Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 38 AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA 4W - BANDA L Antonio Sandro Verri Luciana Chaves Barbosa Hong Keun Lee Laboratório de Microeletrônica Escola Politécnica-Universidade de São Paulo Av. Prof. Luciano Gualberto, tr. 3, n o 158 CEP 05508-900 São Paulo, SP Tel: (011) 818-5255 Fax:(011) 818-5585 e-mail: asverri@lme.usp.br luciana@lme.usp.br Abstract This paper presents the design, construction and experimental results of a class A GaAs MESFET power amplifier for the 1.7-2.1 GHz frequency range, designed for highpower and high-linearity operation. Gain amplification is performed by a two-stage MMIC module, followed by a two-stage MIC power amplifier. The amplifier presents a linear gain of 43 db and delivers more than 36 dbm at 1 db gain compression, with 49 dbm of third order intercept point. This amplifier was developed at University of São Paulo under R&D Center of Telebrás (Brazilian Telecom) coordination, the research results being property of Telebrás (contracts Telebrás-USP JDPqD 516/93 and JDPqD 586/94). Resumo Este artigo apresenta o projeto, realização e resultados experimentais de um amplificador de potência a estado sólido operando em classe A na faixa de 1,7 a 2,1 GHz. O amplificador é composto por um módulo de ganho monolítico em GaAs e um módulo de potência híbrido, ambos com 2 estágios a MESFET. O amplificador de 2 GHz opera com um ganho linear de 43 db, potência de saída @ 1 db de compressão do ganho acima de 36 dbm e ponto de intersecção de 3 a ordem de 49 dbm. Os circuitos foram desenvolvidos na Universidade de São Paulo, sob a coordenação do CPqD-Telebrás, sendo os resultados da pesquisa pertencentes à Telebrás (contratos Telebrás-USP JDPqD 516/93 e JDPqD 586/94). 1. Introdução O objetivo deste trabalho foi o desenvolvimento de um amplificador de potência que tivesse aplicação imediata em um sistema que operasse na faixa de 1,885 a 2,025 GHz. O amplificador é composto por 4 estágios a transistores de efeito de campo do tipo MESFET em GaAs associados em cascata e operando em classe A [1,2]. Os dois estágios de entrada correspondem a um amplificador monolítico de média potência em GaAs que foi projetado na USP, processado na foundry americana TriQuint em sistema do tipo multi-usuário e caracterizado em conjunto USP-CPqD.
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 39 A realização de um circuito monolítico processado em uma foundry no exterior nos motivou a projetar um amplificador em banda larga que operasse na faixa de 1 a 4 GHz, podendo assim ser utilizado também em outros sistemas. Os estágios de saída foram projetados utilizando-se transistores de potência encapsulados e construídos em tecnologia de circuitos híbridos. A seguir, descreve-se os projetos e realizações dos módulos de ganho e potência do amplificador, resultados experimentais e conclusões. 2. Projeto e Realização do Amplificador de Potência O amplificador de potência é composto pelos módulos de ganho e potência ilustrados no diagrama de blocos da figura 1. FLL171 FLL55 Entrada Saída Módulo de Ganho MMIC Módulo de Potência Figura 1: Diagrama de Blocos do Amplificador 2 GHz/4W O alinhamento do amplificador foi realizado visando atender as especificações de linearidade, ganho total e potência de saída. Entre os módulos foi utilizado um isolador do tipo drop-in da Trak afim de se obter uma melhor interação. O amplificador completo foi construído sobre um radiador aletado, onde paredes metálicas montadas sobre este radiador definiram os compartimentos para alojar os circuitos de microondas e de polarização. A seguir será descrito separadamente os projetos dos módulos de ganho (MMIC) e de potência. 2.1. Módulo de Ganho Monolítico - MMIC O amplificador de média potência monolítico foi construído em substrato de GaAs com espessura de 100 µm na foundry americana TriQuint utilizando-se uma tecnologia para transistores com um comprimento de porta de 0,5 µm [3]. Além disso, foi utilizada tecnologia de via-hole a fim de minimizar as indutâncias parasitas de fonte e a área de construção do circuito. Para obtermos uma potência de 26 dbm na saída com um ganho de 16 db foram necessários a utilização de 2 estágios de transistores associados em cascata, sendo o primeiro estágio com largura de porta de 6 x 100 µm e o segundo estágio com 12 x 100 µm. A largura de porta de 1200 µm do segundo estágio foi o ponto crítico deste projeto, já que a foundry só garantia o modelo TOM (TriQuint Own Model) para os seus transistores com uma potência de saída de até 23 dbm (6 x 100 µm de largura de porta) [4]. A topologia utilizada no projeto do MMIC é mostrada na figura 2. Foi realizado casamento resistivo [5] nas portas dos transistores e otimização da carga R L para máxima potência de saída [6] a fim de garantir largura de banda e potência de saída especificados.
