CURSO TÉCNICO EM ELETROTÉCNICA DISCIPLINA: ELETRÔNICA INDUSTRIAL Prof. Geroge Cajazeiras Silveira

Ministério da Educação - MEC Secretaria de Educação Profissional e Tecnológica (SETEC) Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Ceará CURSO TÉCNICO EM ELETROTÉCNICA DISCIPLINA: ELETRÔNICA INDUSTRIAL Prof. Geroge Cajazeiras Silveira 1

Ministério da Educação - MEC Secretaria de Educação Profissional e Tecnológica (SETEC) Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Ceará ELETRÔNICA INDUSTRIAL PROF. GEORGE CAJAZEIRAS SILEIRA CURSO TÉCNICO EM ELETROTÉCNICA 2

CRÉDITOS Presidente Dilma ana Rousseff Ministro da Educação Aloizio Mercadante Oliva Secretaria de Educação Profissional e Tecnológica Marco Antonio de Oliveira Reitor do IFCE irgilio Augusto Sales Araripe Pró-Reitor de Extensão Zandra Maria Ribeiro Mendes Dumaresq Pró-Reitor de Ensino Reuber Saraiva de Santiago Pró-Reitor de Administração Tássio Francisco Lofti Matos Diretor Geral Campus Fortaleza Antonio Moises Filho de Oliveira Mota Diretor de Ensino Campus Fortaleza José Eduardo Souza Bastos Coordenador Adjunto - Reitoria Armênia Chaves Fernandes ieira Supervisão - Reitoria André Monteiro de Castro Daniel Ferreira de Castro Coordenador Adjunto - Campus Fortaleza Fabio Alencar Mendonça Supervisores Daniel Gurgel Pinheiro Francisca Margareth Gomes de Araújo Francisco Alexandre de Souza George Cajazeiras Silveira José Roberto Bezerra Nildo Dias dos Santos Orientadores Deborah Almeida Sampaio Antônio Indalécio Feitosa Elaboração do conteúdo George Cajazeiras Silveira Diagramação Daniel Oliveira Araújo Coordenador Geral Reitoria Jose Wally Mendonça Menezes 3

O QUE É O PRONATEC? Criado no dia 26 de Outubro de 2011 com a sanção da Lei nº 12.513/2011 pela Presidenta Dilma Rousseff, o Programa Nacional de Acesso ao Ensino Técnico e Emprego (Pronatec) tem como objetivo principal expandir, interiorizar e democratizar a oferta de cursos de Educação Profissional e Tecnológica (EPT) para a população brasileira. Para tanto, prevê uma série de subprogramas, projetos e ações de assistência técnica e financeira que juntos oferecerão oito milhões de vagas a brasileiros de diferentes perfis nos próximos quatro anos. Os destaques do Pronatec são: Criação da Bolsa-Formação; Criação do FIES Técnico; Consolidação da Rede e-tec Brasil; Fomento às redes estaduais de EPT por intermédio do Brasil Profissionalizado; Expansão da Rede Federal de Educação Profissional Tecnológica (EPT). A principal novidade do Pronatec é a criação da Bolsa-Formação, que permitirá a oferta de vagas em cursos técnicos e de Formação Inicial e Continuada (FIC), também conhecidos como cursos de qualificação. Oferecidos gratuitamente a trabalhadores, estudantes e pessoas em vulnerabilidade social, esses cursos presenciais serão realizados pela Rede Federal de Educação Profissional, Científica e Tecnológica, por escolas estaduais de EPT e por unidades de serviços nacionais de aprendizagem como o SENAC e o SENAI. Objetivos Expandir, interiorizar e democratizar a oferta de cursos de Educação Profissional Técnica de nível médio e de cursos e programas de formação inicial e continuada de trabalhadores; Fomentar e apoiar a expansão da rede física de atendimento da Educação Profissional e Tecnológica; Contribuir para a melhoria da qualidade do Ensino Médio Público, por meio da Educação Profissional; Ampliar as oportunidades educacionais dos trabalhadores por meio do incremento da formação profissional. Ações Ampliação de vagas e expansão da Rede Federal de Educação Profissional e Tecnológica; Fomento à ampliação de vagas e à expansão das redes estaduais de Educação Profissional; Incentivo à ampliação de vagas e à expansão da rede física de atendimento dos Serviços Nacionais de Aprendizagem; Oferta de Bolsa-Formação, nas modalidades: Bolsa-Formação Estudante; Bolsa-Formação Trabalhador. Atendimento a beneficiários do Seguro-Desemprego;

