Cap.5. Conversores CC CC

UNERDADE FEDERA DO PARÁ ENTRO TENOÓGO DEPARTAMENTO DE ENGENHARA EÉTRA E DE OMPUTAÇÃO NOTA DE AUA TE0507 Eletrônica de Potência Prof. Petrônio ieira Junior ap.5. onversores ÍNDE 5.. ntrodução aos onversores - 5.. Reversibilidade do onversores Diretos 5.3. onversor a Tiristor 5.4. Aplicação em Fontes haveadas 5.5. onversores Ressonantes, Quase-Ressonantes e Multi-Ressonantes 5.6. onversores Quase Ressonantes 5.7. onversores Ressonantes

5. ONERORE - Os conversores -, também chamados de chopper ou pulsadores, são destinados a controlar o fluxo de potência elétrica entre fontes de corrente contínua. Os choppers podem ser utilizados como reguladores chaveados (ou de modo chaveado; do inglês switching-mode regulators) para converter uma tensão, em geral não regulada, em uma tensão regulada de saída. A regulação normalmente é conseguida por modulação em largura de pulsos a uma freqüência fixa, sendo o dispositivo de chaveamento na maioria das vezes um TBJ, MOFET ou GBT de potência. Os elementos de um regulador chaveado são mostrados na Fig. 5.. Pode-se notar, a partir desta figura, que a saída de um chopper com carga resistiva é descontínua e contém harmônicos. O conteúdo de ondulação normalmente é reduzido por um filtro. (a) Diagrama de Blocos (b) inais de ontrole Fig. 5.. Diagrama de blocos e sinal de comando de uma fonte chaveada. Os reguladores chaveados são fornecidos comercialmente como circuitos integrados. O projetista pode selecionar a freqüência de chaveamento escolhendo os valores de R e do oscilador. omo uma regra prática, para maximizar a eficiência, o período mínimo do oscilador deve ser aproximadamente 00 vezes maior que o tempo de chaveamento do transistor; por exemplo, se o transistor tiver um tempo de chaveamento de 0,5 µs, o período do oscilador deverá ser de 50 µs, o que dará uma freqüência máxima do oscilador de 0 KHz. Essa limitação deve-se às perdas de chaveamento no transistor, as quais aumentam com a freqüência de chaveamento, resultando na diminuição da eficiência. Além disso, as perdas no núcleo dos indutores limitam a operação em freqüências elevadas. A tensão de controle v c pode ser obtida comparando-se a tensão de saída com seu valor desejado; v c pode ser comparado com uma tensão dente-de-serra v r para gerar o sinal de controle PWM para o chopper. 5.. ntrodução ao onversor - Os conversores -, que controlam o fluxo de potência elétrica entre uma fonte de tensão e uma fonte de corrente são ditos dos abaixadores e aqueles que controlam fluxo de potência entre uma fonte de corrente e uma fonte de tensão são chamados de elevadores. Estes dois conversores são chamados de conversores diretos. aso se deseje controlar o fluxo de 39

potência entre duas fontes de corrente deve-se empregar o conversor a acumulação capacitivo. No caso em que se deseje controlar o fluxo de potência entre duas fontes de tensão deve-se empregar o conversor a acumulação indutiva. 5... ONEROR DRETO EEADOR DE TENÃO - (ONEROR BOOT) A estrutura básica de um conversor - elevador de tensão está mostrado na Fig. 5.. (a) com fonte de tensão (b) com fonte de corrente Fig. 5.. onversor Boost ejam as forma de onda representadas na Fig. 5.3, o interruptor opera com freqüência fixa e razão cíclica variável. Fig. 5.3. Formas de onda para conversor Boost A energia cedida pela fonte E é representada pela Eq. 5.: ( f a) W E T E T + T Eq. 5. A energia liberada pelo indutor para a carga é dada pela Eq. 5. ( ) W Ec Ta E T + T f Eq. 5. W onsiderando a conservação da energia pode-se escrever: W Eq. 5.3 40

( f ) E T Ec T + T Eq. 5.4 Assim: Ec E T ( T Tf ) Por definição a razão cíclica é dada pela expressão: D Eq. 5.5 T f Eq. 5.6 T Ec evando-se a expressão 6.6 em 6.5, obtém-se: E ( D) Eq. 5.7 O valor de D pode variar teoricamente de zero a um. Desta forma a expressão Eq. 5.7 pode ser representada graficamente na Fig. 5.4. Fig. 5.4. Tensão de transferência do conversor Boost A fonte E, associada em série com o indutor, comporta-se como uma fonte de corrente. Deste modo a carga deve ter características de fonte de corrente. endo, assim, se a carga for indutiva (motor ) deve-se associar um capacitor adequado em paralelo a este como apresentado na Fig. 5.5. Fig. 5.5. Equivalente da carga associada em paralelo com um capacitor Nos casos em que R é muito pequeno, c torna-se igual a Ec. 4

5... ONEROR DRETO ABAXADOR DE TENÃO - (ONEROR BUK) A estrutura básica do conversor - abaixador de tensão está representada na Fig. 5.6. e o interruptor abrir e fechar periodicamente a tensão na carga tem a forma de onda mostrada na Fig. 5.7. Fig. 5.6. Estrutura básica de um conversor Buck ou Forward Fig. 5.7. Tensão de saída no conversor Buck Tf E RM T O valor médio da tensão na carga (RM) é dada pela expressão 6.8. D E Eq. 5.8 A Fig. 5.8(a) mostra um circuito prático simplificado de um conversor Buck. Neste, a operação do circuito pode ser dividida em duas etapas. A etapa inicia-se quando o transistor Q é ligado em t0. A corrente de entrada, que cresce, flui através do indutor de filtro, do capacitor de filtro e do resistor de carga R. A etapa inicia-se quando o transistor é desligado em tt. O diodo de comutação D m conduz devido à energia armazenada no indutor e a corrente no indutor continua a fluir através de,, carga e diodo D m. A corrente no indutor cai até que o transistor Q conduza novamente, no próximo ciclo. Os circuitos equivalentes para os modos de operação são mostrados na figura b. As formas de ondas para as tensões e correntes são mostradas na Fig. 5.8(c) para um fluxo contínuo de corrente no indutor. Dependendo da freqüência de chaveamento, indutância e capacitância de filtro, a corrente no indutor pode ser descontínua. A tensão sobre o indutor é, em geral: di e Eq. 5.9 dt upondo que a corrente no indutor cresça linearmente de e no tempo t : a Eq. 5.0 t t ou t a Eq. 5. e a corrente no indutor caia linearmente de a no tempo t : Eq. 5. ou a t 4

t Eq. 5.3 onde : a é a ondulação de corrente do indutor de pico a pico. Encontrando o valor de ( ) a t at Eq. 5.4 ubstituindo t kt e t ( k)t, obtém-se a tensão média de saída como t a k T Eq. 5.5 upondo um circuito sem perdas, k e a corrente média de entrada a a a K a (a) Diagrama do circuito (b) a Etapa de Operação (c) a Etapa de Operação (d) Formas de Onda Fig. 5.8. ircuito e forma de onda do conversor Buck 43

