Projeto de Conversor FlyBack

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1 Projeto de Conversor FlyBack PCE - Projeto de Conversores Estáticos Angelo Fillipi de Paiva Súlivan Medeiros Teoria - Prof. Yales Rômulo de Nov aes Prática - Prof. uis Mariano Nodari 2012 / 02 Características do Conversor: Vin = 48V - 36V ~ 56V Pot = 50W Vout = + 15V [20W] - 15V [20W] + 5V [10W] Flyback Vo = 1% Fs = 50Khz η = 85% Análise Qualitativa 1 - Análise Qualitativa Etapas de Operação de um Conversor Flyback D 1 primario N p :N s1 secundario C o1 Ro1 V in S e :N s2 D 2 terciário C o2 R o2 :N s3 terciário D 3 C o3 R o3 Conversor Flyback O conversor flyback possui as mesmas características de um conversor buck-boost. Apresenta topologias e análises semelhantes, como uma chave em série com a fonte de entrada, um elemento magnético em paralelo seguido de um diodo em série com a carga, com um capacitor em paralelo a ela, sendo estes também em em paralelo com o elemento magnético. Os dois conversores diferem-se no elemento magnético onde o buck-boost é formado por um indutor enquanto o flyback é formado por indutores acoplados magnéticamente, assim o conversor é dito isolado, ou seja a saida do conversor é isolada elétricamente da entrada, ampliando assim as aplicaçoes do conversor. A partir desta característica é possível utilizar o acoplamento magnético para se obter mais de uma saida com níveis de tensão iguais ou diferentes conforme a aplicação. No conversor Flyback usualmente trabalha-se em condução descontínua. Isso não quer dizer que a corrente na carga chega a zero. A condução descontínua é então dita porque deve-se garantir que o indutor de entrada não sature danificando o seu funcionamento, desta maneira garante-se a desmagntizaçao do elemento magnético, logo, o conversor opera em 3 etapas.

2 1ª Etapa D 1 V in S 1 primario N p :N s1 secundario C o1 Ro1 :N s2 D 2 terciário C o2 R o2 :N s3 terciário D 3 C o3 R o3 1ª Etapa de Operação Na primeira etapa a chave S e está fechada, isso faz com que a tensão de entrada seja aplicada diretamente ao indutor p. Assim a corrente no indutor cresce com uma derivada contínua: i p = t V e p A análise é realizada considerando-se que o capacitor ja está em regime fazendo com que a energia seja fornecida à carga, com corrente continua. A corrente máxima que passa pela chave é dada pela corrente máxima no indutor p. Graças ao acoplamento dos indutores, a tensão no indutor p é induzida no indutor s, como a tensão de saída V o é maior que a tensão no indutor s então a tensão direta no diodo é menor que zero, logo o diodo permanece bloqueado. 2ª Etapa D 1 V in S 1 primario N p :N s1 secundario C o1 Ro1 :N s2 D 2 terciário C o2 R o2 :N s3 terciário D 3 C o3 R o3 2ª Etapa de Operação A segunda etapa é caracterizada pela abertura da chave, assim, o indutor p, o qual acumulou energia na primeira etapa, precisa de um meio para liberar essa energia. Como a corrente em um indutor não pode variar bruscamente, a energia armazenada induz uma tenão no indutor s suficientemente maior que V o fazendo com que a tensão direta no diodo seja maior que zero liberando a passagem de corrente. A energia no indutor s será fornecida a carga até que o elemento magnético seja totalmente desmagnetizado, e por consequencia corrente em s igual a zero. A corrente de desmagnetizaçao é dada por uma derivada negativa constante é

3 dada por: i s t V = o s A derivada de corrente negativa induz uma tensão negativa no indutor p assim a tensão na chave na segunda etapa é dada por: V = V + V s e i 0 np ns A corrente máxima que passa pelo diodo tanto na primeira etapa quanto na segunda etapa é dada pela corrente máxima na chave, porém proporcionalmente a relação de espiras do acoplamento. Assim: 3ª Etapa np I = d max I pmax. ns D 1 primario V in S 1 N p :N s1 secundario C o1 Ro1 :N s2 D 2 terciário C o2 R o2 :N s3 terciário D 3 C o3 R o3 3ª Etapa de Operação A terceira etapa e mais simples inicia-se quando a corrente no indutor s chega a zero. Nesta etapa, a unica corrente no circuito de potencia é a da carga. A tensão na chave S é a própria tensão de entrada e a tensão no diodo é negativa com anplitude igual a tensão da carga. Principais Formas de Ondas Ip I Sx D V in primario N p :N sx secundario ICox C ox VOx R ox IRox S e Conversor Flyback