SUMÁRIO CAPÍTULO I - DISPOSITIOS SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA... 4 1.1 Introdução... 4 1.2 Diodo de Potência... 4 1.2.1 Perdas em Condução... 5 1.2.2 Entrada em Condução... 5 1.2.3 Comutação... 6 1.2.4 Tipos de Diodos de Potência... 7 1.3 transistor Bipolar... 8 1.4 MOSFET... 10 1.5 IGBT... 11 1.6 SCR... 13 1.6.1 Funcionamento do SCR... 13 1.6.1.1 Polarização Direta (região de condução)... 14 1.6.1.2 Polarização Reversa (região de bloqueio)... 15 1.6.1.3 Travamento do SCR... 15 1.6.2 Formas de Disparo do SCR... 16 1.6.2.1 Por Pulso de Corrente no Gatilho (gate)... 16 1.6.2.2 Por Temperatura... 16 1.6.2.3 Por Luz... 16 1.6.2.4 por Tensão de Breakover, v bo... 16 1.6.2.5 por ruído... 17 1.6.2.6 por d/dt... 17 1.6.3 Tipos de SCRs... 18 1.6.3.1 SCR de Controle de Fase... 18 1.6.3.2 SCR de Chaveamento Rápido... 18 1.6.4 Símbolos Utilizados nas Especificações de SCR... 18 1.6.5 Encapsulamentos de SCR... 19 1.7 TRIAC... 20 1.7.1 Controle de Potência com o TRIAC... 22 1.8 DIAC... 22 1.9 GTO... 24 1.10 EXERCÍCIO - 01... 26 CAPÍTULO II CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES... 30 2.1 Introdução... 30 2.2 Circuitos de Disparo do SCR em CC... 31 2.2.1 Circuito de Disparo com Chave de Contato Momentâneo NA (Normalmente Aberta)... 31 2.2.2 Circuito de Disparo com Oscilador de Relaxação Empregando o TUJ (Transistor de Unijunção)... 33 2.3 EXERCÍCIO - 02... 45 2.3.1 Circuito de Disparo com C. I. TCA785... 47 2.4 Circuitos de Disparo do SCR em CA... 52 2.4.1 Cálculo da Tensão Média e Eficaz na Carga Resistiva... 54 2.5 EXERCÍCIO - 03... 56 2.6 Considerações Finais... 58

CAPÍTULO III RETIFICADORES CONTROLADOS... 59 3.1 Introdução... 59 3.2 Retificador Monofásico Controlado... 59 3.2.1 Meia Onda... 59 3.2.2 Onda Completa... 62 3.3 Retificador Trifásico Controlado... 63 3.3.1 Meia Onda... 63 3.3.2 Onda Completa... 65 3.4 EXERCÍCIO - 04... 68 3.5 Considerações Finais... 70

APRESENTAÇÃO DA DISCIPLINA Caros Estudantes! A Eletrônica Industrial vem sendo utilizada desde a década de 60, após a criação do SCR, pela General Electtric e progrediu com grande rapidez. Com o intuito de introduzir os estudos da eletrônica industrial esta disciplina trata da aplicação de dispositivos semicondutores de potência, como tiristores e transistores na conversão e controle de energia elétrica. O propósito da mesma é iniciar um processo de compreensão da teoria dos semicondutores de potência e do princípio de funcionamento de alguns dos principais componentes que utilizam essa tecnologia. Esta disciplina, com duração de 80 horas nas quais serão abordados assuntos referentes aos dispositivos semicondutores de potência; circuitos de disparo de tiristores; circuito de disparo de tiristores com circuito integrado TCA785 e à retificação controlada monofásica e trifásica. No decorrer da disciplina veremos as aplicações práticas dos componentes estudados, como forma de aproximar os conteúdos teóricos à prática. Bom proveito! Prof.: George Silveira