O período de chaveamento T pode ser expresso como: T t + t + Eq. 5.6 f ( ) a que dá a ondulação de corrente de pico a pico como: ( ) a a a a Eq. 5.7 f ou k( k) Eq. 5.8 f Utilizando a lei de Kirchhoff das correntes, podemos escrever a corrente no indutor i como: i i + i 0 Eq. 5.9 a e for considerado que a ondulação da corrente de carga i 0 é muito pequena e dessa forma, desprezível, i. A corrente média no capacitor, que flui por t + t / /, é: i / T Eq. 5.0 4 A tensão no capacitor é expressa como: v idt + v ( t 0) Eq. 5. e a ondulação de tensão do capacitor de pico a pico é: T / T v vc ( t 0) dt Eq. 5. 4 8 8 f ubstituindo o valor de ( ) 0 a partir da Eq. 5.0 ou Eq. 5. na Eq. 5., obtém-se: a a Eq. 5.3 ou 8f 8f k( k) Eq. 5.4 Os reguladores buck requerem apenas um transistor, são simples e tem eficiência elevada, maior que 90%. O di/dt da corrente de carga é limitado pelo indutor. Entretanto, a corrente de entrada é descontínua e um filtro de alisamento de entrada normalmente é requerido. Ele fornece uma polaridade da tensão de saída e a corrente de saída é unidirecional. Ele requer um circuito de proteção em caso de possível curto-circuito através do caminho do diodo. 5..3. ONEROR NDRETO - A AUMUAÇÃO NDUTA (ONEROR BUK-BOOT) A estrutura do conversor - a acumulação indutiva está apresentada na Fig. 5.9. 44

Fig. 5.9. Estrutura do conversor Buck-Boost ou Flyback. e (b). A seqüência de funcionamento é constituída de duas etapas representadas na Fig. 5.0(a) (a) A energia é acumulada no indutor (b) A energia é transferida à fonte Fig. 5.0. Etapas de funcionamento Na primeira etapa a chave é fechada e a energia proveniente da fonte E é acumulada no indutor. Na segunda etapa é mantida aberta e a energia acumulada no indutor é transferida à fonte E. As formas de onda estão representadas na Fig. 5.. Fig. 5.. Formas de onda do conversor Buck-Boost. 45

Em regime permanente o fluxo no indutor não aumenta nem diminui num período de funcionamento, deste modo a integral de no instante em que permanece fechada é igual a integral dessa mesma tensão durante o intervalo em que permanece aberta. Portanto pode-se escrever a Eq. 5.5. Tf T dt dt Eq. 5.5 0 T f E Tf D Eq. 5.6 E T Tf D A Eq. 5.6 é apresentada graficamente na Fig. 5.. Fig. 5.. Tensão de transferência do conversor Buck-Boost. onclui-se que o conversor Buck-Boost pode ser elevador ou abaixador de tensão e devido a esta regulação na tensão de saída, muito empregado para fontes chaveadas. 5..4. ONEROR NDRETO - A AUMUAÇÃO APATA (ONEROR UK) A estrutura do conversor - a acumulação capacitiva é mostrada na Fig. 5.3. Fig. 5.3. Estrutura básica de um conversor uk. Em circuitos práticos as fontes de corrente são constituídas por fontes de tensão em série com indutores. Desta forma a estrutura passa a ser apresentada como mostra a Fig. 5.4. 46

Fig. 5.4. Montagem prática de um conversor uk. A seqüência de funcionamento do conversor é constituída de duas etapas apresentas na Fig. 5.5(a) e (b). (a) Energia sendo acumulada no capacitor (b) Energia sendo fornecida à carga Fig. 5.5. Etapas de funcionamento do conversor Buck Na primeira etapa de funcionamento a chave permanece aberta e a energia proveniente da fonte é acumulada em, pelo diodo D, que também conduz a corrente de carga. Na segunda etapa de funcionamento permanece fechada, D é polarizada reversamente e se bloqueia. A energia acumulada no capacitor é enviada através do interruptor para a fonte de corrente. As formas de onda estão representadas na Fig. 5.6. Fig. 5.6. Formas de onda do conversor uk. 47

omo em regime permanente a quantidade de carga que entra no capacitor é igual a quantidade que sai, pode-se desenvolver: Q Q Eq. 5.7 Ta T f Eq. 5.8 Ta T Tf Tf Tf D Eq. 5.9 D Para que a potência seja preservada a relação entre as tensões é dada pela Eq. 5.30. E D Eq. 5.30 E D Desta forma a característica de transferência estática do conversor uk é igual a apresenta na Fig. 5. para o conversor Buck-Boost. Determinação da ondulação de corrente e tensão: upondo que a corrente do indutor cresça linearmente de a no tempo t Eq. 5.3 ou t t t Eq. 5.3 e devido ao capacitor carregado, a corrente do indutor cai linearmente de a no tempo t Eq. 5.33 ou t onde c l é a tensão média do capacitor e 5.33, têm-se: t ( ) t t Eq. 5.34 c, a partir das equações Eq. 5.3 e Eq. Eq. 5.35 ubstituindo t DT e t D, a tensão média do capacitor é ( ) T Eq. 5.36 D upondo que a corrente do indutor de filtro cresça linearmente de a no tempo t. + O Eq. 5.37 ou t t e a corrente do indutor cai linearmente de a no tempo t O Eq. 5.39 ou t onde ( + ) t t t Eq. 5.38 + O Eq. 5.40 O, a partir das equações Eq. 5.37 e Eq. 5.39, têm-se: t O O Eq. 5.4 ubstituindot DT e t D, a tensão média do capacitor é ( ) T O Eq. 5.4 D 48

gualando as equações 6 e, encontra-se a tensão media de saída como: D D O Eq. 5.43 upondo um circuito sem perdas, ( ) D D O O O e a corrente media de entrada D D O Eq. 5.44 O período de chaveamento T pode ser encontrado a partir das equações e 4. ( ) t t f T + Eq. 5.45 que dá a ondulação no indutor, de pico a pico, como ( ) s f ou f D Eq. 5.46 O período de chaveamento T também pode ser a partir das equações Eq. 5.38 e Eq. 5.40: ( ) O O O O t t f T + + + Eq. 5.47 e isso dá a ondulação no indutor, de pico a pico, como ( ) O O f + ou ( ) f D f D O Eq. 5.48 Quando o transistor Q é desligado, o capacitor de transferência de energia é carregado pela corrente de entrada pelo tempo t t. A corrente média de carga para é e a ondulação de tensão, de pico a pico, do capacitor é 0 0 t dt tt tt Eq. 5.49 a Eq. 5.43 dá ( [ ) ] f O t e a Eq. 5.49 torna-se: ( ) f O ou ( ) f D Eq. 5.50 e for considerado que a ondulação da corrente de carga o é desprezível, i i. A corrente média de carga de, que flui pelo tempo T/, é 4 e a ondulação de tensão, de pico a pico, do capacitor é: 0 0 8 4 f dt tt tt Eq. 5.5 ou ( ) 8 8 f D f D O Eq. 5.5 49

