ISSN 1414-886 ELETRÔNICA DE POTÊNCIA REVISTA DA SOCIEDADE BRASILEIRA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA SOBRAEP VOL. 8, Nº 1, JUNHO DE 3 ÍNDICE Corpo de Revisores... Editorial... Chamada de Trabalhos para a Seção Especial Qualidade e Eficiência em Sistemas de Iluminação... Editorial Convidado... iii iv v vi ARTIGOS DA SEÇÃO ESPECIAL ACIONAMENTOS ELETRÔNICOS E CONTROLE DE MÁQUINAS ELÉTRICAS Um Protótipo Brasileiro de Trem de Levitação Magnética R. M. Stephan, A. C. Ferreira, R. de Andrade Jr., L. G. B. Rolim, M. A. Neves, M. A. Cruz Moreira, M. A. P. Rosário, O. J. Machado e R. Nicolsky... 1 Efficiency Optimization of a Solar Boat IM Drive Employing Variable DC Link Voltage and Fuzzy Control G. C. D. Sousa, D. S. L. Simonetti, E. E. C. Noreña and J. P. Rey... 9 Uma Revisão das Estratégias de Redução de Ondulações de Conjugado no Motor de Relutância Chaveado L. O. de A. P. Henriques, L. G. B. Rolim, W. I. Suemitsu e P. J. C. Branco... 16 Acionamento Eletrônico de Motor a Relutância: Determinação do Perfil da Indutância, Controle do Conjugado e Comutação Suave L. P. B. de Oliveira, A. C. Oliveira, E. R. C. da Silva, A. M. N. Lima e C. B. Jacobina... 5 Amortecimento Ativo do Fluxo em Máquinas Trifásicas de Dupla Alimentação Controladas pelas Correntes Rotóricas C. R. Kelber e W. Schumacher... 33 Brushless Doubly-fed Induction Machine: Operating Characteristics and Applications A. C. Ferreira... 4 Motores de Indução Acionados por Inversores PWM-VSI: Estratégia para Atenuação de Sobretensões E. A. Vendrusculo e J. A. Pomilio... 49 Controle de Velocidade Sem Sensor Mecânico de uma Máquina Assíncrona Utilizando a Estratégia de Controle DTC F. Salvadori, G. V. Leandro, A. M. N. Lima e C. B. Jacobina... 57 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. i
ARTIGOS DA SEÇÃO REGULAR Reator Eletrônico para Iluminação Fluorescente Boost Push-Pull com Alto Fator de Potência Empregando um Único Interruptor F. E. Bisogno, A. R. Seidel, T. B. Marchesan e R. N. do Prado... 66 Retificador de 6kW, Fator de Potência Unitário, Trifásico, Comutação Não Dissipativa na Conversão CC-CC e Controle Sincronizado em Freqüência C. H. G. Treviso, L. R. Barbosa, A. A. Pereira, J. B. Vieira Jr. e L. C. Freitas... 74 Novas Normas para Publicação de Trabalhos na Revista Eletrônica de Potência... 8 ii Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
Corpo de Revisores desta edição de Eletrônica de Potência Ály Ferreira Flores Filho UFRGS Andrés Ortiz Salazar UFRN Antônio Carlos Ferreira UFRJ Antônio Carlos Siqueira de Lima UFRJ Antônio Marcus Nogueira Lima UFCG Arnaldo José Perin UFSC Carlos Alberto Canesin UNESP FEIS Carlos Augusto Ayres UNIFEI Christian Roberto Kelber UNISINOS Clóvis Goldenberg USP Cursino Brandão Jacobina UFCG Darizon Alves de Andrade UFU Domingos S. L. Simonetti UFES Ernesto Ruppert Filho UNICAMP Fábio Toshiaki Wakabayashi UNESP FEIS Fausto Bastos Líbano PUCRS Fernando Luiz Marcelo Antunes UFC Gilberto Costa Drumond Sousa UFES Hilton Abílio Gründling UFSM João Onofre Pereira Pinto UFMS João Saad Júnior CEPEL José Andrés Santisteban UFF José Antenor Pomilio UNICAMP José Luiz da Silva Neto UFRJ José Roberto Camacho UFU José Roberto Cardoso USP Jussara Farias Fardin UFES Luciano Martins Neto UFU Luís Fernando Alves Pereira PUCRS Luís Guilherme Barbosa Rolim UFRJ Marcelo G. Simões Colorado S. of Mines EUA Maria Dias Bellar UERJ Paulo José da Costa Branco IST Lisboa Pedro Francisco Donoso-Garcia UFMG Richard Magdalena Stephan UFRJ Roberto Menna Barreto QUEMC Selênio Rocha Silva UFMG Stefan Krauter UFRJ Walter Issamu Suemitsu UFRJ Walter Kaiser USP Wanderlei Marinho da Silva UNICSUL Wilson C. P. de Aragão Filho UFES Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. iii
EDITORIAL Prezados leitores, autores e revisores da Revista Eletrônica de Potência, é com grande satisfação que apresento-lhes esta primeira edição de 3, correspondente ao oitavo volume de Eletrônica de Potência. Nesta edição são apresentados os artigos aprovados para a Seção Especial Acionamentos Eletrônicos e Controle de Máquinas Elétricas, editada e coordenada com extrema competência e dedicação pelo Editor Especial Prof. Richard M. Stephan da COPPE-UFRJ. Nosso muito obrigado ao Prof. Richard, assim como aos autores e em especial aos nossos valorosos revisores. Os excelentes resultados desta seção especial lhes são devidos. A edição apresenta ainda outros dois artigos na Seção Regular. Observo-lhes que diversos outros artigos encontram-se aprovados para publicação na Seção Regular. Entretanto, devido necessidade de limitação do número de páginas, os demais artigos aceitos estão escalados para as próximas edições da Revista. A partir desta edição, novas Normas para Publicação são apresentadas, a serem implementadas nas edições que sucederão à esta, com a finalidade de indexação da Revista na SciELO Scientific Electronic Library Online. As novas Normas encontram-se ao final desta edição e podem ser obtidas no site isobraep, http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista/, ou, no site da SOBRAEP cujo endereço é: http://www.sobraep.org.br. Desde janeiro de 3, todo o processo de submissão, revisão e comunicação com autores e revisores tornou-se totalmente eletrônico, através do site isobraep. Nossa próxima meta será a implementação do acesso eletrônico aos Resumos (Abstract) dos artigos publicados na Revista. Nesta edição apresenta-se ainda a Chamada de Artigos para a Seção Especial Qualidade e Eficiência em Sistemas de Iluminação, coordenada e a ser editada pelo Editor Especial Prof. Walter Kaiser da POLI-USP. Desde já, nosso muito obrigado ao Prof. Kaiser pela valiosa colaboração. Informo aos leitores de Eletrônica de Potência e autores com artigos publicados no Vol.7, n o 1 de Novembro de, que houveram erros de impressão devido versão do programa da gráfica responsável. Todos os artigos com problemas encontram-se na página da SOBRAEP ( link Revista): http://www.sobraep.org.br. Finalmente, convoco a todos a participarem efetivamente das transformações e evolução desta nossa Revista Eletrônica de Potência. Carlos Alberto Canesin, UNESP FEIS Editor Geral iv Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
Revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP SEÇÃO ESPECIAL A revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP está preparando uma seção especial com artigos técnicos de conteúdo especializado e artigos de conteúdo didático significativo no tema: QUALIDADE E EFICIÊNCIA EM SISTEMAS DE ILUMINAÇÃO. Os artigos devem necessariamente conter uma introdução abrangente, onde o assunto proposto esteja clara e solidamente situado em termos de estado da arte e sua importância. Os tópicos contemplados incluem: Circuitos eletrônicos para alimentação de lâmpadas (operação, análise, simulação e projeto de reatores ou ignitores, sejam eletrônicos, eletromagnéticos ou híbridos, porém com elevada qualidade no processamento da energia elétrica). Sistemas de controle de luminosidade. Fontes de luz (detalhes sobre uma condição de operação específica bem como modelos elétricos, sejam físicos ou do tipo caixa preta, para lâmpadas a descarga de alta e baixa pressão, além de lâmpadas utilizando LEDs e painéis luminescentes). Fenômenos na lâmpada provocados por circuitos eletrônicos. Problemas de interferência provocados por circuitos eletrônicos utilizados em iluminação. Outros tópicos, dentro do tema proposto, poderão ser contemplados. A Seção tem como Editor Especial o Prof. Walter Kaiser da EPUSP. A submissão do artigo deverá ser feita por via eletrônica no formato e tamanho usual da revista. Envie sua proposta de artigo completo através do site isobraep, cujo endereço (url) é: http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista No site isobraep você fará seu cadastro e deverá optar pelo Link da Seção Especial para enviar seu artigo. Para Dúvidas/Problemas o e-mail é: kaiser@lac.usp.br As datas previstas são: Submissão Artigos: de de Abril até de Julho/3 Revisão Inicial: até 1 de Setembro de 3 Submissão dos Artigos Aceitos e Corrigidos: até 3 de Setembro de 3 Revisão Final: até de Outubro de 3 Publicação: Novembro de 3 Prof. Carlos A. Canesin Editor Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. v
EDITORIAL CONVIDADO Seção Especial Acionamentos Eletrônicos e Controle de Máquinas Elétricas Prezados Leitores, Esta edição especial da Revista Eletrônica de Potência sobre Acionamentos Eletrônicos e Controle de Máquinas Elétricas retrata o esforço da comunidade brasileira, neste campo, no início deste século. Foram submetidos 19 artigos oriundos de todas as partes do Brasil, alguns com parcerias no exterior, envolvendo cerca de 65 autores e mobilizando um corpo de 3 revisores. Praticamente uma centena de pesquisadores. Cada artigo passou por 3 avaliadores. Foram selecionados 1 artigos para publicação, dos quais 8 aparecem nesta edição. Por limitação do número de páginas, artigos só poderão ser publicados na edição de Dezembro. Este exemplar contempla, nos primeiros artigos, duas aplicações não convencionais. Em seguida, são abordados o motor de relutância chaveado e o motor de indução de dupla alimentação. Os artigos seguintes tratam do tradicional motor de indução de gaiola de esquilo, analisando, porém, aspectos especiais: longos cabos de alimentação e controle DTC sem sensor mecânico. Na edição de Dezembro, será publicado um artigo sobre a simulação da máquina de relutância chaveada e um sobre motores de indução monofásicos. Gostaria de agradecer a confiança que me foi depositada pelo presidente da SOBRAEP, Prof. Domingos Simonetti, e pelo editor da revista, Prof. Carlos Canesin. Agradeço também aos revisores, pelo exaustivo trabalho, e aos autores, pela paciência em providenciar as correções e compreensão, no caso da impossibilidade de publicação. Espero que a iniciativa tenha auxiliado no enriquecimento do trabalho de todos e que ela fique como uma referência para projetos futuros. Atenciosamente, Richard M. Stephan, EE COPPE UFRJ Editor Especial vi Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
SOBRAEP Diretoria (-4) Presidente: Domingos Sávio Lyrio Simonetti UFES Vice-Presidente: Carlos Alberto Canesin UNESP Ilha Solteira 1. o Secretário: Gilberto C. D. Sousa UFES. o Secretário: José Luiz F. Vieira UFES Tesoureiro: Wilson C. P. de Aragão Filho UFES Conselho Deliberativo (-4) Alexandre Ferrari de Souza UFSC Arnaldo José Perin UFSC Cícero M. T. Cruz UFC Denizar Cruz Martins UFSC Edson H. Watanabe UFRJ Edison Roberto C. da Silva UFCG Enes Gonçalves Marra UFG Enio Valmor Kassick UFSC Ivo Barbi UFSC João Batista Vieira Júnior UFU José Antenor Pomilio UNICAMP José Renes Pinheiro UFSM Endereço da Diretoria SOBRAEP DEL / CTUFES Cx. Postal 1-911 96-97 Vitória ES Brasil Fone: +55.(7).3335681 Fax.: +55.(7).3335644 Eletrônica de Potência Conselho Editorial: Editor: Arnaldo José Perin UFSC Prof. Carlos Alberto Canesin Carlos Alberto Canesin UNESP FEIS UNESP FEIS DEE Domingos L. S. Simonetti UFES C. P. 31 Hélio Leães Hey UFSM 15385- Ilha Solteira SP Brasil Ivo Barbi UFSC http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista José Antenor Pomilio UNICAMP Richard M. Stephan COPPE UFRJ Responsável pela edição da Seção Especial: Prof. Richard M. Stephan, COPPE EE UFRJ Eletrônica de Potência é distribuída gratuitamente a todos os sócios da SOBRAEP Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. vii
UM PROTÓTIPO BRASILEIRO DE TREM DE LEVITAÇÃO MAGNÉTICA R.M. Stephan, A.C. Ferreira, R.de Andrade Jr., L.G.B. Rolim, M.A. Neves, M.A. Cruz Moreira, M.A.P. Rosário, O.J. Machado, R. Nicolsky 1 LASUP - Laboratório de Aplicações de Supercondutores, Eng. Elétrica, UFRJ. Cx. P. 68553-1945-97 Rio de Janeiro e-mail: lasup@dee.ufrj.br Resumo- Neste trabalho, descreve-se o estado atual do protótipo de trem de levitação da UFRJ. O projeto tem duas partes principais: a levitação e a tração. Os resultados e desenvolvimentos de ambas as partes são descritos. Simulações e testes experimentais são apresentados. A integração das duas partes é feita em laboratório com um protótipo de escala reduzida. Estes resultados são necessários como convencimento para investimentos maiores, fundamentais para a construção de um protótipo em escala real, próximo passo deste projeto. Abstract- The current state of the high-temperature superconducting magnetic levitation train prototype in UFRJ is described. This project has two main parts: the levitation and the traction. In this paper, the development and results of both parts are presented. Simulation and test measurements are presented. The integration of both parts is done with a small scale laboratory prototype. These results are necessary as a convincing example for higher investments and new enrollments, necessary for the construction of a real scale prototype, the next step in this project. NOMENCLATURA EDL -Levitação Eletrodinâmica EML -Levitação Eletromagnética FEM -Método de Elementos Finitos LIM -Motor Linear de Indução LSM -Motor Linear Síncrono LN -Nitrogênio Líquido Nd-Fe-B -Neodímio Ferro Boro (material magnético) SQL -Levitação Supercondutora YBCO -Ítrio Bário Cobre Oxigênio (supercondutor) I. INTRODUÇÃO Os estudos de transporte ferroviário empregando levitação remontam mais de meio século. A série de congressos MAGLEV, cuja primeira edição ocorreu nos anos 6, reune, a cada dois anos, os principais especialistas neste campo. O presente trabalho resulta de uma linha de pesquisa da UFRJ voltada para levitação supercondutora e que teve no Congresso MAGLEV [1], realizado no Rio de Janeiro, o seu principal impulso. A eliminação, pela levitação, do atrito entre rodas e trilho permite atingir velocidades superiores a 45km/h mas, em compensação, exige um sistema de tração especial, sendo que os motores lineares são a solução mais adequada. Como introdução ao tema, o artigo apresenta, nos capítulos II e III, de uma forma concisa, as principais técnicas de levitação, situando o método empregado neste protótipo com as diferentes alternativas existentes no mundo. Em seguida, no capítulo IV, são apresentados detalhes do sistema de levitação e, no capítulo V, do sistema de tração. O artigo encerra com um esboço