4 CAPÍTULO I - DISPOSITIOS SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA 1.1 INTRODUÇÃO A escolha de uma chave de potência, que será usada em um conversor, está associada principalmente à potência que ele deve controlar e à frequência em que ele deve operar. Existem alguns dispositivos que atualmente predominam na aplicação em determinadas faixas de potência e frequência de operação. Mas, com o desenvolvimento contínuo da tecnologia de fabricação de componentes eletrônicos de potência, há uma tendência de mudanças. Nos níveis de potência situados entre uma faixa e outra, a escolha das chaves é vinculada basicamente ao custo e à facilidade de operação. 1.2 DIODO DE POTÊNCIA Os diodos semicondutores de potência são construídos de silício, um elemento semicondutor cuja classificação está entre um isolante e um condutor, e cuja resistência elétrica diminui com o aumento da temperatura. A Fig. 1.1 mostra a simbologia do diodo semicondutor. A(anodo) K(catodo) Fig.1.1 Simbologia do diodo semicondutor. A característica estática de um diodo está representada na Fig. 1.2. Em condução, ele é representado por uma força-eletromotriz, TO, associada em série com uma resistência, R f. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

5 Fig.1.2 - Curva característica do diodo. 1.2.1 PERDAS EM CONDUÇÃO dada por (1.1). Quando o diodo encontra-se em condução, a potência dissipada em forma de calor é Onde: TO - tensão direta; I A - corrente média; I RMS - corrente eficaz; r f - resistência de condução. 2 cond = TO. A + f. RMS. P I r I (1.1) 1.2.2 ENTRADA EM CONDUÇÃO erifica-se a existência de atraso para que o diodo entre em condução. Este é o tempo de entrada em condução e pode variar de 0,1 a 1,5ms. A tensão de pico de tensão, em alguns casos, pode alcançar valores próximos a 40. As perdas na entrada em condução são representadas por (1.2). 1 P= FP- F. I0. t rf. f. 2 ( ) 0 ( FP F rf A Fig. 1.3 mostra as formas de onda de condução de um diodo. (1.2) CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

6 Fig.1.3 Formas de onda relativas à entrada em condução de um diodo. 1.2.3 COMUTAÇÃO O comportamento do diodo na operação de bloqueio pode ser visto na Fig. 1.4. Fig.1.4 Processo de bloqueio. Observa-se que o diodo só bloqueia quando a carga de recuperação reversa, Q rr, acumulada devido à capacitância presente na região de polarização direta e inversa, se anula. O tempo necessário para esta descarga é chamado de tempo de recuperação reversa, T rr. Q rr e T rr são dados pelo fabricante. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

7 Os diodos podem ser classificados em rápidos e lentos quanto ao tempo de recuperação reversa, T rr. Os rápidos apresentam T rr < 200ns. Já os diodos comuns apresentam T rr > 1ms. As perdas são dadas por (1.3). Onde: P= Q... rr E f E - tensão aplicada no diodo após a comutação; f - frequência de chaveamento. (1.3) 1.2.4 TIPOS DE DIODOS DE POTÊNCIA - De uso geral: Apresentam T rr > 1ms, portanto indicados para baixa frequência de chaveamento. Aplicação: conversores de baixa frequência. - Rápidos: Apresentam T rr < 200ns, portanto indicados para alta frequência de chaveamento. Aplicação: conversores CC/CC e CC/CA. - Schottky: Apresentam, além de baixo T rr, uma baixa tensão de polarização direta, aproximadamente de 0,25. Aplicação: corrente de fuga aumenta com a faixa de tensão e seus valores nominais estão limitados a 100, 300A. A Fig. 1.5 e a Fig. 1.6 mostram diversos encapsulamentos de diodos de potência da Semikron e um diodo de potência HFA25TB60 ultrarrápido da ishay, respectivamente. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

8 Fonte: http://www.semikron.com Fig.1.5 Encapsulamentos de diodos de potência. Fonte: http://www.vishay.com Fig.1.6 Diodos de potência HFA25TB60 ultrarrápido com T rr = 50ns. 1.3 TRANSISTOR BIPOLAR O transistor bipolar de potência é um semicondutor que apresenta controle de condução mediante a manutenção de uma corrente em sua base. Comparado aos transistores CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