Dimensionamento das constantes,,, e Dimensionamento de : deve ser tal que não se descarregue totalmente durante a condução de T. onsiderando e constantes, a variação da tensão é linear. A figura a seguir mostra a tensão no capacitor numa situação crítica. c Fig. 5.7. Tensão no capacitor numa situação crítica Eq. 5.53 ubstituindo na Eq. 5.50, tem-se: t t c c Eq. 5.54 gualando à equação ( ), tem-se: ( D) t t O D t D ( ) T omo t D, tem-se: O ( náx) D ( ) Eq. 5.55 ( náx) Eq. 5.56 D T Dimensionamento de : onsiderando grande o suficiente para que sua variação de tensão seja desprezível, deve ser tal que não permita que se anule. A Fig. 5.8(a) mostra o circuito equivalente para determinação de e a Fig. 5.8(b) mostra a corrente por numa situação crítica. (a) ircuito equivalente Fig. 5.8. Determinação de (b) orrente por crítica 50

Eq. 5.57 ubstituindo na equação ( ), tem-se: t Eq. 5.58 t omo t D T e, tem-se: D T Eq. 5.59 ubstituindo da equação (4), tem-se: D T D T O ( D) Dimensionamento de : Analogamente à analise anterior, obtém-se para D T ( min ) ( D) ( min) Eq. 5.60 O( máx) Dimensionamento de (apacitor de saída): omo a corrente de saída é continua, a partir da equação ( 5 ), têm-se o dimensionamento de : D ( máx) Eq. 5.6 8 f O O ( max) T 5..5. ONEROR EP (ingle Ended Primary nductance onverter) Possui uma característica de transferência tipo abaixadora - elevadora de tensão. Diferentemente do conversor uk, a corrente de saída é pulsada e não existe inversão na polaridade da tensão de saída. omo no uk, os interruptores ficam sujeitos a uma tensão que é a soma das tensões de entrada e de saída e a transferência de energia da entrada para a saída se faz via capacitor. ua principal vantagem é no circuito isolado quando a indutância pode ser a própria indutância de magnetização do transformador. eu circuito pode ser visto na Fig. 5.9. Algumas de suas principais características são: Baixo ruído para a tensão de entrada; orrente de saída pulsada (ruído); Não há inversão da polaridade da tensão de saída em relação a tensão de entrada; A transferência de energia é feita via capacitor; aracterística abaixador elevador. Principio de Funcionamento : Quando o transistor satura, a tensão em é colocada em e o capacitor é quem fornece a corrente para a carga R0, pois o diodo está inversamente polarizado e a corrente i de retira 5

carga do capacitor. Quando o transistor corta, o diodo conduz a soma das correntes i e i e i deverá repor a carga perdida, durante o ciclo anterior, por. A soma de i e i deve ser tal que reponha a carga perdida por durante a saturação do transistor e forneça a corrente de saída. Fig. 5.9. onversor EP. 5..6. ONEROR ZETA O conversor Zeta, também possui uma característica abaixadora-elevadora de tensão. Na verdade, a diferença entre este conversor, o uk e o EP é apenas a posição relativa dos componentes. Aqui a corrente de entrada é descontínua e a de saída é continua. A transferência de energia se faz via capacitor. A indutância pode ser a própria indutância de magnetização na versão isolada. A operação no modo descontínuo também se caracteriza pela inversão do sentido da corrente por uma das indutâncias. A posição do interruptor (transistor) permite uma natural proteção contra sobrecorrentes. eu circuito é mostrados na Fig. 5.0. uas principais características são: Alto ruído de entrada e baixo ruído de saída; Possibilidade de ondulação zero na saída; aracterística abaixador elevador; Transferência de energia via capacitor; Proteção contra sobrecorrentes. Fig. 5.0. onversor Zeta. 5.. Reversibilidade dos onversores Diretos Muitas vezes deseja-se controlar o fluxo de potência entre a fonte e a carga. Uma aplicação desta necessidade no emprego dos conversores - é quando se deseja controlar um motor 5

na frenagem. Desta forma durante a frenagem deve-se inverter o fluxo de potência, quando a energia cinética acumulada pode ser restituída à fonte. De uma maneira geral a industria exige conversores reversíveis para controle de posição. Aplicando o conceito de reversibilidade pode-se classificar os conversores - como: - Tipo A: Este conversor - controla a velocidade do motor em um único sentido. Este conversor é mostrado na Fig. 5.. Fig. 5.. onversor - tipo A. - Tipo B: Este conversor - além de controlar a velocidade do motor em apenas um sentido, permite a devolução de energia á fonte, conforme mostra a Fig. 5.. Fig. 5.. onversor - tipo B. - Tipo : Este conversor - permite o controle da velocidade do motor nos dois sentidos de giro, bem como a devolução de energia à fonte. Este conversor é visto na Fig. 5.3. Fig. 5.3. onversor - tipo. 53

5... ONEROR - REERÍE EM ORRENTE A estrutura de um conversor reversível em corrente é apresentada na Fig. 5.4. Fig. 5.4. onversor reversível em corrente ão considerados três modos de operação para este conversor: o MODO eja o caso em que é antido permanentemente aberto e fecha e abre ciclicamente. Existe duas etapas de funcionamento representadas na Fig. 5.5. Neste caso o fluxo de energia se dá da fonte E para a fonte Ec. (a) a etapa (b) a etapa Fig. 5.5. Etapas de funcionamento o MODO eja o caso em que é mantido permanentemente aberto e fecha e abre ciclicamente. Ocorrem também neste caso duas etapas de funcionamento representadas na Fig. 5.6. Neste caso o fluxo de energia se dá da fonte Ec para a fonte E. Quando é fechada uma quantidade de energia proveniente da fonte Ec é acumulada em, quando é aberta esta energia é transferida para a fonte E pelo diodo D. (a) a etapa (b) a etapa Fig. 5.6. Etapas de funcionamento 54