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 40 6x100µm 12x100µm Entrada R1 R2 R L Figura 2: Topologia do amplificador monolítico Para a simulação do circuito e otimização dos valores de R 1, R 2 e R L foi empregada análise não-linear através do programa Libra da HP-EEsof [7]. Na realização do layout, mostrado na figura 3a, foram utilizados capacitores e indutores da biblioteca da TriQuint. As linhas de transmissão com comprimentos acima de 30 µm foram construídas com air-bridge a fim de se minimizar as indutâncias parasitas com o plano terra. A limitação do espaço disponível para a construção do circuito não permitiu a inclusão dos indutores e capacitores de polarização do dreno e o capacitor de bloqueio RF na entrada do amplificador. Estes elementos foram incluídos no circuito construído sobre um substrato de alumina que foi utilizado para a caracterização do MMIC como mostra a figura 3b. MMIC Figura 3: a) Layout final do MMIC; b) Montagem para caracterização do MMIC
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 41 2.2. Módulo de Potência O módulo de potência é composto por dois MESFETs encapsulados da Fujitsu [8] que foram escolhidos visando atender principalmente as características de potência de saída e intermodulação de produtos de terceira ordem. A rede de casamento do segundo estágio (FLL55MK) foi dimensionada para se obter máxima potência de saída através do método descrito por Cripps [9], bastante utilizado quando utiliza-se a tecnologia de circuitos híbridos e não se tem disponível o modelo de grandes sinais do transistor. No caso de amplificadores classe A, a reatância do modelo de pequenos sinais do transistor (figura 4b) deve ser anulada pela reatância da carga e a ótima resistência de carga (R opt ) é calculada a partir da reta de carga do transistor como mostram a figura 4a e a equação 1. Vds Ropt = (1) Idss Ids Idss reta de carga g m r ds C ds rede de casamento de saída R L Vds Vds R opt Figura 4: a) Curva I-V do transistor; b) Casamento para máxima potência de saída Com isso, utilizando-se apenas análise linear, consegue-se obter um casamento para máxima potência na carga, geralmente com poucos ajustes durante as etapas de caracterização. Para a saída do primeiro estágio (FLL171ME) e as entradas de ambos os estágios foram utilizadas redes de casamento sugeridas pelo fabricante. Todos os circuitos de casamento foram simulados e otimizados através de análise linear com o auxílio do programa Libra da HP-EEsof. Finalmente, o módulo de potência foi construído em substrato flexível com ε r =10 e os filtros de polarização foram elaborados com componentes discretos, uma vez que para essa freqüência as linhas de λ/4 têm comprimento elevado. 3. Resultados Serão apresentados os resultados experimentais do amplificador monolítico e do amplificador 2 GHz/4W completo que foram caracterizados de 0 a 50 0 C.
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 42 3.1. Amplificador Monolítico de Média Potência-MMIC Para os resultados de simulação e caracterização do MMIC aqui apresentados são consideradas as linhas de acesso RF e DC mostradas na figura 3b. As tensões e correntes de polarização são apresentadas na tabela 1. Tabela1: Polarização dos transistores do amplificador monolítico 1 o estágio 2 o estágio Vds (V) Ids (ma) Vds (V) Ids (ma) 7,0 62,5 7,0 127,0 A figura 5 compara as curvas de ganho simulado e medido. O amplificador monolítico apresenta um ganho medido de 16 db ± 1 db na faixa de 1 a 4 GHz. Esta faixa foi limitada pelos indutores de polarização dos drenos, podendo ser estendida para uma banda de 0,5 a 4,5 GHz com utilização de indutores que atendam a toda esta faixa. Figura 5: Ganho versus Freqüência 0 0 Perda de Retorno Entrada(dB) -5-5 -10-10 -15-15 -20-20 -25-25 -30-30 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 Freqüência(GHz) Perda de Retorno Saída (db) Figura 6: Retorno de Entrada e Saída versus Freqüência Na figura 6, podemos verificar que a perda de retorno de entrada é maior que 16 db na faixa de 1 a 4 GHz, no entanto, a otimização da impedância de saída para máxima potência resultou em uma perda de retorno de saída entre 6 e 9 db. Na tabela 2 são apresentadas potência de saída e eficiência de potência adicionada no ponto de compressão de ganho de 1 db. Tabela 2: Potência de saída e Eficiência de potência adicionado @ 1dB de compressão. Freqüência (GHz) P 1dB (dbm) η add (%) 1,0 25,6 24,1 2,0 26,1 26,9 3,0 26,0 26,0 4,0 25,5 23,5
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 43 A tabela 3 mostra o ponto de intersecção de produtos de 3 a ordem maior que 34 dbm e a figura de ruído abaixo de 8 db em toda faixa de operação. Tabela 3: Ponto de Intersecção de 3 a Ordem e Figura de Ruído. Freqüência (GHz) IM3 (dbm) NF (db) 1,0 36,5 7,6 2,0 36,0 7,5 3,0 35,0 6,9 4,0 34,0 6,3 3.2. Amplificador de Potência 2GHz/4W O amplificador de potência 2 GHz/4W foi caracterizado de 0 a 50 0 C, sendo que a figura 7 mostra a variação do ganho com a temperatura. 46 45 Ganho de Potência (db) 44 43 42 41 40 39 T=25 o C T=0 o C T=50 o C 1,7 1,8 1,9 2,0 2,1 Freqüência (GHz) Figura 7: Variação do Ganho com a Temperatura versus Freqüência A variação total do ganho foi menor que 2,5 dbpp em toda a faixa, esta variação poderá ser reduzida com a utilização de um circuito de estabilização térmica do ganho. A figura 8 mostra as perdas de retorno de entrada e saída do AP-2 GHz/4W na temperatura ambiente de 25 o C, novamente nota-se uma perda de retorno de saída ruim, conseqüência do casamento para máxima potência na carga, realizado no último estágio (FLL55MK) do amplificador.