4 Cmd C ª Etapa 2ª Et. 3ª Et. I p_pico.n p /N sx V ox D.T t d T (t) I ox D.T t d T (t) p S 1 I p_pico V in I p_pico V in +V sx.n p /N sx V in V in.n /N p sx (t) (t) s D x I p_pico.n p /N sx I p_pico.n p /N sx V ox V in.n p /N sx (t) -V ox -V ox -V in.n p /N sx (t) Tensão Corrente Análise Qualitativa Análise Quantitativa 2 - Análise Quantitativa - Parâmetros de Projeto do Circuito: D max := 0.4 V in_min := 36V P out := 50W 1 f s := 50KHz V in_max := 56V T s := f s Vo:= 1% η:= 85% T s = s OUTPUT_1 OUTPUT_2 OUTPUT_3 EM MODUO V o1 := 5V V o2 := 15V V o3 := 15V P o1 := 10W P o2 := 20W P o3 := 20W P o1 P o2 P o3 I o1 := I V o2 := I o1 V o3 := o2 V o3 I o1 = 2A I o2 = 1.333A I o3 = 1.333A

5 V o1 V o2 V o3 R o1 := R I o2 := R o1 I o3 := o2 I o3 R o1 = 2.5Ω R o2 = 11.25Ω R o3 = 11.25Ω -Cálculo dos Esforços de Corrente nos Semicondutores: Interruptor Primário - Correntes de pico, eficaz e média Como a corrente no interruptor S1 é a mesma de Ip então: P out I s1_peak := 2 V in_min D max η I s1_peak = 8.17A D max I s1_rms := I s1_peak 3 I s1_rms = 2.983A I s1_avg := P out V in_min η = A Corrente de Pico, eficaz e média nos diodos dos Secundários I d1_peak := 2 I o1 1 D max 1 D max I d1_avg := I o1 I d1_rms := I d1_peak 3 I d1_peak = 6.667A I d1_avg = 2A I d1_rms = 2.981A 2 I o2 I d2_peak := I 1 D d2_avg := I o2 max 1 D max I d2_rms := I d2_peak 3 I d2_avg = 1.333A I d2_peak = 4.444A I d2_rms = 1.988A 2 I o3 1 D max I d3_peak := I 1 D d3_avg := I o3 I d3_rms := I d3_peak max 3 I d3_peak = 4.444A I d3_avg = 1.333A I d3_rms = 1.988A -Tensão de pico nos diodos e interruptor: A tensão de pico nos diodos e no interruptor precisa das relações de espiras. Pra deixar organizado, os valores delas estão mostrados neste ponto, e os cálculos estão mostrados abaixo, no cálculo do Transformador.

6 N primario := 16 N secundario := 4 N terciario := 11 Tensão de pico nos diodos: N secundario V d1_peak := V o1 + V in_max N primario V d1_peak = 19V Como a relação de espiras é diferente da calculada (aproximação para o valor inteiro mais proximo), foi utilizada a relação de espiras que resulta em maior tensão no primário. N terciario V d2_peak := V o2 + V in_max N primario V d2_peak = 53.5V -Tensão de pico no interruptor: 1 V s1_peak := V in_max 1 D max V s1_peak = V Análise Quantitativa Cálculo de Capacitâncias -Cálculo dos Capacitores: I o1 D max C o1 := f s Vo V o1 μ := 10 6 C o1 = 320 μf I o2 D max C o2 := f s Vo V o2 C o2 = μf I o3 D max C o3 := f s Vo V o3 C o3 = μf Cálculo de Capacitâncias