9 de baixa potência, apresentam maiores tensões diretas de bloqueio no estado desligado, alta capacidade de condução de corrente e ganhos de corrente baixos, entre 2 e 20. A Fig. 1.7 mostra a simbologia do transistor bipolar NPN. C(coletor) B(base) E(emissor) Fig.1.7 Simbologia do transistor bipolar NPN. As características de saída ( ce x I c ) de um transistor de potência NPN em emissor comum são apresentadas na Fig. 1.8. Fig.1.8 Curvas características do transistor NPN em emissor comum. Em aplicações de potência, como em conversores estáticos, o transistor empregado como chave, ou seja, nas regiões de corte e saturação, pois a potência dissipada não seria tão significativa, já que na saturação ce 0 e no corte I c 0, resultando em ambos os casos P c 0. O corte é obtido levando-se a corrente de base a zero ou mesmo a um pequeno valor negativo. A saturação é obtida com a aplicação de corrente na base do transistor. Com o intuito de diminuir o tempo de comutação, isto é, tempo necessário para mudança da saturação para o corte e vice-versa, recomenda-se que a corrente de base seja apenas o suficiente para manter o transistor saturado (quase saturação). Assim quanto menor o tempo de comutação, melhor o transistor para eletrônica de potência. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

10 O ganho de corrente do transistor de potência pode ser consideravelmente melhorado utilizando-se a configuração Darlington. A Fig. 1.9 mostra o transistor bipolar de potência MJ11028 da ON Semiconuctor. Fonte: http://onsemi.com Fig.1.9 transistor bipolar de potência MJ11028 da ON Semiconuctor. 1.4 MOSFET O MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), transistor de efeito de campo metal-óxido-semicondutor, é um transistor de chaveamento rápido. A Fig. 1.10 mostra a simbologia do MOSFET intensificação de canal N. D (dreno) G(porta) S (fonte) Fig.1.10 Simbologia do MOSFET intensificação de canal N. O MOSFET é um dispositivo controlado por tensão, funcionando como uma chave fechada quando a tensão gate-source ( gs ) é suficientemente grande e, como uma chave aberta quando a tensão gs está abaixo de um valor limiar. A baixa potência requerida no comando é usada apenas para carregar e descarregar as capacitâncias intrínsecas de entrada. Para que ele permaneça ligado é necessária à aplicação contínua da tensão gs com um valor apropriado. Não há corrente no terminal de gate, exceto durante os transitórios do estado ligado para o desligado e vice-versa, ou seja, quando a capacitância do gate está começando a carregar ou descarregar. O tempo de chaveamento é muito curto. Os pequenos tempos de comutação permitem que sejam desenvolvidos dispositivos capazes de operar em frequências da ordem de 100MHz. Possuem tensão direta máxima da ordem de 1k para dispositivos de baixa CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

11 corrente e em torno de 20 para dispositivos com correntes acima de 100A, Porém, não suportam tensão reversa. É importante salientar que ele apresenta a possibilidade de condução no sentido reverso devido à presença de um diodo intrínseco na configuração antiparalelo. Em resumo o MOSFET possui as seguintes características: a) Tempos de comutação extremamente curtos. Desse modo podem operar com frequências mais elevadas; b) Alta impedância de entrada, entre gate e source. Desse modo a potência consumida e a complexidade dos circuitos de comando são muito menores e o ganho é mais alto; c) Área de operação maior; d) Mais fácil de ser associado em paralelo, sobretudo porque a resistência em estado de condução, RDSon, tem coeficiente positivo de temperatura, isto é, se a temperatura aumentar e RDSon aumenta. A Fig. 1.11 mostra o encapsulamento e as características do MOSFET de potência AUIRFS3107 da International Rectifier. Fonte: http:// www.irf.com Fig.1.11 Encapsulamento e características do MOSFET de potência AUIRFS3107 da International Rectifier. 1.5 IGBT O IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), transistor bipolar de porta isolada, é um dispositivo que combina as melhores características do transistor bipolar e do MOSFET. Além disto, apresenta alta impedância de gate, necessitando de pouca energia para chavear o dispositivo. Apresenta tensão de condução da ordem de 2 a 3 e tensão de ruptura de até 1000. Similarmente ao GTO, o IGBT pode bloquear tensões reversas. A Fig. 1.12 mostra a simbologia do IGBT canal N. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