de análise da viabilidade técnica e econômica da proposta. II. LEVITAÇÃO Para efeitos de entendimento, as técnicas de levitação podem ser classificadas como eletromagnéticas, elétricas e mecânicas []. Dentre as técnicas mecânicas, estão as que usam força pneumática, como é explorado no conhecido hovercraft, ou ainda forças aerodinâmicas, como usado nos aviões. Como elétrica, pode-se conceber uma situação em que cargas elétricas de mesma polaridade estão dispostas frente a frente e.g. [3,4]. Finalmente, podem ser citados os métodos fundamentados na intensidade de um campo magnético. Neste ponto, vale ainda registrar a levitação com materiais diamagnéticos, mas cuja força resultante é bem menor do que as que serão vistas agora [5]. Estas técnicas de levitação magnética, devido à intensidade da força que produzem, podem ser empregadas em sistema de transporte de alta velocidade. III. LEVITAÇÃO MAGNÉTICA Os métodos de levitação magnética podem ser subdivididos em três grupos, descritos abaixo: A. Levitação Eletrodinâmica (EDL) Este tipo de levitação necessita do movimento de um campo magnético nas proximidades de um material condutor. A proposta japonesa de trem de levitação, LEVMAG (http://www.rtri.or.jp/index.html), está calcada neste princípio [6]. Se um material magnético realizar um movimento relativo a uma lâmina condutora (alumínio, por exemplo), correntes 1 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 1
parasitas serão induzidas no condutor. Estas correntes, por sua vez, gerarão um outro campo magnético o qual, pela lei de Lenz, opor-se-á ao campo criado pelo material magnético. A interação entre ambos gerará uma pressão magnética e, por conseguinte, uma força repulsiva no material magnético. Esta força é a responsável pela levitação do corpo. Uma outra força (F), só que contrária ao movimento do material magnético (força de arraste), também existe neste modo de levitação, Fig.1. B. Levitação Eletromagnética (EML) Este tipo de levitação tem na proposta alemã de trem de levitação, Transrapid (http://www.transrapid.de), que está atualmente implementado na China numa conexão de 3km entre Pudong Shanghai International Airport e Shanghai Fig. Experiência de levitação eletromagnética. países, incluindo Brasil (http://www.lasup.dee.ufrj.br/), China (http://asclab.swjtu.edu.cn) e Alemanha (http://ifwdresden.de). Esta solução tecnológica ainda não foi implementada em escala real. O diagrama esquemático do princípio físico está ilustrado na Fig.3. Um experimento demonstrativo se vale do trecho de trilho de Nd-Fe-B de 3cm mostrado na Fig.4 e de um recipiente térmico com duas pastilhas de YBCO no seu interior, mostrado na mesma figura. Estas pastilhas são resfriadas a 77K com Nitrogênio Líquido (LN ) e o resultado da levitação é apresentado na Fig.5. Fig. 1 Esquema do princípio de levitação eletrodinâmica. Lujiazui, um distrito financeiro, e na proposta japonesa HSST (http://www.meitetsu.co.jp/chsst) grandes exemplos de sucesso. A Suíça também, no seu projeto Swissmetro, emprega esta tecnologia (http://www.swissmetro.com). O fundamento físico básico, nesta aplicação, explora a força de atração que existe entre um imã ou eletro-imã e um material ferromagnético. A estabilização, neste caso, só é possível com uma malha de realimentação e regulador devidamente sintonizado, Fig.. C. Levitação Supercondutora (SQL) Este tipo de levitação baseia-se no efeito Meissner de exclusão de campo magnético do interior dos supercondutores [7, 8]. No caso dos supercondutores do tipo II, esta exclusão é parcial, o que diminui a força de levitação mas conduz à estabilidade da levitação. Este fenômeno só pôde ser devidamente explorado a partir do final do século XX com o advento de novos materiais magnéticos e pastilhas supercondutoras de alta temperatura crítica, que se tornam supercondutoras a temperaturas muito mais elevadas que os supercondutores convencionais. Os supercondutores de alta temperatura crítica podem ser resfriados com nitrogênio liquido (temperatura de ebulição 196 o C) enquanto que os supercondutores convencionais precisam ser refrigerados com hélio liquido (temperatura de ebulição 69 o C), o que torna o custo da refrigeração muito elevado. Estes novos supercondutores estão sendo usados na pesquisa de um novo tipo de trem de levitação em diferentes Fig. 3 Princípio de levitação supercondutora. Fig. 4 Trilho de levitação com visualização dos blocos supercondutores de YBCO e recipiente para LN. Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
IV. TRILHO DE LEVITAÇÃO Fig. 5 Introdução de banho de LN As tabelas I e II, a seguir, apresentam um resumo do estado atual da tecnologia de transporte utilizando levitação magnética e tração linear. Deve-se registrar que, na ocasião que Alemanha e Japão iniciaram seus programas de trem de levitação, a tecnologia SQL não estava disponível. Inicialmente foram utilizados imãs de Ferrita no trilho de levitação, mas a força de sustentação obtida foi muito modesta para a aplicação proposta. Em vista disso, o trilho do protótipo construído utiliza imãs de Nd-Fe-B. A Fig. 6(a) mostra uma foto deste trilho, que emprega, em cada veio, duas colunas de imãs de,54x,54x1,7cm, montados em oposição de polaridade e separados por concentradores de fluxo de aço 1. Na Fig. 6(b) vê-se o esquema de corte transversal de um trilho com levitador. Os blocos supercondutores de YBCO são refrigerados com um banho de LN, mantido no interior do recipiente ilustrado na figura. No protótipo, o líquido refrigerante é perdido por evaporação e reposto durante as experiências. No futuro, prevê-se o emprego de um sistema de refrigeração de ciclo fechado. O LN não representa, no entanto, um fator significativo no custo deste processo. Seu preço é da ordem de R$, / litro e para uma demonstração de 15min gasta-se cerca de 5 litros. A Fig. 7 apresenta as medidas de força de levitação para seções de trilhos de Ferrita e Nd-Fe-B construídas com a mesma configuração de blocos supercondutores. Como pode ser observado, o trilho de Nd- Fe-B produz uma força uma ordem de grandeza superior ao de Ferrita. TABELA I Projetos Mundiais de Transporte com Tecnologia de Levitação e Tração Linear em Implantação. País Projeto Comprimento Tecnologia de levitação Tecnologia de tração Japão Nagoya East- Hill Line 9 km HSST EML LIMarmadura curta Alemanha Aeroporto Munique - 36,8 km Transrapid EML LSMarmadura Centro de Munique longa Alemanha Reno-Ruhr Metrorapid 78,9 km Transrapid EML LSMarmadura longa USA Baltimore-Washington 64 km Transrapid EML LSMarmadura longa USA Pittsburgh-Washington 76 km Transrapid EML LSMarmadura longa China Aeroporto Shanghai - 3 km Transrapid EML LSMarmadura Shangai Lujiazui longa Situação Em construção operação em 5 Planejamento Planejamento Planejamento Planejamento Inaugurado em 1/1/3 TABELA II Exemplos de Estudos de Transporte com Tecnologia de Levitação e Tração Linear. País Projeto Tecnologia de Tecnologia de Escala Situação levitação tração Japão Yamanashi MAGLEV EDL LSM- armadura longa Escala real 18,4km Fase de testes Alemanha Emsland Transrapid EML LSM- armadura longa Escala real 31,5km Fase de testes Corea KIMM Uni. - Daejon EML LIM- armadura curta Escala real 1,3km Fase de testes China Jiaotong Univ.- Chengdu [9] SQL LIM- armadura longa Modelo reduzido 14m Em desenvolvimento Brasil UFRJ SQL LSM- armadura longa Modelo reduzido 3m Em desenvolvimento Suiça Swissmetro Transrapid EML LSM- armadura longa Escala real Projeto USA Old Dominion University,Vi[1] EML LIM- armadura curta Escala real 1km. Operação de teste Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 3