3 o MODO Neste modo os interruptores e fecham e abrem complementarmente, de forma cíclica. om a variação da razão cíclica pode-se inverter o sentido do fluxo de potência suavemente e sem descontinuidade. As grandezas mais importantes estão representadas na Fig. 5.7. Fig. 5.7. Forma de onda do conversor reversível em corrente operando no 3 o modo. Este modo de funcionamento é o mais empregado nas industrias. 5... ONEROR - REERÍE EM TENÃO A estrutura do conversor - reversível em tensão está representada na Fig. 5.8. Fig. 5.8. Estrutura do conversor reversível em tensão. Existem dois modos de operação para o sentido do fluxo de potência de E para Ec e outros dois modos de operação para o sentido do fluxo de potência de Ec para E. ENTDO DO FUXO DE POTÊNA DE E PARA Ec o MODO O interruptor é mantido permanentemente fechado e opera fechando e abrindo. As etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 5.9. 55

(a) a etapa (b) a etapa Fig. 5.9. Etapas de funcionamento o MODO Os interruptores e são fechados e abertos simultaneamente de forma cíclica. As etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 5.30. No intervalo em que e encontram -se abertos, D e D mantêm-se em condução para permitir a circulação da corrente pelo indutor. (a) a etapa (b) a etapa Fig. 5.30. Etapas de funcionamento ENTDO DO FUXO DE POTÊNA DE Ec PARA E o MODO O interruptor é mantido permanentemente aberto enquanto fecha e abre ciclicamente. As duas etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 5.3. (a) a etapa (b) a etapa Fig. 5.3. Etapas de funcionamento 56

o MODO Os dois interruptores e são fechados e abertos simultaneamente e ciclicamente. As duas etapas de funcionamento são apresentadas na Fig. 5.3. (a) a etapa (b) a etapa Fig. 5.3. Etapas de funcionamento 5..3. ONEROR - REERÍE EM TENÃO E ORRENTE Fig. 5.33. A estrutura do conversor - para carga reversível em tensão e corrente é mostrada na Fig. 5.33. Estrutura de um conversor - reversível em tensão e corrente Esta estrutura é empregada em controle de posição dos servomotores de corrente contínua e pode operar nos quatro quadrantes como mostra a Fig. 5.34. Fig. 5.34. Operação do conversor reversível em tensão e corrente. 57

As formas de onda da tensão e da corrente de carga estão apresentadas na Fig. 5.35. Fig. 5.35. Formas de onda do conversor reversível em tensão e corrente. 5..4. Análise do onversor - Tipo B Formas de onda do hopper tipo B A seguir são apresentadas as formas de onda nos vários pontos do circuito do chopper, desde a entrada até a saída para os dois modos de operação. Fig. 5.36. onversor tipo B operando em dois quadrantes 58

Fig. 5.37. onversor tipo B operando em um quadrante. Observa-se o funcionamento com uma corrente em condução contínua. Análise do circuito chopper tipo B A diferença essencial entre o chopper tipo A e o chopper tipo B, visto neste trabalho, é que, para parte do ciclo do chopper tipo B, i o <0, e isto ocorre devido a presença da chave Q (que no caso é um tiristor) e do diodo D. Em outras palavras, o chopper tipo B não pode operar com corrente de carga descontínua. È necessário determinar relações entre as variáveis independentes T, t ON,, c, e as variáveis dependentes no circuito, das quais as mais significativas são o, o e s, a corrente de fonte média. Deve ser notado neste estágio, já que operação em corrente descontínua neste conversor não é possível, que deve ser assumido para o propósito de análise de potência de circuito que não existe intervalo entre o final e o início de outro sinal em um período. A partir das equações da operação em corrente contínua do chopper tipo A (que não faz parte do escopo deste trabalho) pode-se derivar as equações para o chopper tipo B, aplicando diretamente ao seu circuito. Assim sendo, da equação e, obtêm-se a corrente i o de saída do chopper tipo B: v + v + v + 0 Eq. 5.6 dio dt o R i R v o c + o Eq. 5.63 c i o ( < R onde: τ R t τ t τ ε ) + minε A : 0 t ton Eq. 5.64 59

i o onde: t ' c ( R t t ON ' ' t τ t τ ε ) + maxε A : ton < t T Eq. 5.65 ubstituição das condições finais nas equações 3 e 4 e resolvendo para max e min então obtêm-se expressões para estas duas correntes: max min R R [ ε t [ ε ( ε t ( ε ON T τ τ ON T τ τ ] c ] R ) c ) R Eq. 5.66 Eq. 5.67 As variáveis independentes nas equações ( ) e ( ) podem ser tais que min >0. Neste caso, o conversor está operando simplesmente como um chopper tipo A com corrente de saída constante. A chave Q e o diodo D não conduzem durante qualquer parte do ciclo. e as variáveis independentes são tal que max >0, min <0, então o resultado pode ser operação em primeiro quadrante, onde o>0. e as variáveis independentes são tais que max tem um menor valor positivo e min um maior valor negativo, mostrados na fig., assim o <0, e o resultado é operação em segundo quadrante. Finalmente, se a variáveis independentes são tais que max <0, então o <0, e o resultado é uma operação em segundo quadrante. ob estas condições, tiristor Q e o diodo D não conduzem durante qualquer parte do ciclo. Está condição é ilustrada na Fig.. A quadrante no qual o conversor está operando pode ser determinado da voltagem do circuito de carga. omo no conversor A, v o é sempre definido, sendo dado por: t T ON o Eq. 5.68 e o < c, então a potência média flui do circuito da carga, e o conversor operar no primeiro quadrática. e, porém, o <, então potência média flui do circuito para fonte, e a conversor opera no segundo quadrante. Quando Q é continuamente ligado, assim t ON 0, então: R max min Eq. 5.69 endo os diodos ideais: Eq. 5.70 s o o Aplicando a analise de Fourier do tipo A para o tipo B: v o o + cnsin( nω t + θn ) Eq. 5.7 n quando 60

π ton ω rad/s o T T nπ n ( cos nωton ) θ n tan sin( nωt cos( nωt Destas equações, os valores rms de saída da voltagem v o de saída e da corrente i o assim como das correntes harmônicas rms e dos fatores de ripple podem ser determinados. Os máximos valores rms e médios da corrente no tiristor Q são idênticos, ocorrem durante a operação em primeiro quadrante e são aproximadamente: R c Qmax QR max Eq. 5.7 Os valores máximos também ocorrem durante operação em primeiro quadrante: c 0,5 R Dmax Eq. 5.73 ON 0.385 R ) ON ) Rad DR max Eq. 5.74 Os valores máximos médios e rms da corrente no tiristor Q são idênticos, ocorrem durante a operação em segundo quadrante: Q max QR max c R Eq. 5.75 Para o diodo D, e assumindo que i o constante: T t T R ON o Eq. 5.76 A corrente média do diodo será: t T T t T c R ON ON D Eq. 5.77 c 0,5 R D max ou c 0.385 R D R max Eq. 5.78 5.3. onversor - A Tiristor Para que os pulsadores usando tiristores funcionem é necessário que o tiristor entre em condução e que seja levado ao bloqueio em instantes bem definidos. A entrada em condução é de fácil obtenção, para tanto basta disparar o tiristor com uma corrente e/ou tensão adequada de gatilho. Entretanto para se bloquear o tiristor é necessário que: (a) a corrente de anodo deve se tornar nula e (b) a tensão anodo catodo deve ser mantida negativa, após a corrente de anodo se torna nula, durante um tempo maior que o tempo de recuperação do tiristor. A comutação é definida como a transferência da corrente de um interruptor estático para outro. 6