7 Projeto do Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20 Cálculo do Indutor Acoplado: Para diminuir as perdas, ao invés de um núcleo EE30/15/14 será utilizado um núcleo EE42/21/20. As outras variáveis serão mantidas. Parâmetros Núcleo E42/21/20: A e := 2.40cm 2 A w := 1.57cm 2 AeAw := A e A w AeAw = 3.768cm 4 Parâmetros de projeto do transformador: K p := 0.5 J cond := 150 A μ o := cm 2 4 π 10 7 K w := 0.4 V D := 0.7V T m A 1) Cálculo do Fluxo Magnético. B:= 4 D max 3 P out AeAw f s J cond K p K w η B = 0.076T 2) Cálculo do Entreferro: 2 P out μ o δ gap := ηf s B 2 A e δ gap = 2.133mm δ gap l gap := 2 l gap = 1.066mm 3) Número de espiras no primário: B δ gap 10 7 N p_calculado := 4 π I s1_peak espiras:= mkg A 2 s 2

8 N p_calculado = espiras N p := 16 ( ) ( ) N p 1 D max V o1 + V D N sec1_calculado := V in_min D max N sec1_calculado 3.8 A2 s 2 = espiras mkg N sec1 := 4 ( ) ( ) N p 1 D max V o2 + V D N sec2_calculado := V in_min D max N sec2_calculado A2 s 2 = espiras mkg N sec2 := 11 ( ) ( ) N p 1 D max V o3 + V D N sec3_calculado := V in_min D max N sec3_calculado A2 s 2 = espiras mkg N sec3 := N sec2 4) Área de Condutor Necessária: I s1_rms S cu_primario := J cond S cu_primario = 0.02cm 2 I d1_rms S cu_secundario := J cond S cu_secundario = 0.02cm 2 I d2_rms S cu_terciario := J cond S cu_terciario = m 2

9 5) Diametro máximo do fio: cm 15 s δ max := f s δ max = 0.067cm 6) Cálculo das Indutâncias magnetizantes: D max T s primario := V in_min I s1_peak primario = μh N sec1 secundario := primario N p secundario = μh N sec2 terciario := primario N p terciario = μh 2 2 7) Escolha do Fio: Segundo os cálculos acima, foi escolhido o seguinte fio: AWG21 S cu_awg21 := cm 2 S cu_awg21_isolado := cm 2 S cu_primario S cu_secundario n p_calculado := = n S sec1_calculado := = cu_awg21 S cu_awg21 Espiras em paralelo: S cu_terciario n sec2_calculado := = S cu_awg21 n primario := 3 n secundario := 3 n terciario := 2 8) Capacidade de Execução: onde: Como a equaçao que segue é muito grande, ela foi composta em três partes,

10 K u1 := S cu_awg21_isolado N p n primario K u2 := S cu_awg21_isolado N sec1 n secundario K u3 := 2 S cu_awg21_isolado N sec2 n terciario ( ) K u1 + K u2 + K u3 K u := A w K u = Como Ku >.3, é possivel construir o indutor. Projeto do Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20 Perdas no Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20 Cálculo de perdas no Indutor Acoplado A J cond = 150 cm 2 α cobre := S K cu_awg21 = cm 2 ρ cobre_20 := Ωm V nucleo := 23.3cm 3 T e := 80K Te é a temperatura máxima no ponto central do indutor. Aqui foi considerado a unidade em Kelvin só para facilitar o cálculo, porém o valor é em Celsius. -Perdas CC: Comprimento médio de uma espira, retirado do datasheet do fabricante. MT 4221 := 10.5cm Correção da resistividade em relação à temperatura: ρ cobre := ρ cobre_ α cobre T e 20K ρ cobre = Ωcm ( ) N p MT 4221 Rcc p := ρ cobre Rcc n primario S p = 0.029Ω cu_awg21 N sec1 MT 4221 Rcc sec1 := ρ cobre n secundario S cu_awg21 Rcc sec1 = Ω N sec2 MT 4221 Rcc sec2 := ρ cobre Rcc n terciario S sec2 = 0.03Ω cu_awg21

11 2 P cobre_p := Rcc p I s1_rms 2 P cobre_sec1 := Rcc sec1 I d1_rms 2 P cobre_sec2 := Rcc sec2 I d2_rms P cobre := P cobre_p + P cobre_sec1 + 2 P cobre_sec2 P cobre = 0.556W -Perdas no Núcleo: Analisnado o gráfico a seguir: Do gráfico tem-se que: P cm W := cm 3 P nucleo := P cm3 V nucleo P nucleo = 0.396W