LN YBCO NdFeB NdFeB Fe Fig. 6. (a) Trilhos de levitação de Nd-Fe-B ladeando o motor linear. (b) Corte transversal de um trilho de levitação. (a) Trilho de Nd-Fe-B 15 (b) Trilho de Ferrita 15 Força de Levitação (N) 1 5 Força de Levitação (N) 1 5 5 1 15 Altura de Levitação (mm) 1 3 4 5 Altura de Levitação (mm) Fig.7. Forças de levitação medidas com a mesma configuração de bloco supercondutores. V. MOTOR LINEAR SÍNCRONO (LSM) A ausência de contato mecânico para a transmissão de força de propulsão, conseqüência da levitação, sugere o uso de um motor linear para o acionamento. Com o objetivo de validar a combinação das técnicas de tração e levitação supercondutora (SQL), foi construído um primeiro protótipo de 7m [11] com motor linear síncrono de armadura curta e campo produzido por imãs de Ferrita distribuídos ao longo do trilho. Este protótipo apresenta o inconveniente da necessidade de contatos mecânicos para alimentar a armadura posicionada no veículo. Para altas velocidades, estes contatos mecânicos tornam-se um problema, que pode ser contornado com o uso de um motor linear de armadura longa. Como a armadura de um motor de indução é idêntica a de um motor síncrono, e aí reside o maior custo de uma máquina linear de armadura longa, dá-se preferência ao uso de motores síncronos pela sua maior eficiência e facilidade de controle. Esta seção descreve o projeto de um motor linear síncrono de armadura longa com excitação fornecida por imãs de Nd-Fe-B fixos no veículo. Com a finalidade de testar o desempenho dos sistemas de tração e levitação, o veículo circulará em uma trajetória fechada de 3m de perímetro (Fig.8). Dois projetos de motor linear síncrono foram considerados: um motor com lado duplo e um motor de um único lado. A escolha recaiu sobre esta segunda opção devido à facilidade de operação nas curvas. Um cuidado especial foi tomado para minimizar as forças de atração entre o carro e o trilho, o que poderia prejudicar o sucesso da operação do sistema de levitação. Em vista disso, foi adotado um núcleo de ar. O motor é alimentado por um conversor de potência com controle V/f constante. No futuro, técnicas de controle vetorial e o emprego de mais de um conversor, com alimentação segmentada do trilho e sincronização da alimentação, serão explorados. A. Projeto do Motor Linear O ponto central do projeto recai sobre o cálculo preciso da distribuição da densidade de fluxo magnético devido à armadura e ao campo. Neste trabalho, foi empregado um programa comercial de cálculo por elementos finitos [1]. 1) Validação experimental A proposta em estudo necessariamente implica em um espaçamento variável entre a parte móvel e a fixa ( air-gap ). Assim, a primeira providência adotada foi o cálculo da densidade de campo magnético a diferentes distâncias da superfície dos imãs. 4 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
A 5mm da superfície do imã permanente; B 7mm da superfície do imã permanente; C 1mm da superfície do imã permanente; D 15mm da superfície do imã permanente. Fig. 8 Trajetória com trilho duplo de levitação (em cm) Fig. 1 - Planos para diferentes camadas de ar Fig. 9 Polos de imã permanente no veículo Para o cálculo da componente B y, foi usada a geometria da Fig. 9. Com o auxílio de um Gaussímetro, medidas experimentais foram tomadas ao longo da linha central dos magnetos. Para as diferentes alturas consideradas na Fig. 1, os resultados calculados e experimentais dos valores de pico de B y estão resumidos na Tabela III. Para a distância de 5mm, a Fig. 11 apresenta a distribuição do campo ao longo de dois pólos. As diferenças encontradas nestes resultados podem ser explicadas pelo fato que as simulações usaram as características dos imãs permanentes fornecidas pelo fabricante. No entanto, estes imãs foram adquiridos sem magnetização e foram magnetizados por uma firma terceirizada. Desta forma, não se tem certeza dos dados de magnetização empregados. A caracterização exata dos materiais empregados será objeto de um próximo trabalho. Procedimento semelhante foi adotado para os enrolamentos da armadura, mostrados na Fig.1. A medida da densidade de fluxo magnético B y a uma distância de 5mm sobre a bobina, nos pontos indicados na Fig. 13, fornece os resultados mostrados na Tabela IV. Os valores obtidos nos mesmos pontos com um modelo 3D (Fig. 14), usando simulação por elementos finitos, foram aproximadamente iguais. By (T),4,3,,1 1 3 4 5 6 7 8 -,1 -, -,3 -,4 Posição (mm) Valores Medidos Valores Calculados Fig. 11 Distribuição de B y à 5 mm de afastamento Fig. 1 Enrolamentos da armadura. TABELA III Valores de Pico da Densidade de Fluxo Magnético B y A B C D B y pico (T) (calculado-fem) B y pico (T) (medido).33.9.3.16.31.6.19.11 Fig. 13 Pontos selecionados. Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 5
Fig. 14 - Modelo 3-D de uma espira TABELA IV Valores de Densidade de Fluxo Magnético em Pontos Selecionados. B y (T) B y (T) (calculado - FEM) (medido) 1.4.47.4.49 3.37.41 4.38.43 5.41.41 6.4.43 7.4.47 8.4.49 ) Especificações do motor Os resultados acima, juntamente com fórmulas clássicas [13], foram usados para investigar diferentes configurações de projeto. As especificações do projeto preliminar do motor síncrono linear estão apresentadas na Tabela V. Duas formas de alimentação da armadura foram consideradas: em um primeiro caso, toda a seção de 6m é alimentada em série, na outra possibilidade, dois módulos de 3m são alimentados em configuração paralela. A força de propulsão estimada em cada caso encontra-se na Fig. 15. VI. VIABILIDADE TÉCNICA E ECONÔMICA Os resultados obtidos com o protótipo (Fig.16) e o acompanhamento dos trabalhos realizados em outros centros mostram que a proposta aqui apresentada é tecnologicamente coerente. A durabilidade dos imãs e pastilhas supercondutoras apontam para um período superior a anos. Do ponto de vista da demanda social, o Brasil é carente de transportes de massa de qualidade. Tomando como exemplo o eixo Rio - São Paulo, que concentra aproximadamente um terço da população brasileira e representa a metade do produto nacional bruto, a locomoção de pessoas em e sua estimativa para o ano 1 estão resumidas nas Tabelas VI e VII. Como pode ser visto, estima-se um significativo fluxo de milhões de pessoas por ano em 1. Economicamente falando, admitindo-se os preços de 15 US$/kg de imã de Nd-Fe-B e US$/kg de YBCO [14] e considerando-se ainda o consumo de 1kg de imã por metro de trilho de levitação e 5kg de material supercondutor para o veículo, a construção de uma linha de 45km ligando o Rio de Janeiro a São Paulo, só com