12 C (coletor) G (porta) E (emissor) Fig.1.12 Simbologia do IGBT canal N. Os transistores bipolares e os MOSFET têm características que se completam. O primeiro tem baixas perdas na condução, especialmente nos dispositivos com maiores tensões de ruptura, mas tem grandes tempos de chaveamento, principalmente no desligamento. O segundo pode ligar e desligar muito mais rápido, mas apresenta elevadas perdas durante a condução, notadamente em dispositivos com altas tensões de ruptura. Em resumo o IGBT possui as seguintes características: a) Possui características de baixa queda de tensão no estado ligado do transistor bipolar com as ótimas características de chaveamento do MOSFET; b) Preferência sobre o MOSFET em aplicações onde as perdas por condução podem degradar sua eficiência; c) elocidade de chaveamento é maior que do transistor bipolar, porém é menor que a do MOSFET; d) É acionado por tensão, como o MOSFET e apresenta baixa resistência em estado de condução, RDSon, como o transistor bipolar. A Fig. 1.13 mostra o encapsulamento e as características do IGBT de potência IRG6S330UPbF da International Rectifier. Fonte: http:// www.irf.com Fig.1.13 Encapsulamento e características do IGBT de potência IRG6S330UPbF da International Rectifier. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

13 1.6 SCR O SCR (Silicon Controlled Rectifier), retificador controlado de silício, é um dispositivo semicondutor de quatro camadas com estrutura PNPN com três junções PN. Possui três terminais: anodo, catodo e gatilho (gate), sendo este o elemento de controle. A Fig. 1.14 mostra em (a) estrutura interna e (b) a simbologia do SCR. A P N A(anodo) G P N G(porta) K(catodo) K (a) (b) Fig.1.14 (a) estrutura interna e (b) a simbologia do SCR. 1.6.1 FUNCIONAMENTO DO SCR A Fig. 1.15 mostra a curva característica do SCR. I T Corrente de direta máxima I TM Região de condução Disparo por Disparo sem pulso no gate pulso no gate Tensão de Corrente de travamento I L I G2> I G1 > I G = 0 ruptura reversa Corrente de manutenção I H - BD T AK2 AK1 Queda de -I R AK tensão direta BO Corrente de fuga reversa Tensão de ruptura direta Região de bloqueio Fig.1.15 Curva característica do SCR. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

14 1.6.1.1 Polarização Direta (região de condução) O SCR difere de um diodo retificador no que diz respeito ao controle da passagem de corrente quando polarizado diretamente. Polarização direta da junção anodo-catodo com gate aberto: Mesmo que junção anodo-catodo esteja polarizada diretamente (tensão de anodo positiva em relação ao catodo), se a junção gate-catodo não estiver polarizada diretamente, sua corrente é apenas a de fuga direta, diz-se, então, que o SCR está na condição de bloqueio direto (forward blocking) ou estado desligado (off-state). Se a tensão entre anodo e catodo, AK, atingir um valor muito alto, ele passará a conduzir, diz-se, então, que atingiu a ruptura por avalanche, sendo esta tensão chamada de tensão de ruptura direta (forward breakover voltage, BO ), o SCR estará no estado de condução ou estado ligado (on-state). Observa-se que este método não deve ser utilizado comumente na prática, pois requer valor bastante elevado de tensão entre anodo e catodo, AK, e pode danificá-lo. Polarização direta das junções anodo-catodo e gate-catodo: Na prática a AK é mantida abaixo da BO e o SCR é disparado pela aplicação de um pulso positivo de corrente no gatilho, conseguido pela polarização direta da junção gatecatodo. Se no momento do disparo houver uma corrente de anodo, I T, maior de que a corrente travamento (latching current, I L ), ele permanecerá em condução mesmo que o pulso de corrente no gatilho seja retirado, diz-se, então, que ele está travado. Para destravá-lo, basta reduzir a corrente de anodo, I T, a um valor abaixo da corrente de manutenção (holding current, I H). A corrente de manutenção é da ordem de miliampères e é menor que a corrente de travamento. Pode-se definir: Corrente de manutenção É a mínima corrente de anodo que, ainda, mantém o tiristor no estado de condução; Corrente de travamento É a mínima corrente de anodo que, no momento do disparo pelo gatilho, mantém o tiristor no estado de condução, mesmo que o pulso de corrente de gatilho seja removido. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

