de dispositivo e da tensão VAK, devemos aplicar uma polarização de gatilho que esteja situada fora da região hachuriada, mas obedecendo os limites de tensão, potência e corrente máximas. Isto é, dado o circuito de disparo CC da figura 12a, o ponto de operação deve localizar-se como mostrado na figura 12b. Dispositivos de Potência Cap.3-11 Dispositivos de Potência Cap.3-12

7 IG min tip max M xima corrente de gatilho IGT Regi o apropriada para disparo M xima pot ncia de gatilho M xima tens o de gatilho V GT VG Figura 11: Restrições ao ponto de operação do gatilho Figura 13: Circuito de Disparo CA 0-90 graus Para um valor determinado de tensão de disparo, a resistência R X que é a soma de R 1 com R2, pode ser calculada aproximadamente por (desprezando-se a queda em Rcarga, que é muito pequena): EGdisparo 2VD RX = IGT onde os 2V D representam a queda de tensão no diodo D e na junção gatilho-catodo. Para um valor de ângulo de disparo de 90 graus, o valor má ximo R X é dado por: (5) Disparo por Pulsos Figura 12: Circuito de Disparo CC e Ponto de operação Frequentemente, em vez de circuitos de disparo CC, são utilizados circuitos de disparo por pulsos, onde pulsos de grande amplitude são aplicados para disparar o SCR. Como o pulso pode retornar a um valor inferior, ou mesmo a zero, após o disparo, temos a vantagem de reduzir a potência dissipada na junção gatilho-catodo. Além disso, como podemos aplicar um pulso de grande amplitude (em geral, uma corrente 5 vezes maior que I GT), também reduzimos o tempo de disparo do SCR. Uma importante vantagem deste tipo de circuito de disparo é que ele permite a fácil obtenção de isolação elétrica entre o SCR e o circuito de disparo através de transformadores de pulso ou acopladores optoeletrônicos. Assim, é fácil construir um circuito no qual um único sinal de disparo é usado para disparar diversos SCRs ao mesmo tempo Disparo CA Um outro circuito de disparo frequentemente utilizado na prática é o de disparo CA, onde o sinal de disparo é extraído diretamente da fonte CA de entrada. O circuito da figura 13 exemplifica um desses circuitos. Neste circuito, através da variação de R2, podemos variar o ângulo de disparo de 0 a 90 graus. EG max 2VD R X max = IGT 2Vef I GT Este circuito é aceitável quando as variações de parâmetros do SCR (tanto por dispersão quanto por temperatura) forem baixas. Para ampliar a faixa de controle para 0 a 180 graus, podemos utilizar um capacitor, como mostrado na figura 14. O diodo D2 serve para carregar negativamente o capacitor no semiciclo negativo, permitindo que o ciclo comece sempre a partir de um nível constante de carga. (6) Figura 14: Cicuito de Disparo CA graus Dispositivos de Potência Cap.3-13 Dispositivos de Potência Cap.3-14

8 3.3.5 Análise de dois Circuitos Didáticos com SCR Vamos em seguida fazer a análise de dois circuitos simples com SCR que serão utilizados na parte prática. Estes circuitos, embora adequados aos fins deste Capítulo, necessitam ser utilizados com cautela na vida prática quando forem utilizados outros tipos de SCR ou ainda outros valores de tensão de entrada. Isto porque nestes circuitos não foram empregados circuitos especiais de proteção e não foram levados em consideração variações de parâmetros. O SCR utilizado nestes circuitos é o TIC106, que é um dispositivo com baixíssima corrente de disparo de gatilho, não contendo nenhum curto-circuito de emissor. Os dados técnicos do TIC106 podem ser obtidos no apêndice A deste livro. portanto Circuito de Disparo 0 a 180 Graus V R + R A B disp = Egsenθ 0,6 (9) R B O circuito está mostrado na figura 17. A idéia básica deste circuito é aplicar ao gatilho um sinal de disparo derivado do próprio sinal de entrada CA, de modo que quando o sinal de entrada atingir o valor Vdisp correspondente a um ângulo de disparo desejado, se tenha no gatilho do SCR uma tensão V G e uma corrente I G que disparem o SCR. O capacitor tem como função prover um atraso adicional de até 90 graus Circuito de Disparo 0-90 Graus No circuito da figura 15 temos mostrado um circuito de disparo CA com ângulo de controle de 0 a 90 graus. Figura 17: Circuito de Disparo CA Didático graus Como no estudo do circuito anterior, determinaremos inicialmente o gerador CA equivalente Thévenin do circuito de gatilho. Este circuito, considerando R 1 >> R A está mostrado na figura 18. Figura 15: Circuito de Disparo CA didático 0-90 graus Podemos obter o gerador CA equivalente Thévenin do circuito de gatilho, como mostrado na figura 16. Figura 18: Circuito equivalente de Gatilho da fig. 17 Figura 16: Circuito equivalente de gatilho do circuito da fig. 15 Se considerarmos: ( A B) G GT R // R I << V (7) a tensão de gatilho (entre a gatilho e catodo) é dada pelo próprio gerador ideal equivalente. Assim, podemos obter o valor da tensão de entrada V e onde ocorre o disparo do SCR, considerando que a tensão de disparo V G vale aproximadamente 0,6 V. R B Assim: vg = EGsen( ωt) 0,6 Volts (8) R + R B A Pode-se demonstrar que se R2Ig << VGT, podemos fazer: v g = Egsen [ ωt arctg( ωrac) ] R2 1 2 [ ( ) 2 1+ ωr C ] ( R + R ) A [ ] 1 2 ( ) ( ) 2 portanto ( ) 1 + ωrac R1+ R2 Egsen θ ϕ 0, 6 (11) R2 onde ϕ = arctg( ωr AC) e tgϕ = ωr AC. 3.4 BIBLIOGRAFIA 1. M. H. Rashid, Power Electronics Circuits, Devices, and Applications, Prentice Hall, (10) Dispositivos de Potência Cap.3-15 Dispositivos de Potência Cap.3-16

9 2 A. S. Sedra e K. C. Smith, Microelectronics, 4a. Ed., Oxford University Press, M. H. Rashid, Power Electronics Circuits, Devices, and Applications, Prentice Hall, Dispositivos de Potência Cap.3-17