estes materiais, ficaria em: 45 x 1 x 15 = 675 milhões de US$ em imãs e x 5 = 1 mil US$ em pastilhas supercondutoras. Estes valores correspondem a 1% do preço de 15 milhões US$/km para sistemas MAGLEV, o que é baixo comparado com os custos de sistemas de transporte sobre trilhos [1,15,16,17] de alta velocidade. Por outro lado, quando se estima a produção mundial de imãs de Nd-Fe-B em apenas t/ano e a de YBCO em,1 t/ano a proposta parece inviável. No entanto, considerando-se que a produção de imãs e de materiais supercondutores deve crescer significativamente neste século, a tendência é que tanto o preço quanto a disponibilidade no mercado sigam uma trajetória favorável para a aplicação desta tecnologia. Além disto, as primeiras linhas podem ser de comprimento menor (~6km), da mesma forma como estão sendo construídos os atuais sistemas Transrapid e HSST (ver Tabela I). Finalmente, deve-se ressaltar que o Brasil possui toda a matéria prima necessária para esta produção. Assim sendo, este projeto pode representar uma grande mobilização de mão de obra, instalações industriais e capital na realização de uma proposta de transporte TABELA V Especificações do LSM Número de polos 1 Freqüência (Hz) Velocidade síncrona (m/s) 1,56 Distância polar (mm) 39 Camada de ar airgap (mm) 5 Largura da ranhura (mm) 1 Largura do dente (mm) 3 Numero de ranhuras/polo/fase 1 Número de espiras Número de fases 3 Resistência de armadura(ω/m).85 Reatância síncrona(ω/m).7 TABELA VI Fluxo de passageiros entre Rio e São Paulo 1 Taxa Santos Dumont Congonhas mi. 4 mi. 7%/ano aeroportos domésticos Galeão Cumbica 1 mi. mi. 7%/ano aeroportos internacionais Ônibus 4 mi. 6 mi. 4%/ano Carros 1,3 mi. mi. 4%/ano TABELA VII Fluxo de passageiros nos arredores de Rio e São Paulo 1 Taxa Arredores do Rio de Janeiro 1 mi. mi. 7%/ano Arredores de São Paulo mi. 4 mi. 7%/ano 6 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS Força (N) 6 5 4 3 1 1 3 4 5 6 7 8 9 Ângulo de Carga (graus) força 6m força 3m Fig. 15 Curvas de Força de Propulsão x Ângulo de Carga. não poluente, rápido, seguro e alimentado fundamentalmente por energia elétrica, que é 9% renovável, oriunda de hidrelétricas no Brasil. No Rio Grande do Sul, já existe uma iniciativa política para a implantação de um sistema de transporte com as características aqui apresentadas (http://www.caiweb.com.br/trembala) e tal interesse também existe para a ligação Rio São Paulo [17]. Fig. 16 Visão geral do protótipo de trem de levitação. VII. CONCLUSÕES Este artigo apresentou os primeiros passos no desenvolvimento de um trem de levitação magnética baseado no princípio de levitação supercondutora SQL. Este protótipo servirá como elemento de convencimento para futuras instalações comerciais. [1]R.Nicolsky, R.M.Stephan, editors, Proceedings MAGLEV, Rio de Janeiro, Brazil, Junho. []R.M.Stephan, O.J.Machado, I.Forain, R. Andrade Jr., Experiências de Levitação Magnética, Congresso Brasileiro de Automática-CBA, Natal, pp. 39-31,. [3]J.U.Jeon, T.Higuchi, Induction Motors with Electrostatic Suspension, Journal of Electrostatics, v. 45, pp 157-173, 1998. [4]A.Yamamoto, H.Yasui, N.Shimizu, T.Higuchi, Development of Electrostatic Levitation Motor for Vacuum Condition, International Symposium on Industrial Electronics-ISIE, Rio de Janeiro, CD, 3. [5]M.D.Simon, L.O.Heflinger, A.K.Gein, Diamagnetically Stabilized Magnet Levitation, Am.J.Phys., v.69, n.6, pp. 7-77, 1. [6]P.K.Sinha, Electromagnetic Suspension, IEE Control Engineering Series, England., 1987. [7]F.C.Moon, Superconducting Levitation, John Wiley& Sons, USA, 1994. [8]A. Moises Luiz, Aplicações de Supercondutividade, Edgar Blücher, 199. [9]J. Wang et al., The First Man-loading High Temperature Superconducting Maglev Test Vehicle in the World, Physica C, pp. 89-814,. [1]A.Rosenblatt, Riding on Air in Virginia, IEEE Spectrum, v.39, n.1, pp. -1,. [11]A.I. Nabeta, I.E. Chabu, A.B. Dietrich, J.R. Cardoso, Finite element Analysis of a Synchronous Linear Motor, Proceedings MAGLEV', Rio de Janeiro, pp. 389-39,. [1]ANSYS, User's Manual, [13]J.F.Gieras, Linear Synchronous Motors Transportation and Automation Systems, CRC Press, New York,. [14]M.Wu, A Preliminary Feasibility Study of HTS MAGLEV for Transport Application, International Workshop on HTS MAGLEV ISMAGLEV, Chengdu, China, pp 33-36,. [15]T.P.Sheahen, Introduction to High-Temperature Superconductivity, Plenum Press, New York, 1994. [16]General Atomics Report DOT-CA-6-75-.1, March. [17]Jornal do Brasil, Economia, Trem Bala volta à pauta do governo, 3/5/3. AGRADECIMENTOS Ao CNPq, FAPERJ e FINEP pelo apoio financeiro. A Sérgio Ferreira, pelo apoio técnico, ao estagiário Wantuil Cabral Emmerick pela dedicação na montagem do protótipo e a Angela Jaconianni pelas ilustrações. Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 7
DADOS BIOGRÁFICOS Richard Magdalena Stephan, Eng. Eletricista, IME (1976), M.Sc. COPPE/UFRJ (198), Dr.-Ing. Ruhr Universität Bochum (1986). Atualmente é professor titular da UFRJ. Membro da SOBRAEP, SBA e IEEE. Áreas de interesse: controle e acionamento de máquinas elétricas, aplicações de supercondutores. Antônio Carlos Ferreira, nascido a 9/5/1963 em Muriaé-MG, Eng. Eletricista (1987) e M.Sc. (1991) UFRJ, Ph.D. Cambridge (1996). Atualmente é Professor Adjunto da UFRJ. Membro do IEEE e CIGRÉ. Áreas de interesse: análise e projeto de máquinas elétricas convencionais e não-convencionais. Rubens de Andrade Jr., nascido a 7/8/6 em Araçatuba- SP, Bacharel em Física (1985), M.Sc.(1989) e D.Sc. (1995) pela UNICAMP. Atualmente professor adjunto do Departamento de Eletrotécnica da UFRJ. Áreas de interesse: aplicação de supercondutores de alta temperatura crítica à sistemas elétricos de potência e simulação de dispositivos supercondutores. Luis Guilherme Barbosa Rolim, nascido em 1966 na cidade de Niterói-RJ. Eng. Eletricista (1989) e M.Sc. (1993) em Engenharia Elétrica pela UFRJ. Dr.-Ing pela Universidade Técnica de Berlim (1997). Desde 199 é professor adjunto do Departamento de Eletrotécnica da UFRJ, onde conduz pesquisa em eletrônica de potência e acionamentos elétricos. Marcelo de Azevedo Neves, natural do Rio de Janeiro, 17/8/1969. Bacharel em Física pela UERJ (199). MSc. (1994) e DSc () pelo Instituto de Física da UFRJ. Área de atuação: materiais e dispositivos supercondutores. Treze anos de experiência na produção e caracterização de materiais supercondutores. Marcos Antônio Cruz Moreira, Eng. Eletrônico, UFRJ (1988), M.Sc. COPPE/UFRJ (199). Atualmente é professor do Centro Federal de Educação Tecnológica de Campos e Doutorando do Programa de Engenharia Elétrica da COPPE / UFRJ. Marco Antônio Pereira do Rosário, nascido no Rio de Janeiro em 13/6/1966. Bacharel em Física pela UFRJ (1994). Especialização em Fibras Óticas COPPE/UFRJ (1999). Experiência: três anos no desenvolvimento de novos materiais no CBPF; cinco anos no desenvolvimento de dispositivos supercondutores no LASUP/UFRJ. Ocione José Machado, nascido em 8//1968 no Rio de Janeiro. Técnico CEFET-RJ (199). Funcionário da UFRJ desde 1989. Graduando de Eng. Elétrica. Roberto Nicolsky, Bacharel em Física pela UFRJ (1964), M.Sc. USP (1981), D.Sc. IF/UFRJ (1991). Criador do LASUP, fundador e diretor-geral da PROTEC (Sociedade Brasileira Pró Inovação Tecnológica), autor de mais de 1 trabalhos técnicos publicados em revistas científicas, congressos e jornais. Professor do IF/UFRJ. 8 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