15 Observa-se na curva característica que quanto maior a corrente de gatilho, menor será a tensão entre anodo-catodo, AK, necessária para o SCR entrar no estado de condução. No estado de condução seu comportamento é semelhante ao de um diodo em condução e não há mais o controle sobre ele pelo gatilho. No estado de condução há uma queda de tensão entre anodo e catodo devido à resistência interna denominada tensão direta, T, tipicamente entre 0,7 a 1. 1.6.1.2 Polarização Reversa (região de bloqueio) Polarização reversa da junção anodo-catodo com gate aberto: Na polarização reversa (tensão de anodo negativa em relação ao catodo), igualmente como no diodo comum, o SCR estará no estado de bloqueio reverso e haverá apenas uma corrente de fuga reversa, I R. Caso o valor da tensão reversa supere a tensão reversa máxima (tensão de breakdown, BD ) especificada pelo fabricante, a corrente reversa crescerá rapidamente danificando o dispositivo. 1.6.1.3 Travamento do SCR A ação de travamento pode ser explicada baseada no circuito equivalente com dois transistores bipolares, um PNP e outro NPN. Fig. 1.16 mostra em (a) estrutura interna e em (b) circuito equivalente com dois transistores bipolares do SCR. A A P I A = I T G N P N P G I G Q 1 I C1 I B2 I B1 = I C2 Q 2 N I K K K (a) (b) Fig.1.16 (a) Estrutura interna e (b) Circuito equivalente com dois transistores bipolares do SCR. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

16 Injetando-se corrente na base (I G ) do NPN (Q 2 ), através da polarização direta da sua junção B-E, levando-o a saturação, assim, haverá corrente de coletor (I C2 ) do transistor NPN (Q 2 ). Se o anodo SCR estiver positivo, a junção E-B do transistor PNP (Q 1 ) estará diretamente polarizada, levando-o a saturação, então o transistor PNP (Q 1 ) alimentará com corrente de base (I C1 ) o transistor NPN (Q 2 ), mantendo sua corrente de base (I B2 ), dispensando a injeção de corrente de base externa. 1.6.2 FORMAS DE DISPARO DO SCR 1.6.2.1 Por Pulso de Corrente no Gatilho (gate) SCR é disparado pela aplicação de um pulso positivo de corrente no gatilho, conseguido pela polarização direta da junção gate-catodo. À medida que a corrente de gatilho aumenta, a tensão de bloqueio direta diminui. 1.6.2.2 Por Temperatura À medida que a temperatura de um SCR se eleva, aumenta sua corrente de fuga, diminuem a tensão de breakover, BO e a corrente de manutenção podendo dispará-lo. 1.6.2.3 Por Luz A incidência de luz em suas junções aumentará a formação de pares lacunas-elétrons, aumentando a corrente de fuga, podendo dispará-lo. O LASCR (Light-Activated Silicon Controlled Rectifier) é um SCR ativado por luz, apresenta uma janela para recebimento de luz e o gatilho é usado para controle de sensibilidade de disparo. 1.6.2.4 Por Tensão de Breakover, BO O SCR poderá ser levado do estado de bloqueio para o estado de condução, sem aplicação de pulso no gatilho aplicando-se uma tensão em sentido direto que supere a tensão de breakover máxima especificada pelo fabricante. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