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 44 0 0 Perda de Retorno Entrada (db) -5-10 -15-20 -25-30 -30 1,6 1,7 1,8 1,9 2,0 2,1 2,2 2,3 Freqüência (GHz) -5-10 -15-20 -25 Perda de Retorno Saída (db) Figura 8: Perda de Retorno de Entrada e Saída versus Freqüência A tabela 4 lista as principais características medidas do AP-2 GHz/4W na temperatura ambiente de 25 o C. Tabela 4: Principais características do AP-2 GHz/4W @ 25 o C Faixa de Freqüência Ganho de Potência Linear Ondulação de Ganho na Faixa Declividade do Ganho Potência de Saída @ 1 db Potência de Saída Saturada Perda de Retorno de Entrada Perda de Retorno de Saída Figura de Ruído Nível de Harmônicos Espúrios na Faixa Ponto de Intersecção de 3 a ordem Conversão AM/PM 1,7 a 2,1 GHz 43,5 db ± 0,6 db < 0,01 db/mhz > 36,0 dbm > 36,3 dbm < -18 db < -4 db < 8,3 db < -20 dbc < -75 dbc > 49 dbm < 2 0 /db Eficiência de Potência Adicionada > 22 % 4. Conclusões Foi desenvolvido um amplificador de potência capaz de fornecer 4W na faixa de 1,7 a 2,1 GHz. O alinhamento proposto para o amplificador permitiu a obtenção de bons resultados nas características de linearidade e o método empregado no projeto do módulo de potência,
Journal of Microwaves and Optoelectronics, Vol. 1, No. 1, May 1997. 45 que utiliza tecnologia de circuitos híbridos, mostrou-se prático e eficiente. A utilização de um circuito de estabilização térmica possibilitará a redução da variação do ganho com a temperatura. Desenvolveu-se um amplificador monolítico em GaAs que fornece 400 mw de potência de saída que pode ser utilizado em qualquer sistema que opere dentro da faixa de 1 a 4 GHz. Com a realização deste projeto, obteve-se uma potência de saída muito próxima da esperada superando a expectativa de utilização de um transistor com modelo não-linear ainda não garantido pela foundry. 5. Agradecimentos Este projeto recebeu suporte financeiro e técnico do CPqD-Telebrás (contrato TB/ USP JDPqD 516/93 e JDPqD 586/94). Os autores agradecem a Jair Pereira de Souza pela colaboração nas etapas de montagem. 6. Referências [1] A.S. Verri, F. S. Correra e A. D. Matteo, Amplificador de Potência com Ganho Variável- 25W-Banda C, Anais Telemo 92, pp. 205-210, Brasília, 1992. [2] A.S.Verri, F.S. Correra e A.D. Matteo, Amplificador de Potência10W-Banda X, Anais 11 o Simpósio Brasileiro de Telecomunicações, Natal, pp. 318-322, 1993. [3] TRI-QUINT, Gallium Arsenide IC Design Manual GaAs Process, may, 1992. [4] McCamant, G. McCormack and D. Smith, An Improved GaAs MESFET Model for Spice, IEEE Transactions on MTT, pp. 822-824, June, 1990. [5] B. Niclas, On Design and Performance of Lossy Match GaAs MESFET Amplifiers, IEEE Transactions on MTT, pp. 1900-1907, November, 1982. [6] J. Kushner, Output Performance of Idealized Micdrowave Power Amplifiers, Microwave Journal, pp. 104-116, October, 1989. [7] HP-EEsof Microwave & RF Circuit Design. Series IV, version 5, Hewlett-Packard Company, 1994. [8] Fujitsu Microwave Semiconductors Databook; San Jose,CA, 1993. [9] C. Cripps, A Theory for Prediction of GaAs FET Load-Pull Powers Contours, Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., Boston, May-June, pp. 221-223, 1983.