5.3.. OMUTAÇÃO FORÇADA A comutação pode ser forçada ou natural. Os retificadores em ponte usando tiristor são exemplos de comutação natural, isto é, a corrente passa de um tiristor para outro ser preciso um comando ou circuito de ajuda a comutação. Os pulsadores necessitam de definir os instantes de bloqueio e para tal utilizam os circuitos de ajuda a comutação, ou seja, utilizam a comutação dita forçada. Alguns exemplos de circuitos de comutacão forçada são apresentados a seguir. (a) RUTO DE OMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPO 0 O exemplo 0 é apresentado na Fig. 5.38. eu princípio de funcionamento se constitui de três etapas. Na primeira etapa o tiristor T está conduzindo a corrente de carga. O capacitor carregado é colocado em paralelo com o tiristor e com a polaridade apresentada na Fig. 5.38(a). No instante determinado para o bloqueio, a chave fecha polarizando reversamente o tiristor, neste instante corrente de carga passa a percorrer o capacitor e a corrente no tiristor se anula fazendo-o bloquear, como mostra a Fig. 5.38(b). Numa terceira etapa, quando c E a corrente passa a se estabelecer pelo diodo D como mostra a Fig. 5.38(c). (a) a etapa de funcionamento (b) a etapa de funcionamento (c) 3 a etapa de funcionamento Fig. 5.38. omutação forçada, exemplo 0 (b) RUTO DE OMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPO 0 Neste exemplo um capacitor é colocado em paralelo com do diodo. nicialmente a corrente passa pelo tiristor T e o capacitor está carregado com a polaridade mostrada na Fig. 5.39(a). No instante em que se deseja bloquear o tiristor, a chave fecha, o capacitor assume a corrente de carga, enquanto que a corrente do tiristor (que passa a estar submetido a uma tensão reversa c-e) se anula, como mostra a Fig. 5.39(b). No instante em que Ec o diodo D assume a corrente de carga. 6

(a) a etapa de funcionamento (b) a etapa de funcionamento Fig. 5.39. omutação forçada, exemplo 0 (c) 3 a etapa de funcionamento (c) RUTO DE OMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPO 03 nicialmente a corrente está percorrendo o tiristor T carregando o indutor. Neste instante o capacitor está polarizado como mostra a Fig. 5.40(a). A segunda etapa inicia quando se deseja bloquear o tiristor T e é vista na Fig. 5.40(b). Para isto a chave é fechada e enquanto c > E o tiristor T fica polarizado reversamente ao mesmo tempo em que a corrente pelo tiristor torna-se nula. omo neste instante a polaridade no diodo é positiva este assume a corrente de carga. Na terceira e última etapa o indutor está descarregado e o circuito assume a configuração mostrada na Fig. 5.40(c). (a) a etapa de funcionamento (b) a etapa de funcionamento (c) 3 a etapa de funcionamento Fig. 5.40. omutação forçada, exemplo 03 63

(d) RUTO DE OMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPO 04 Na primeira etapa o circuito apresenta a configuração mostrada na Fig. 5.4, onde a corrente de carga percorre o tiristor T e o capacitor está com a polaridade indicada. Na segunda etapa inicia-se a comutação mostrada na Fig. 5.4(b). nesta etapa a chave fecha polarizando reversamente e anulando a corrente no tiristor T. Neste instante a corrente de caraga passa a percorrer o diodo D. Na terceira etapa o capacitor está carregado, interrompendo a corrente pelo indutor e o circuito assume a configuração mostrada na Fig. 5.4(c). (a) a etapa de funcionamento (b) a etapa de funcionamento (c) 3 a etapa de funcionamento Fig. 5.4. omutação forçada, exemplo 04 5.3.. RUTO 0 Fig. 5.4. Pulsador a tiristor ircuito. nicialmente o tiristor principal Tp está conduzindo a corrente de carga. No instante em que Ta é disparado a corrente através de Tp se anula até o capacitor se carregar e Ta bloquear. Neste intervalo a corrente de carga se estabelece através do diodo de roda livre D R. Quando Ta se bloqueia a corrente através do capacitor inverte e passa a percorrer D R e o resistor R até se descarregar. Quando Tp é disparado D R bloqueia e o capacitor se carrega através de R retornando as condições iniciais. Observa-se que o uso do resistor reduz o rendimento deste conversor, motivo pelo qual este só é usado em aplicações de pequena potência. 64

5.3.3. RUTO 0 (PUADOR DE WAGNER) Fig. 5.43. Pulsador a tiristor circuito. nicialmente o circuito apresenta a configuração mostrada na Fig. 5.43. Quando o tiristor auxiliar Ta é disparado a corrente se estabelece por Ta e, devido a polaridade do capacitor, o tiristor principal Tp passa a apresentar tensão reversa, vindo a bloquear. Quando ce o diodo de roda livre D R assume a corrente de carga. Devido ao circuito a tensão que é desenvolvida no capacitor torna-se maior do que na fonte E. Quando c > E o diodo D conduz devolvendo à fonte a energia recebida. Quando D bloqueia a comutação está encerrada. 5.3.4. RUTO 03 Fig. 5.44. Pulsador a tiristor circuito 3. nicialmente os tiristores T e T3 estão conduzindo a corrente de carga e o capacitor encontra-se com a polarização indicada na Fig. 5.44. Quando a ce a corrente através de T e T3 se anula, bloqueando e o diodo de roda livre DR assume a corrente de carga. A corrente permanece através de D R até o disparo de T e T4. T e T4 permanecem conduzindo até ce, neste instante bloqueiam e D R passa a assumir novamente a corrente de carga. Nestas condições T e T podem ser disparados retornando as condições da Fig. 5.44. 65