17 1.6.2.5 Por Ruído SCRs sensíveis quanto ao disparo podem ser disparados se o gatilho captar sinais de interferência. Por exemplo: o SCR TIC106. Para evitar este tipo de disparo conecta-se um resistor entre gate-catodo. A Fig. 1.17 mostra o SCR com resistor entre gate-catodo para evitar disparo por ruído o resistor. A G R GC K Fig.1.17 SCR com resistor entre gate-catodo para evitar disparo por ruído. 1.6.2.6 Por d/dt Quando o SCR está no estado de bloqueio, se a taxa de crescimento da tensão entra anodo-catodo for alta, causará um fluxo elevado de corrente, através dos capacitores das junções, podendo ser suficiente para dispará-lo. O valor desta corrente pode até danificar o SCR, devendo ser protegido contra d/dt elevado. Os fabricantes especificam seu valor máximo, por exemplo: BT151-500 d/dt = 130/µs. Associando-se ao SCR um circuito de amortecimento, snubber, é possível reduzir a taxa de crescimento da tensão. A Fig. 1.18 mostra o SCR com circuito snubber para evitar o disparo por d/dt. A R s G C s K Snubber Fig.1.18 SCR com circuito snubber para evitar disparo por dv/dt. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

18 1.6.3 TIPOS DE SCRs 1.6.3.1 SCR de Controle de Fase Operam, geralmente, com a frequência da rede é desligado por comutação natural. Utilizados em aplicações de baixa velocidade de chaveamento. Tempo de desligamento na faixa de 50 a 100µs. 1.6.3.2 SCR de Chaveamento Rápido Utilizados em aplicações de chaveamento de alta velocidade com comutação forçada. Tempo de desligamento na faixa de 5 a 50µs. 1.6.4 SÍMBOLOS UTILIZADOS NAS ESPECIFICAÇÕES DE SCR A tabela 1.1 apresenta alguns símbolos utilizados nas especificações dos SCRs. DRM BO I DRM RRM BD Tabela 1.1 Símbolos utilizados nas Especificações dos SCRs. Peak Repetitive Off State Forward oltage Peak Forward Blocking Current Peak Repetitive Off State Reverse oltage Tensão direta de pico repetitivo, no estado desligado, aplicada em sentido direto. É a tensão de ruptura direta, dispara sem pulso no gatilho. Corrente direta máxima, no estado desligado, quando o SCR está diretamente polarizado. Tensão reversa de pico repetitivo, no estado desligado, aplicada em sentido reverso. É a tensão de ruptura reversa. Danifica o SCR. I RRM Peak Reverse Blocking Current Corrente reversa máxima. TM Peak On State oltage Tensão máxima direta no estado ligado. É a queda de tensão direta entre anodo e catodo quando o SCR está conduzindo. I H Holding Current Corrente de manutenção. É o valor da corrente de anodo abaixo do qual o SCR comuta para o estado desligado. I L Latching Current Corrente de travamento. É a mínima corrente de anodo necessária para manter o SCR no estado ligado (travado), logo após ter sido disparado e o pulso de gatilho ter sido retirado. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

19 1.6.5 ENCAPSULAMENTOS DE SCR A Fig. 1.19 mostra diversos encapsulamentos de SCRs de potência da Semikron. Fonte: http://www.semikron.com Fig.1.19 Encapsulamentos de SRCs de potência. A Fig. 1.20 mostra o encapsulamento e as características do SCR de potência 2N650xG da ON Semiconductor. Fonte: http://onsemi.com Fig.1.20 Encapsulamento e características do SCR de potência 2N650xG da ON Semiconductor. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

20 1.7 TRIAC O TRIAC (Triode for Alternating Current), triodo de corrente alternada, é um componente que pertence à família dos tiristores. É um dispositivo bidirecional em relação à circulação da corrente e é normalmente empregado no controle de fase CA. Funciona como dois SCRs conectados em antiparalelo com seus gatilhos em conexão comum. A Fig. 1.21 mostra em (a) estrutura interna, (b) a simbologia e em (c) o circuito equivalente com dois SCRs do TRIAC. T 2 T 2 N P N T 2 G N P N N T 1 (a) G T 1 (b) T 1 (c) G Fig.1.21 (a) Estrutura interna, (b) Simbologia e (c) circuito equivalente com dois SCRs do TRIAC. Os terminais T1 e T2 também são denominados de MT 1 (main terminal T 1 ) e MT 2 (main terminal T 2 ), respectivamente. O TRIAC pode ser disparado por pulso positivo ou por pulso negativo. A sensibilidade varia de um quadrante de operação para outro, normalmente operam no 1º e 3º quadrantes. No 1º quadrante o T 2 e G são positivos em relação ao T 1 é a mais sensível de todas, pois exige menor valor de corrente de gatilho para o disparo, e no 3º quadrante o T 2 e G são negativos em relação ao T 1. A Fig. 1.22 mostra as polarizações de operação do TRIAC. (+) T 2 (+) T 2 2º Quadrante 1º Quadrante (-) I GT G T 1 (+) I GT G T 1 3º Quadrante (-) T 2 (-) I GT G T 1 (-) T 2 (+) I GT 4º Quadrante G T 1 Fig.1.22 Polarizações de operação do TRIAC. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