EFFICIENCY OPTIMIZATION OF A SOLAR BOAT IM DRIVE EMPLOYING VARIABLE DC LINK VOLTAGE AND FUZZY CONTROL Gilberto C. D. Sousa and Domingos S. L. Simonetti Power Electronics And Drives Laboratory Department Of Electrical Engineering Federal University Of Espírito Santo - C. P. 1-911- Vitória - ES - BRAZIL E-mail: g.sousa@ele.ufes.br d.simonetti@ele.ufes.br Ever E. C. Norena Faculty of Electronic Engeneering Universidad Nacional Mayor de San Marcos Ciudad Universitaria. Av. Venezuela Cdra. 34 - Lima 1 E-mail: ecifuentes@viabcp.com Joost Pieter Rey Noordelijke Hogeschool Leeuwarden 8913 HP Leeuwarden The Netherlands E-mail: j.p.rey@tech.nhl.nl Abstract - This paper describes a fuzzy logic based on-line efficiency optimization control of a solar boat drive that uses an indirect vector controlled induction motor for either speed or torque control. Besides acting on the flux level to reach optimum balance between the core and copper losses, this controller also acts upon the DC link voltage, in order to reduce the inverter losses as well. Due to its quadratic characteristics, the load torque is quite small at low to medium speeds, and the potential for energy saving is great. An experimental drive system with the proposed controller implemented on a TMS3C5 DSP based control board was constructed and tested in laboratory to validate the proposed technique. I. INTRODUCTION A solar boat propulsion system was jointly developed by Noordelijke Hogeschool Leeuwarden (NHL-Holland) and The Federal University of Espírito Santo (UFES Brazil). Although the entire system is briefly described, only the part developed at UFES (IM drive control) is discussed in details here. Efficiency improvement in variable frequency drives is getting a lot of attention in the recent years [1,]. In the present work, somewhat specific goals are present: for a solar powered boat designed to carry tourists through a nature preserve, higher efficiency translates into smaller number of solar panels, less cooling requirements for the converter and motor, with attendant reduction in cost and weight. The efficiency of a drive system is a complex function of the type of the selected machine, converter topology, type of power semiconductor switches and the PWM algorithm used. In addition, the control system has profound effect on the drive efficiency. It is well known that, for induction motors, the maximum efficiency is obtained when the core losses and the copper losses become equal, at any given torque and speed condition. A drive system normally operating at rated flux gives the best transient response. However, at light load condition, this causes excessive core loss [3], thus impairing the efficiency of the drive. Since drives operate at light load most of the time, optimum efficiency can be obtained by programming the flux. A simple pre-computed flux program as a function of torque is widely used for light load efficiency improvement. The scheme can be improved by generating the flux program at discrete speeds to take the frequency variation into consideration. The losses can also be computed in real time and correspondingly the flux can be assigned so that the system operates with minimum losses [1]. These schemes may be inaccurate because parameter variation is not taken into consideration. The on-line efficiency optimization control [4-6], on the basis of search, where the flux is reduced in steps until the measured input power settles down to the lowest value, is very attractive. The control does not depend on parameters and the algorithm is applicable universally for any arbitrary machine. In the present paper, a fuzzy logic based on-line efficiency optimization control is employed in an indirect vector controlled drive system that assures fast convergence with adaptive step size of excitation current. A feedforward compensation algorithm suppressed the low frequency pulsating torque, generated by the efficiency controller. Besides acting on the flux level to reach optimum balance between the core and copper losses, this controller also acts upon the DC link voltage, in order to reduce the inverter losses as well. As the load (boat) possesses quadratic torquespeed characteristics, the load torque is quite small at low to medium speeds, and the potential for energy saving is great. A - Machine loss modeling II. THEORETICAL ANALYSIS While the machine copper losses are easily modeled, and clearly dependent on the total rms current, core loss modeling is somewhat more complex. In fact, the commonly used equations are empirically derived. The stator core losses (P cs ) due to the fundamental frequency (f) component can be represented by: P = k f λ + k f λ (1) cs e m h m Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 9
where λ m is the fundamental air-gap flux, k e and k h are the eddy current and hysteresis loss coefficients, respectively. Equation (1) can be rewritten in terms of fundamental air-gap voltage V m : cs c e h m P = k ( k + k / f ) V () Where k c is proportionality constant. From (1) it is evident that the dominant fundamental core losses are highly dependant on the flux level. When operating under reduced DC link voltage (V dc ), extra reduction in core losses can be achieved, as will be demonstrated. For a given fundamental flux level, fixed speed and load torque, the required fundamental inverter voltage is constant, irrespective of the value of V dc. Clearly, when V dc is reduced, the modulation factor has to increase to keep the fundamental voltage constant. As a consequence, dominant harmonics are greatly reduced, due to both the decrease in V dc and the increase in the modulation factor. Assuming that the core losses caused by the harmonic fluxes are governed by the same principles, expressions similar to (1) and () can be obtained, with harmonic fluxes and voltages substituted for λ m and V m, respectively. Another consequence of the reduced total harmonic voltage is the decrease in total harmonic current. As a consequence, total rms current also decreases, as do the attendant (stator and rotor) copper losses. B - Converter loss modeling For a sinusoidal PWM inverter utilizing IGBTs, the loss analysis shows that the conduction losses for a given IGBT are proportional to the modulation index m, the collector - emitter voltage V CE, and to the collector current I C [7]. Under reduced V dc operation, m is increased to counteract the reduction in V dc, such that the required fundamental voltage is produced. As mentioned before, the rms value of the motor current is somewhat reduced, what also tends to produce a small reduction in V CE. A precise quantitative analysis would be tedious and unnecessary, since It would came to the conclusion that any increase or