5.3.5. RUTO 04 (HOPPER DE M. MURRAY) Fig. 5.45. Pulsador a tiristor hooper de Mc Murray. nicialmente o circuito apresenta-se como visto na Fig. 5.45 onde o tiristor principal Tp está conduzindo a corrente de carga e o capacitor está polarizado como indicado. Quando T dispara este assume a corrente de carga. omo a corrente desenvolvida pelo circuito é maior do que a corrente de carga o diodo Dp também conduz. Quando TP se anula o tiristor Tp bloqueia. Quando o diodo Dp bloqueia. Quando se anula D R passa a assumir a corrente de carga. omo o capacitor passa a polariza T diretamente, quando este é disparado inverte a polaridade do capacitor ficando este carregado com a polaridade da Fig. 5.45, neste instante a comutação está concluída. 5.3.6. RUTO 05 Uma estrutura alternativa à Fig. 5.4 é apresentada na Fig. 5.46. Nesta figura a resistência R é substituída por um indutor e um outro tiristor auxiliar T a. nicialmente o diodo D R conduz a corrente de carga e o capacitor está carregado conforme mostra a figura 6.4. Tp e T a são disparados simultaneamente, neste instante D R bloqueia instantaneamente, Tp assume a corrente de carga e inverte a polaridade. Quando T a dispara Tp é bloqueado. T a permanece conduzindo até se carregar. Neste instante D R assume a corrente de carga, retornando às condições iniciais. Fig. 5.46. Pulsador a tiristor circuito 5. 5.4. Aplicação em Fontes haveadas As fontes chaveadas se utilizam dos conversores - num o estágio para regulagem de tensão ou corrente como mostra a Fig. 5.47. As fontes chaveadas tem como características básicas volume, peso e perdas reduzidas que convertem-se em vantagem em relação as fontes convencionais. Os empregos desta são: 66

- omputadores - Equipamentos de comunicação - Equipamentos médicos-hospitalares - atélites - UP s, etc uas principais desvantagens é sua complexidade e a emissão de interferência radioelétrica (RF) e eletromagnética (RM). Fig. 5.47. Estágios de processamento de energia das fontes chaveadas. nicialmente o semicondutor utilizado foi o transistor bipolar que operava numa frequência máxima de 0kHz. om o advento do MOFET pôde-se ampliar esta faixa de freqüência para acima de 00kHz em conversores de baixa frequência em hard switch. om a possibilidade de soft switch (conversores ressonantes e quase-ressonantes) as chaves chaveadas passaram a operar em Mhz apresentando rendimento proximo de 90% e reduzão na emissão de ruidos. As estruturas convencionais de conversores - usadas em fontes chaveadas são: flyback, forward, half-bridge, full-bridge e push-pull. 5.4.. ONEROR TPO FYBAK O esquema de ligação do conversor é mostrado na Fig. 5.48. O conversor flyback possui a mesma estrutura e modo de operação do conversor buck-boost. Da figura 6.43 pode-se determinar a regulagem da tensão: Pin in in ( med) in p t f T Eq. 5.79 omo: in p tf T P t in f in tf in in Eq. 5.80 T T onsiderando as perdas desprezíveis: Pin Pout E P out out R Têm-se: out in t f R T Eq. 5.8 67

E portanto: out D R f in Eq. 5.8 (a) em isolamento (b) om isolamento (c) om múltiplas saídas Fig. 5.48. Esquemas de ligação do conversor Flyback 5.4.. ONEROR TPO FORWARD O esquema de ligação do conversor Forward é mostrado na Fig. 5.49. No conversor com isolamento é necessário observar que no intervalo em que o transistor fica bloqueado o transformador TR tem que ser inteiramente desmagnetizado. (a) em isolamento (b) om isolamento Fig. 5.49. Esquemas de ligação do conversor Forward O conversor Forward tem a mesma regulação de tensão do conversor Buck, ou seja: omo a tensão média no indutor é nula: ( med ) 0 68

A tensão no secundário do transformador é: out D ( med ) Assim: out t f T in Eq. 5.83 e out D in Eq. 5.84 5.4.3. ONERORE EM PONTE Para potências elevadas se opta por conversores em ponte sendo que a ponte completa (Full-Bridge) tem menores perdas e maior potência por não se utilizar de capacitores em série com a corrente de carga. (a) Half-Bridge (b) Full-Bridge Fig. 5.50. onversores em ponte Pode-se observar que um conversor em ponte se constitui de dois conversores Forward, isolados entre si. de forma a reduzir a tensão reversa em cada chave. O ganho de tensão é o mesmo do conversor forward. 5.4.4. ONEROR TPO PUH-PU Fig. 5.5. onversor Push-Pull. 69

(a) Etapas de funcionamento: (a) a Etapa de Funcionamento (b) a Etapa de Funcionamento (c) 3 a Etapa de Funcionamento (d) 4 a Etapa de Funcionamento Fig. 5.5. Etapas de funcionamento do conversor Push-Pull Para o perfeito funcionamento do inversor, os sinais de comando devem ter operação simétrica, para que não aconteça um curto-circuito. No caso da carga indutiva, a corrente se encontra defasada da tensão e após a condução de uma chave (por exemplo ), o diodo oposto D deverá conduzir imediatamente, após a anulação da corrente na carga é que a chave complementar passará a conduzir. (a) ª etapa de funcionamento upondo fechado, D passará a conduzir. Neste caso a tensão na carga será de E. (b) ª etapa de funcionamento Após a abertura de, D passará a conduzir até que cesse a corrente na carga. Após a anulação da corrente de carga a outra chave () conduzirá. (c) 3ª etapa de funcionamento upondo fechado, D passará a conduzir. Neste caso a tensão na carga será de E. (d) 4ª etapa de funcionamento Após a abertura de, D passará a conduzir até que cesse a corrente na carga. Após a anulação da corrente de carga a outra chave () conduzirá. 70

5.5. onversores Ressonantes, Quase-Ressonantes e Multi-Ressonantes Os dispositivos de chaveamento em conversores podem ser acionados para sintetizar a forma desejada da tensão e/ou corrente de saída. Entretanto, os dispositivos são ligados e desligados na corrente de carga com um alto valor de di/dt. As chaves são submetidas a um esforço de tensão elevada, e as perdas por chaveamento de um dispositivo aumentam linearmente com a freqüência de chaveamento. A perda no disparo e desligamento pode ser uma porção significativa da perda total de potencia. Também é produzida interferência eletromagnética devido a altos di/dt e dv/dt nas formas de onda do conversor. O maior problema encontrado quando se comuta em alta freqüência, está nas perdas decorrentes da comutação quando existem corrente e tensão nas chaves. O ideal então seria comutar quando não existissem tensão e corrente nas chaves (transistores e diodos). Nos conversores c diretos, quando a condução do transistor inicia, normalmente sua tensão ce é da ordem de s + e (entrada + saída) para o modo contínuo de corrente, e e se funcionando no modo descontínuo. O capacitor da junção do transistor possui assim, uma energia armazenada (neste capacitor) e que é perdida internamente quando o transistor conduz (descarregando esse capacitor). Durante a transição da saturação para o corte, o transistor passa pela região ativa, e como está conduzindo a corrente do instante final da saturação, existe uma perda de potência. Quando a freqüência de chaveamento é baixa, essa perda é desprezível e pode ser retirada do transistor por meio de snubber. De qualquer forma, essa potência estará perdida, pois o snubber apenas transfere essa potência do transistor para um resistor. Em alta freqüência, essa potência perdida durante o corte não é mais desprezível e é um dos fatores limitantes do uso de conversores em alta freqüência. As desvantagens do chaveamento podem ser eliminadas ou minimizadas se os dispositivos de chaveamento forem ligados e desligados quando a tensão sobre um dispositivo e/ou sua corrente tornarem-se zero. A corrente e a tensão são forçadas a passar através do zero pela criação de um circuito ressonante, chamado conversor de pulso ressonante. Os conversores ressonantes são obtidos dos conversores Meia - Ponte ou Ponte ompleta. Um circuito ressonante é usado de modo que a variação de freqüência permite controlar a tensão de saída. Os conversores quase ressonantes são obtidos dos conversores PWM (Buck, Boost, uk, etc.) sendo agora introduzidos com indutâncias em série com as chaves (transistor e diodo) e capacitâncias em paralelo com uma das chaves. O objetivo e causar um chaveamento de modo a minimizar as perdas de potência geradas na comutação do transistor e do diodo. maginado que o transistor entre na região de saturação quando a tensão entre dreno e source for zero (devido a ressonância entre o indutor e o capacitor introduzidos no circuito), as perdas devido ao chaveamento do transistor serão zero. Este é o princípio básico do funcionamento dos conversores quase-ressonantes com comutação com voltagem zero (Z). Os conversores multiressonates também são derivados dos conversores PWM, sendo que agora em cada chave são colocados um capacitor em paralelo e um indutor em série com as chaves, o que permite ótimas condições de chaveamento quando utilizada comutação com voltagem zero. 7