12 As perdas totais no indutor. serão as perdas cc mais as perdas no núcleo: P total_indutor := P cobre + P nucleo P total_indutor = 0.952W Perdas no Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20 Perdas nos Semicondutores+Snubber Perdas nos semicondutores e Snubber -Perdas de condução da chave 6R045: R ds := 0.1Ω P s1_c := R ds ( I s1_rms) 2 P s1_c = 0.89W -Perdas de condução no diodo 1 para o diodo U1560: V to_d1 := 0.75V R to_d1 := 0Ω P d1_c := V to_d1 I d1_avg + R to_d1 ( I d1_rms) 2 P d1_c = 1.5W -Perdas de condução nos diodos 2 e 3 para o diodo U1560: V to_d2 := 0.75V R to_d2 := 0Ω P d2_c := V to_d2 I d2_avg + R to_d2 ( I d2_rms) 2 P d2_c = 1W P d3_c := P d2_c -Perdas totais de condução nos semicondutores: P t_c := P s1_c + P d1_c + P d2_c + P d3_c P t_c = 4.39W

13 Projeto Snubber: A utilização de snubber mostrou-se, através de simulação, necessária apenas na chave. Opotou-se por utilizar o snubber com topologia RCD: K C_rise := 1 t f := s vc:= 50V K C_rise t f C:= I s1_peak vc C = F C _smart := F ( ) 2 1 C _smart vc V.s1_peak P snubber := 2 P snubber = 7.68W f s vc V.s1_peak := 160V V s1_peak = V 0.1 R s := Cf s = Ω Perdas nos Semicondutores+Snubber Rendimento Teórico Cálculo do Rendimento Teórico a partir das perdas calculadas. -Sendo a dispersão de 2% então: d % := 2% 2 1 primario I s1_peak f s d % P dispersão := 2 P totais := P t_c + P dispersão + P total_indutor P totais = 6.518W η_teórico:= η_teórico = 0.87 ( P out P totais ) P out Rendimento Teórico

14 Cálculo do Dissipador Cálculo do Dissipador. Para a chave 6R045: R ja_s1 := 62 K W Ts1 := R ja_s1 P s1_c = K Para o diodo 1 (U1560): R jc_d := 1.5 K W Td1 := R jc_d P d1_c = 2.25 K Para os diodos 2 e 3 o cálculo é o mesmo (U1560): Td2 := R jc_d P d2_c = 1.5K Como a variaçao de temperatura ficou dentro dos limites não será necessário o uso de Dissipador: Cálculo do Dissipador Parâmetros de controle Parametros de Controle Para calculo do controle, foi utilizado ferramenta Matab. Primeiramente, com o auxilio do material do Ivo Barbi (Projeto de Fontes Chaveadas, pag 241) foi calculado a função de transferência do conversor. Abaixo a função de transferência com os parâmetros do conversor obtida no Matab: s Gs = s Com a ferramenta RTOO do Matlab foi projetado o compensador. Para tal, considerou-se a função Gs e uma função de realimentação Hs = O secundário no qual será feito o controle é o de 5V. Abaixo o sistema não compensado:

15 O projeto do compensador foi realizado alocando polos e zeros no diagrama de bode conforme necessidade. Foi alocado um polo próximo do zero da função Gs e um zero próximo ao pólo da mesma função. Foi alocado mais um pólo na origem para dar o ganho de -20dB/dec.. Abaixo o diagrama de bode do sistema já compensado e a função de transferência do compensador:

16 A frequência de corte do sistema ficou em aproximadamente 5kHz, conforme especificado. O sistema apresentou uma queda de 20dB e fase de -90, mostrando ser muito estável. Abaixo a função de transferência do compensador: (s+1033) Cs = s (s+6363) O circuito discreto utilizado na simulação para fazer o compensador foi retirado da dissertação de mestrado do prof. Batschauer. O circuito possui a função de transferência necessária para o compensador. Como na montagem do Flyback será utilizado um CI SG3525, foram tomados os devidos cuidados para que a simulação ficasse similar ao funcionamento do compensador do CI (por exemplo a dente de serra vai de 0.7 a 3.7V, e o sinal de

17 saturação do compensador foi estipulado 4V. O controle será feito na parte isolada, e através de um optoacoplador 4N25 o sinal de gate será transmitido. No secundário do optoacoplador está demonstrado o circuito de driver utilizado.abaixo a simulação em Psipe do circuito compensado. Abaixo as figuras da simulação na saída controlada. Aos 40ms ocorre um degrau de carga nominal para meia-carga. Abaixo está a saída para uma entrada de 36V.