reduction in the IGBTs conduction losses would be minimal. The switching losses, however, both during turn-on and turn-off, are independent of the modulation index, but are highly dependent on V dc and I C,. Therefore, they are greatly reduced by the proposed technique. In the freewheeling diodes, the conduction losses diminish when m is increased, and the rms current is decreased. Furthermore, the switching losses are also reduced by both V dc and rms current reduction. As a consequence, the overall inverter losses are greatly reduced, resulting in extra efficiency gains for the proposed control technique. DC converter can be employed to yield just the voltage level required for proper current control, at partial speeds, resulting in additional efficiency improvements, as discussed above. In addition, this allows an off the shelf induction motor (IM) (V/6 Hz) to be employed, in place of a custom, low voltage IM. Energy captured by the solar panels is stored in a battery pack, that when fully charged reaches 5 V. The selection of such a low battery voltage is aimed at maximizing the number of parallel paths in the solar array. This results in increased reliability, and also permits the selection of a proper V dc level at low speeds. Fig. shows the block diagram of an indirect vector controlled induction motor drive incorporating the proposed efficiency optimization controller that was actually implemented at UFES. The feedback speed control loop generates the active or torque current command (i * qs ), as indicated. The vector rotator receives the torque and excitation current commands i * qs and i * ds, respectively, from the two positions of a switch: the transient position (1), where the excitation current is established to the rated value (idsr) and the speed loop feeds the torque current, and the steady state position (), where the excitation and torque currents are generated by the fuzzy efficiency controller and feed-forward torque compensator. The fuzzy controller becomes effective at steady state condition, i.e., when the speed loop error approaches zero. Note that the DC link power P d, instead of input power, has been considered for the fuzzy controller since both follow symmetrical profiles. A - Current Controller Design Industrial vector drives usually utilize PI current control in the synchronous reference frame, with feed-forward terms, to decouple the back EMF effects. The PI gains are selected to produce the required bandwidth, with minimum overshoot. Under variable DC link voltage, the converter gain is no longer constant, and consequently, the current controller performance would deteriorate. Proper control under variable DC link voltage can be achieved with the use of a disturbance input-decoupling block, shown in Fig. 3. As the variable V dc affects the inverter gain, the block V dco /V dc (rated / actual V dc ) adjusts the loop gain in the opposite way, such that an overall constant loop gain results. O P P T BAT. D C - D C I dc V dc C d S P W M I a I b V ac V bc IM TACHO III. OVERALL SYSTEM DESCRIPTION The overall drive system is illustrated in Fig. 1. The power source consists of a 48 V battery pack fed by solar panels through an optimal power point tracking controller (OPPT). Instead of keeping the DC link voltage constant, as in most VSI industrial drives, here a variable-output boost-type DC- SOLAR PANELS CONTROL BOARD PC Fig. 1. Overall diagram of the solar boat drive. 1 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
V dc C d P W M IM p d i dc v dc INPUT POWER CALCULATOR v abc * D e -Q e /ABC LPF ω r * + - ω r ω r FUZZY EFFICIENCY CONTROLLER G w * i ds i qs * TORQUE COMPEN- SATOR i dsr i qs * i ds * L m 1 + sτ CURRENT CONTROLLER ψ r (D) ABC/D e -Q e i ds i qs SIN/COS GENERATOR i qs * (N) Fig. : Indirect vector controlled induction motor drive incorporating the efficiency optimization controller. v dq e * θe L m R r L r ω e ω r + + ω sl B - DC Link Voltage Control As stated before, there are several benefits resulting from the operation at reduced V dc. The system however, must provide enough voltage to ensure proper current regulation at any load and speed condition. To this end, the counter EMF at rated flux was computed as a function of frequency (ω e ), and added to the rated stator resistance voltage drop. A boost voltage term was then added to ensure fast current transient (to overcome inductive effects) at any speed. The resulting relationship is shown in Fig. 4, for the case of a 5 hp, V, 6 Hz, 4 pole induction motor, used in the experimental study. The upper voltage of 3 V is due to the use, in this phase of the project, of a V AC mains to supply a fullbridge three-phase diode rectifier, to emulate the solar panels and boost converter, as will be discussed later in the experimental section. i qs * + + + - + + k i i qs i ds * k p ω s L s V dco V dc (a) v qs * IV. REAL TIME SOFTWARE DEVELOPMENT The experimental system illustrated in Fig. was constructed to supply a 5 hp standard (Class B), 83,5% rated efficiency IM in the first phase of the project. A 8 kw high efficiency motor is planned for the actual boat drive. A - Software Structure A control board based on the TMS3C5 DSP from TI INC performs virtually all the control functions. The software structure is depicted in Fig. 5, where it can be seen that there are two distinct interrupts. An INT1 interrupt controls the A/D and D/A channels, such that a 5 khz sampling frequency per A/D channel is achieved. Another timer interrupt (TINT), adjusted for µs, controls the core of the control routines. Due to the slow dynamics of rotor flux, and consequently core losses variations, there is a need to obtain other sampling times, what is easily achieved via software V dc(v) 3 i ds * + + + - + + k i i ds i qs * k p ω s σ L s V dco V dc (b) Fig. 3. Current control block diagram. v ds * 7 5. 156.6 Ne (rpm) Fig. 4: DC link voltage as a function of machine speed. Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 11
RESET INITIALIZATON INT1 A/D AND D/A TINT TASK HANDLER ω r ωr i qs * SCALING FACTORS COMPUTATION P d (k) -1 z P d (k) + - P d (k-1) P b Pd(pu) FUZZY CONTROLLER i ds *(pu) I b i ds * BACKGROUND LOOP T1=µs T=1ms T3=.48 s T4= s L i ds *(pu) -1 z Fig. 6. Fuzzy efficiency search controller. TASK 1 TASK TASK 3 TASK 4 - Unit vectors - Current control - Input power - Filters - Transition ctrl - Torque timers and a task handler, as indicated. The unit vectors computation, along with the synchronous frame current control, and instantaneous DC link power computation are performed at the µs sampling time. A 1ms sampling time was utilized for filters that smooth the speed and DC link power signals, in addition to transient to steady state transition control, slip gain computation, and feed-forward torque compensation routines. The instantaneous DC link power is accumulated for 14 cycles, and at every.48 s, its average is computed. This mean value is the one used in the flux efficiency controller to prevent erroneous decision due to instantaneous power fluctuation. Experimental evaluations dictated