A análise dos conversores ressonantes é, sem dúvida, mais complicada do que dos conversores PWM. Enquanto os conversores PWM possuem ou três estados e as formas de onda são retangulares, os conversores ressonantes possuem no mínimo 4 estados e formas de onda senoidais. 5.6. onversores Quase Resonantes Um conversor - convencional, com chave mostrada na Fig. 5.53(a), pode ser projetado para operar com uma freqüência de 50 a 00kHz. A partir do surgimento do MOFET as freqüências de operação passaram à ordem de megahertz. Nesta freqüência as perdas nas chaves em em turn-off passam a ser causadas pelo spike de tensão devido ao di/dt nos indutores. Por outro lado as perdas em turn-on são causados principalmente pela variação da energia armazenada nas capacitâncias parasitas existentes nas chaves. Os conversores quase-ressonantes associam às chaves semicondutoras um circuito ressonante (composto por um indutor e um capacitor) de modo que as mudanças de estado das chaves ocorram sempre sem dissipação de potência, seja pela anulação da corrente (Z: zero current switch), seja pela anulação da tensão (Z: zero voltage switch). Na técnica Quase-Ressonante com chaveamento Z (Zero urrent witching), Z-QR, se utiliza de um indutor (r) em série com a chave, que possibilita um chaveamento com corrente nula e um capacitor (r), em paralelo com o diodo, que possibilita uma comutação do diodo com tensão nula (Z - Zero oltage witching). (a) Hard switch (b) Z-QR (c) Z-QR (d) Z-MR Fig. 5.53. haves ressonantes e o interruptor Z é implementado de modo a que seja possível a passagem de corrente apenas num sentido, ele é dito de meia-onda. e a corrente puder circular com ambas polaridades, tem-se o interruptor de onda completa, como se vê na Fig. 5.54. (a) onfiguração de meia onda (b) onfiguração de onda completa Fig. 5.54. nterruptores Z 7

Da mesma forma que para os interruptores Z, os Z tem as configurações de meia-onda (nas quais a tensão sobre o interruptor só pode assumir uma polaridade) e de onda completa (quando ambas polaridades são possíveis de serem suportadas pelo interruptor), como se vê na Fig. 5.55. (a) onfiguração de meia onda (b) onfiguração de onda completa Fig. 5.55. nterruptores Z A Fig. 5.56 mostra algumas das topologias básicas quando convertidas para operar com Z e Z de onde é possível notar que a única alteração é a substituição do interruptor simples pelos interruptores descritos anteriormente. (a) Buck (b) Buck Z (c) Buck Z (d) Boost (e) Boost Z (f) Boost Z Fig. 5.56. onversores Buck e Bosst nas configurações convencionais, Z e Z 73

5.6.. onversores operando com Z: Neste tipo de conversor, a corrente produzida em uma malha ressonante flui através da chave, fazendo-a entrar e sair de condução sob corrente nula. onsiderando um conversor abaixador de tensão, Fig. 5.57, a chave simples é substituída por uma outra que é associada ao capacitor r e ao indutor r. O indutor de filtro é suficientemente grande para considerar-se o constante. Fig. 5.57. onversor Buck Z. 5.6.. onversor de Meia onda: A Fig. 5.58 mostra as formas de onda para o conversor operando com um interruptor de meiaonda. Fig. 5.58. Formas de onda para conversor buck, Z, meia onda om a chave aberta, o flui pelo diodo e v e i são nulas. Em t0 a chave é ligada e it cresce linearmente. Enquanto it<o o diodo continua a conduzir. Em t, ito, o diodo desliga e se inicia a ressonância entre r e r. O excesso de it em relação a o circula por r, carregando-o. Em t' tem-se o pico de it e ve. Em t'' it se torna menor que o e ve. A corrente it continua a cair e a diferença para o é suprida pela descarga de r. Em t it vai a zero e a chave desliga naturalmente, já que não há caminho para a inversão da corrente. A partir deste momento deve ser removido o sinal de acionamento do transistor. Entre t e t3 r se descarrega a corrente constante. Quando sua tensão se anula o diodo torna a entrar em condução. o é a tensão média sobre o capacitor r (pois a tensão média sobre f é nula). omo a forma de v depende a corrente o, a regulação deste circuito (em malha aberta) não é boa. Registre-se ainda que o capacitor fica sujeito a uma tensão com o dobro da tensão de entrada, enquanto a corrente de pico pela chave é maior do que o dobro da corrente de saída. 74

Nota-se a dependência da tensão de saída com a corrente de carga (que é a que descarrega o capacitor r entre t e t3). Assim, é necessária a presença de uma carga mínima de modo que se proceda à descarga de r dentro do período de chaveamento. Para que seja possível a ocorrência de comutação não-dissipativa, é necessário que o valor de pico da senóide de corrente, E/Zo, (que se inicia em t) seja maior que o, uma vez que isto garante que a evolução de it se fará de modo a inverter sua polaridade. Uma outra possibilidade de se obter um circuito Z é mostrada na Fig. 5.59, alterando-se a posição do capacitor. Neste caso a máxima tensão sobre o capacitor fica limitada a +/-E. A Fig. 5.60 mostra as formas de onda pertinentes. Fig. 5.59. onversor Buck Z. Fig. 5.60. Formas de onda do conversor buck-z modificado. 5.6.3. onversor de onda completa: Uma alteração neste circuito e que melhora sua regulação, tornando a tensão de saída menos dependente da corrente o, consiste na inclusão de um diodo em anti-paralelo com o transístor, de modo que seja possível a inversão da corrente it, prosseguindo o comportamento ressonante por quase todo o ciclo. A descarga linear de r só ocorrerá quando se anular it, o que ocorrerá para um valor muito menor de v, em relação ao caso anterior. As equações serão as mesmas da estrutura anterior, apenas o instante t é obtido para um ângulo maior que 70 (no caso de meia-onda o ângulo é menor do que 70 ). A Fig. 5.6 mostra as formas de onda. Nota-se a redução expressiva do intervalo linear de decaimento da tensão no capacitor, o que contribui decisivamente para a redução da influência da corrente de saída sobre a tensão. 75

