Introdução: O presente relatório destina-se ao projecto e dimensionamento dos componentes eléctricos e térmicos de um controlador de motor CC. A topologia utilizada visa controlar a velocidade e o sentido de rotação do mesmo. Devido às especificações, foi escolhido a ponte de quatro quadrantes, controlada por um PWM bipolar que possibilita uma variação na saída de praticamente -100% a + 100% da tensão de entrada. Para o projecto, foram utilizados as notas bibliográficas e material da Internet. Para a validação, foi utilizado o Simulador PSIM da Powersim Softwares acrescido de modelos SPICE dos componentes utilizados. As chaves electrónicas utilizadas são naturalmente CMOS, que possuem baixa resistência em condução e frequência de trabalho muito elevadas. Dimensionamento eléctrico: As chaves estarão submetidas a uma tensão de 4V quando abertas. Cor um factor de segurança igual a as chaves devem suportar acima de 48V. A corrente nominal que a chave irá comutar é a corrente nominal do motor, ou seja, 5,77A. Com um factor de segurança de 5, a corrente limite da chave pretendida passa a ser 8,85A. A escolha das chaves recaiu sobre chaves MOSFET, pois são indicadas para aplicações de comutação rápida, onde a condução linear do componente é indesejável. Procurando num catálogo de um grande fabricante, encontramos a melhor opção custo/ benefício, no caso o IRFZ44N. Este possui encapsulamento padrão (TO0), atende todos os requisitos e ainda possui uma baixa resistência dreno-fonte, em comparação com componentes sobredimensionados. De todos os que atendiam os parâmetros, este foi o mais barato também. (Não foram consultados outros fabricantes.) VDSS = 55V RDS(on) = 17.5mΩ ID = 49A A frequência de operação dos MOSFETs é função da carga a ser alimentada. Como a mesma possui um carácter indutivo, vamos operar a abertura e fecho dos MOSFET em períodos menores que a constante de tempo da carga, conseguindo com isso uma
corrente com baixo ripple. Note que o circuito não possui condensadores e o ripple em tensão será de -100% a 100% da tensa da entrada. Dados da carga: Resistencia: 0,317 Indutancia: 0,083mH Constante de tempo: tau = L / R = 0,083mH / 0,317 = 59,6 us O que corresponde a aproximadamente 4kHz Operando uma década acima podemos ajustar o oscilador nos 40kHz ou 50kHz. Ver no anexo1 os cálculos de algumas características do motor. O driver escolhido foi IR010 e o PWM foi o TL594. Dimensionamento térmico: Os componentes críticos do conversor são claramente os MOSFET, por onde circula o fluxo de potência que vai ser entregue à carga. Estes MOSFETs têm uma temperatura de junção limitada e sua eficiência também é função desta. Logo vê-se a
necessidade de um dimensionamento da dissipação de potência de perdas das mesmas. Esta potência por sua vez vai depender de duas parcelas, uma referente à potência perdida por condução e outra relativa às perdas por comutação. Sendo if a corrente nominal da fonte: Pcondução = R if = 0, 0175 5, 77 = 58, 6mW Sendo tr, tf, ton, toff as temporizações relativas ao CMOS e representadas ao lado, então as perdas por comutação podem ser calculadas da seguinte maneira: P ( tr+ ton+ tf + toff ) if Vcc f comutação = Usando uma frequência de trabalho de 50kHz de comutação e com os tempos fornecidos no manual do componente, então: 1 10 + 60 10 + 44 10 + 45 10 3 ( ) 5, 77 4 50 10 = 557, mw Pcomutação= 4 Sendo assim potencia entregue ao dissipador será: P dissipador = Pcondução + Pcomutação Mas lembrando que somente dois MOSFET conduzem ao mesmo tempo, a perda de condução deve ser multiplicada por dois e não por quatro. Já as perdas de comutação,devem ser quadruplicadas já que todos os MOSFET comutam ao mesmo tempo. Perdas totais = * Pconducão + 4* Pcomutacão = 3,39W (para todos os MOSFETs) A transferência de energia da junção ao meio ambiente é restringida pelas resistências térmicas da junção, da cápsula e do dissipador, e, pode ser representado como o seguinte equivalente eléctrico. Onde vale a seguinte relação: Tj-Ta=Rja*P Definindo agora uma temperatura ambiente de 40º C e uma temperatura de trabalho da junção de 100ºC, o que possibilita um funcionamento seguro, temos: Rja_max = (Tj-Ta)/P = (100 40)/3,39 = 17,67 ºC / W
Observando o catalogo do MOSFET podemos retirar as seguintes resistências térmicas: Rth_jc (juncao - capsula) = 1,5 ºC / W Para o encapsulamento TO0 com isolamento de mica e pasta térmica, a resistência térmica é aproximadamente: Rth_cs (cápsula - dissipador) =,5 ºC / W Sendo assim, a resistência térmica da junção para o ar é: Rth_eq = (Rth_jc + Rth_cs + Rth_sa) // Rth_ja = 17,6 Logo: Rth_sa = 0,61 º C/W Ou seja, temos uma boa folga. Escolhendo o seguinte dissipador em um manual. Como podemos ver, temos folga e podemos colocar os quatro MOSFETs no mesmo dissipador, já que a resistência térmica de contacto já foi calculada para isoladores de mica(isolamento).
Resultados obtidos: Sem soft start e motor sem carga. Sem soft start e motor com carga.
Com soft start e sem carga. Com soft start e com carga.
CONCLUSAO: No fim deste trabalho experimental, podemos afirmar que os nossos objectivos foram alcançados, uma vez que compreendemos o princípio de funcionamento de um conversor CC/CC de quatro quadrantes, neste caso utilizado para controlar um motor de corrente contínua. Este tipo de conversor, quando comparado com o do trabalho nº1, permite uma dinâmica muito superior. Um dos problemas encontrados, foi uma grande corrente de arranque do motor. No caso de este modelo ter sido realmente montado, era necessário usar algumas técnicas de redução de corrente de arranque.