that a s sampling time be utilized for the actual fuzzy efficiency optimization routine (FEOPT) and feed forward torque compensation routine (FFTC). Smaller sampling times tend to result in oscillatory behavior for the search controller near the optimum efficiency point. B - Fuzzy Efficiency Optimization Average Input Fig. 5. Real time software flowchart. - Effic. Optim. - Torque comp. Fuzzy logic was employed in the construction of the search controller to provide adaptive step size for d-axis current reference i ds * (flux command), aiming at reducing the time for the optimum point to be achieved. It will be briefly discussed here, since a detailed description is provided in [6]. Fig. 6 provides details of the efficiency controller. From the measured DC link power variation ( Pd(k)), and the information on the last step in the flux command (L i ds * (k)= i ds * (k-1) ) the controller derives the new step in flux command ( i ds * (k)). Scaling factors (P b and I b )) are also utilized to make the controller easier to port to different machine ratings. The rule base was constructed from the intuitive knowledge that helps humans search for the proper tuning of any system: if the optimum point seems to be far away, proceed in large steps. If it appears to be nearing, then reduce the step size. In the case it is detected that it has been passed, then reverse the search direction with reduced step size. V. EXPERIMENTAL RESULTS The experimental setup was tested under several load and speed values, both at steady state and dynamic conditions. The system was tested for distinct DC voltage levels, established by a variable AC voltage source and a diode rectifier, to emulate the boost converter. The voltage level was selected based on the characteristics exhibited in Fig. 4. Initially the impact of the disturbance input decoupling mechanism on the current and speed responses was investigated. Figs. 7 and 8 show the results for both conditions, namely without and with the decoupling mechanism. It can be observed that the current response is faster with the decoupling, what ultimately results in a speed response with smaller overshoot, than that observed for a fixed gain (nominal values). The efficiency optimization control via flux reduction is illustrated in Fig. 9, for the case of a constant DC link voltage of rated value. The system was initially operating at steady state condition, at 5 rpm, already at an optimum flux level. The speed reference was suddenly set to 7 rpm, causing the flux producing current component (i ds * ) to be reset to its rated value (9. A). Fast transient response is then achieved, and after a few seconds, the search algorithm detects a new steady state condition. The flux is next decreased by reduction of excitation current, which correspondingly increases the torque current so that the developed torque remains constant. As the flux is decreased, the iron losses decrease with the attendant increase in copper loss. However, the total system (converter and machine) loss decreases, resulting in a decrease of DC link power. The search is continued until the system settles down at the new minimum input power point. The effects of each control variable, i.e., rotor flux and DC link voltage, on the drive efficiency can be best visualized in Fig. 1, for the case of a 16 rpm to 36 rpm step in speed reference, and a load torque of,4 p.u. at 36 rpm. Fig. 1(a) shows the results for rated i ds *, rated V dc, whereas in Fig. 1(b) the optimum flux controller is active, but V dc is kept in its rated value. In contrast, Fig. 1(c) shows how performing Vdc reduction simultaneously with optimum flux control can substantially reduce the DC link power. The impact of efficiency optimization is shown in Fig.11, for a.4 p.u. speed and several load torques. Case A represents the rated flux, rated DC link voltage operation, whereas case B is the result of flux optimization alone, as discussed in Fig.1. Curve C was obtained by simultaneously 1 Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3.
16 14 1 I qs (A) 1 8 6 4 -..4.6.8 1 16 14 1 I qs * (A) 1 8 6 4 -..4.6.8 1 (a) t(s) (b) t (s) 16 14 1 I qs (A) 1 8 6 4 -..4.6.8 1 16 14 1 I qs * (A) 1 8 6 4 -..4.6.8 1 (a) t (s) (b) t (s) 5 N (rpm] 5 N (rpm) 15 1 (c) 15 1 (c) 5..4.6.8 1 t (s) 5..4.6.8 1 t (s) Fig. 7: Response to a speed step from 1 to rpm, with V dc =17V, without the compensation term. (a) Actual i qs current; (b) Reference i qs * current; (c) Motor speed. imposing flux optimization along with variable DC link operation. It can be seen that the reduction in the DC link voltage has a significant impact on efficiency for this case. Somewhat similar conclusion can be made for other operating conditions. VI. CONCLUSIONS The paper discussed how the particularities of a solar boat drive can be gainfully utilized to improve the overall drive efficiency. Considering a fixed number of solar panels, the use of a low voltage (48 V) for the battery pack is a good choice to keep the number of series connected solar cells small, and consequently, increasing the number of parallel paths. This results in increased reliability, and also permits the selection of a proper DC link voltage level at partial speeds. The problem of proper current control under variable inverter input voltage was addressed, with the help of a decoupling mechanism. This allowed current response to became immune to V dc variations. Experimental results were obtained, initially for operating points along the quadratic torque-speed characteristics of the load, for three conditions: rated flux and V dc, rated V dc and optimum flux control, and finally, for simultaneous optimum flux and variable V dc operation. The benefits of applying optimum flux level, along with Fig. 8: Response to a speed step from 1 to rpm, with V dc =17V, with the compensation term. (a) Actual i qs current; (b) Reference i qs * current; (c) Motor speed. reduced V dc control at low to medium speeds (and torques) were clearly demonstrated, and comprises lower machine losses, lower inverter losses, reduced cooling requirements, and increased reliability due to lower voltage stress on the switch. It can also be demonstrated that this strategy has a beneficial impact on the DC-DC boost-type converter as well. Overall efficiency can be even greater if a low resistance machine is employed, as is the case of a high efficiency induction motors. ACKNOWLEDGMENTS The authors wish to express their gratitude to CNPq, for its financial support of this project. REFERENCES [1] J. Abrahamsen, J. K. Pedersen, F. Blaabjerg, State-ofthe-Art of Optimal Efficiency Control of Low Cost Induction Motor Drives, Power Electronics and Motion Control PEMC 96, vol., pp. 163-17, Budapest, Hungary, -4 September 1996. [] F. Abrahamsen, F. Blaabjerg, J. K. Pedersen, P. Z. Grabowski, P. Trogersen, On the Energy Optimized Control of Standard and High-Efficiency Induction Motors in CT and HVAC Applications, IEEE Trans. on Ind. App., vol. 34, no. 4, pp. 94-945, July/August 1998. Eletrônica de Potência - Vol. 8, n 1, Junho de 3. 13