Fig. 5.6. Formas de onda da corrente e da tensão nos componentes do circuito ressonante. 5.6.4. onversores operando com Z: Nestes conversores o capacitor ressonante produz uma tensão nula sobre a chave, devendo ocorrer o chaveamento sob esta situação. O circuito mostrado na Fig. 5.6 é de uma topologia abaixadora de tensão. O funcionamento é de meia-onda, uma vez que o diodo não permite a inversão da tensão no capacitor. A corrente de saída pode ser considerada constante (f grande o suficiente) durante o intervalo em que ocorre a ressonância entre r e r. Fig. 5.6. onversor Buck Z. nicialmente, pela chave circula o, mantendo v0. Em to a chave é aberta sob tensão nula. A tensão v cresce linearmente (com o capacitor sendo carregado por o) até atingir a tensão de alimentação E (tt), mostrado na Fig. 5.63. Neste instante o diodo de circulação, D, fica diretamente polarizado e passa a conduzir. r e r então iniciam sua ressonância. A corrente i diminui, enquanto a corrente que circula por D vai crescendo complementarmente, a fim de perfazer o. Em t', i0 e v atinge seu pico, ve+zo.o. Em t'' ve e i-o. Em t, v0 e não se inverte por causa do diodo Dr, que entra em condução, permanecendo assim enquanto a corrente i for negativa (até t'). Entre t e t', i varia linearmente. O sinal de comando para a entrada em condução do transistor deve ser aplicado durante a condução do diodo, de modo que, apenas a corrente pelo indutor ressonante se inverta, em t, o transistor entre em condução. A corrente continua crescendo de forma linear, até atingir o, em t3, desligando o diodo de livre-circulação. 76

Fig. 5.63. Formas de onda do conversor Bick Z. O instante t é dado por: t E. r o Nota-se que quanto maior a corrente, menor a tensão de saída. sto se explica facilmente, uma vez que para correntes maiores o pico da tensão sobre r aumenta e, portanto, a tensão média sobre este capacitor, reduzindo assim a tensão de saída. Existe um limite tanto para a máxima corrente, quanto para a máxima freqüência, acima do qual a tensão média sobre o capacitor se iguala à tensão de entrada. O aumento da freqüência de chaveamento ou da corrente levaria, em princípio, a tensões negativas de saída, o que não é possível devido à existência do diodo de livre-circulação. 5.6.5. omparação entre Z e Z: Ambas técnicas operam com modulação em freqüência para ajustar a tensão de saída. Em Z, o interruptor deve conduzir uma corrente de pico maior do que o dobro da corrente da carga. Para que seja possível o desligamento da chave com corrente nula, a corrente de saída não pode exceder o valor E/Zo, ou seja, existe uma mínima resistência de carga admissível. Por outro lado, como o capacitor ressonante se descarrega com a corrente da carga, é necessária uma mínima corrente, ou seja, uma resistência máxima deve ser especificada. A operação em onda completa praticamente elimina a dependência da tensão de saída com a carga. Em Z, o interruptor deve suportar uma tensão direta que é maior do que o dobro da tensão de alimentação do circuito. O pico de tensão é dado por E+Zo.o, ou seja, quanto maior a corrente de saída, maior a tensão aplicada ao interruptor. Para que ocorra uma entrada em condução suave, existe uma corrente de saída mínima (ou seja, uma máxima resistência de carga).aso o cresça, a tensão sobre o interruptor também crescerá proporcionalmente. Por esta razão, esta técnica é adotada essencialmente para aplicações de carga constante. Em geral, Z é preferível ao Z para altas freqüências. A razão relaciona-se com as capacitâncias intrínsecas do interruptor. Quando a chave é ligada sob corrente nula, mas com uma tensão em seus terminais, a carga armazenada nas capacitâncias internas é dissipada sobre o componente. Este fenômeno se torna mais significativo em freqüências muito elevadas. Por outro 77

lado, nenhuma perda ocorre em Z. Tipicamente, conversores Z são operados até freqüências de a Mhz, enquanto os Z podem atingir 0 MHz. 5.6.6. onversores Multi-ressonantes O objetivo do conversor Multi-ressonante é utilizar todas as capacitâncias parasitas dos semicondutores e formar um loop de ressonância com um indutor, que pode ser mesclado, com indutores parasits. endo assim, as formas de onda são mais limpas de espúrios, pois praticamente todos os componentes parasitas de primeira ordem podem ser levados em consideração no projeto. A comutação Z leva vantagem em relação a Z quando se quer trabalhar com freqüências na faixa dezenas de MegaHertz. Para os conversores Quase-ressonantes faz-se a suposição que a chave não possui o capacitor ressonante, ou seja, uma chave ideal (sem capacitância parasita). sso leva a uma simplificação do circuito, mas torna o funcionamento um tanto irreal. As capacitâncias parasitas influem bastante em alta freqüência, de forma que não podem ser esquecidas. Os conversores Multi-resonantes resolvem esse problema colocando um capacitor em paralelo e um indutor em série com a chave. A técnica Multi-Ressonante permite uma comutação Z e Z na chave. Esta chave (active switch) é mostrada na Fig. 5.53(d), que é vista sendo aplicada ao conversor Buck na Fig. 5.64. Fig. 5.64. Esquema de ligação do conversor Buck Multi Ressonante co comutação Z e Z. 5.7. onversores Ressonantes Os conversores ressonantes utilizam-se de elementos passivos (indutores e capacitores) para que seja estabelecida uma frequência de ressonancia (fr). É nesta freqüência (ou aproximadamente) que os interruptores deverão operar. Quando operados em alta freqüência os indutores e capacitores ressonantes tornan-se tão pequenos que se confundem-se com as indutâncias e capacitâncias intrísicos do circuito. Nesta freqüência de operação a comutação torna-se suave (soft-switched) e são reduzidas as perdas nos interruptores. Neste modo de operação os conversores tornam-se mais leves e menores sendo utilizados em equipamento embarcados (automóveis, satélites, aeronaves, etc). A operação dos conversores em baixa freqüência possibilita a comutação forçada dos tiristores onde se obtém conversores de alta potência com perdas reduzidas. Estes conversores são mais utilizados em equipamentos de conversão de geração e transmissão de sistemas de potência. 78