18 A seguir a saída para uma tensão de entrada de 56V: O controle agiu conforme o esperado, e a resposta foi satisfatória. Abaixo outras formas de onda obtidas da simulação: A figura acima mostra a tensão e corrente no interruptor Q1 para a condição de tensão de entrada de 56V. A figura abaixo mostra o comportamento da saída simétrica de 15V.

19 Parâmetros de controle Projeto Físico do Flyback Projeto Físico do FlyBack -Circuito de Controle: O protótipo foi projetado com o auxílio da ferramenta Altium Protel. A placa de controle terá uma parte isolada e não isolada. Na parte isolada terão duas entradas, que são a alimentação externa isolada e o sinal de Feedback. A parte não isolada terá 1 entrada para alimentação do circuito de controle não-isolado, além de uma saída, que será o sinal de gate. O CI de controle utilizado é o SG3525, e o optoacoplador utilizado foi o 4N25. O circuito de comando foi projetado de acordo com o datasheet do CI controlador. Há partida suave, ajuste fino da tensão de referência e pino de shut-down. Abaixo o esquemático do circutio de controle, seguido do PCB.

20 -Placa de Potência: A placa de potência foi feita da seguinte forma: para a conexão da fonte de entrada Vin e o primário do transformador foram utilizados bornes M6 niquelados. Nos secundários do indutor acoplado e nas saídas para as cargas foram utilizados conectores PCMC3-3. No secundário de 5V há mais uma saída, que é a realimentação. Apesar de nos cálculos teóricos não haver necessidade de snubbers nos diodos do secundário, eles foram considerados no layout da placa, apenas por precaução. A seguir o esquemático e o PCB:

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22 Fotos do Protótipo Montado:

23 Projeto Físico do Flyback

24 Resultados Experimentais Segue abaixo os resultados obtidos com o protótipo. A figura abaixo mostra a tensão e corrente no transistor Q1, além da tensão no secundário de 5V, para uma tensão Vin = 36V A figura abaixo mostra a tensão e corrente em Q1, além da tensão no secundário de 5V, para uma tensão Vin = 56V. A figura abaixo mostra a tensão e corrente no enrolamento secundário de +15V, além da saída respectiva.

25 Aproximando as formas de onda de corrente e tensão em Q1 e tensão e corrente no enrolamento primário do indutor, respectivamente. Para ambos os casos Vin = 56V:

26 Na figuar abaixo está mostrado a corrente no primário e tensão na saída de todos os secundários:

27 Resultados Experimentais - Respostas Transitórias Step de carga - 10% para 50%: Step de carga - 50% para 100%:

28 Step de carga de 100% para 10%. Pelo fato do contato para mudança de carga ser mecânico, por aproximadamente 4ms a carga na saída de 5V foi a zero.

29 Conclusão e Agradecimentos: O projeto do conversor foi um importante passo na aprendizagem da matéria de projeto de conversores estáticos. Todas as etapas do projeto, como snubber, cálculo do indutor e circuito de controle foram realizadas teorica e praticamente, e o conversor operou conforme esperado. Para uma melhoria no conversor, é necessário uma mudança no circuito de driver, que não funcionou da melhor maneira possível durante os testes. Gostariamos de agradecer o prof. Yales e Nodari pelo auxílio tanto em classe como em extra classe. Gostariamos também de agradecer o auxilio dos mestrandos ucas Cúnico, Gustado ambert e Marcos Reinert pelo auxílio no projeto do circuito de comando. Ao mestrando Tiago emes pelo auxílio no projeto das placas de potência e controle, e ao graduandos José Diesel pela disponibilidade de confeccionar as placas de circuito impresso.