21 A Fig. 1.23 mostra a curva característica do TRIAC. I T Corrente de direta máxima I TM Região de condução Disparo por pulso no gate Disparo sem pulso no gate Tensão de ruptura reversa Corrente de travamento I L I G1 I G2> > I G = 0 - BO - T1 - T2 Corrente de manutenção I H - T(on) -I H T(on) T2 T1 BO T I G = 0 > -I G1 > -I G2 -I L Tensão no estado ligado Tensão de ruptura direta Disparo sem pulso no gate Disparo por pulso no gate Região de condução -I TM Fig.1.23 Curva característica do TRIAC. A Fig. 1.24 mostra o encapsulamento e as características do TRIAC de potência BTA30 da ON Semiconductor. Fonte: http://onsemi.com Fig.1.24 Encapsulamento e características do TRIAC de potência BTA30 da ON Semiconductor. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

22 1.7.1 CONTROLE DE POTÊNCIA COM O TRIAC Uma aplicação do TRIAC bastante utilizada, já que é bidirecional podendo controlar ambos os ciclos da tensão alternada, é no controle de fase CA - circuito controlador de tensão CA. O fluxo de potência pode ser controlado, através da variação do valor eficaz da tensão alternada aplicada à carga. As aplicações mais comuns de controladores de CA são: controle de iluminação, controle de velocidade de motores, controle de temperatura de estufas, fornos entre outros. Há dois tipos de controle de potência normalmente utilizados: a) Controle LIGA-DESLIGA: neste, a chave conecta a alimentação CA à carga durante alguns ciclos e depois se desconectam; b) Controle de ÂNGULO DE FASE: neste caso a chaves conecta a alimentação CA à carga durante parte de cada ciclo. A Fig. 1.25 mostra o circuito de um controlador de ângulo de fase utilizando TRIAC. 0,5A 60W-220 4k7Ω 220 60Hz 220kΩ DB3 T2 TIC 206D T1 150nF G Fig.1.25 Circuito controlador de ângulo de fase utilizando TRIAC. 1.8 DIAC O DIAC (Diode Alternative Current), diodo de corrente alternada, é um dispositivo semicondutor de três camadas de dois terminais e opera como dois diodos ligados em série, de forma que o catodo de um é ligado ao catodo do outro. Permite a condução de corrente em ambos os sentidos, desde que seja atingida sua tensão de disparo, o que torna possível sua utilização em CA. A Fig. 1.26 mostra a simbologia do DIAC. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

23 T 2 T 1 Fig.1.26 Simbologia do DIAC. Quando o DIAC está submetido a uma tensão inferior a ± BO (tensão de breakover), tensão de disparo, permanece bloqueado. Após atingir a tensão de disparo, ± BO, entre ±25 e ±45 nos mais comuns, entra em estado de condução, Neste instante produz-se uma região de resistência negativa, isto é, uma queda de tensão entre seus terminais resulta em aumento de corrente, até que esta queda de tensão atinja um pequeno valor e se mantenha praticamente constante. Para comutar para o estado desligado (bloqueio) é necessário reduzir a corrente que circular entre seus terminais a um valor inferior à corrente de manutenção, I H. A Fig. 1.27 mostra a curva característica e o encapsulamento do DIAC DB3 da DIOTEC. Fonte: http://www.diotec.com Fig.1.27 Curva característica e o encapsulamento do DIAC DB3. As aplicações comuns do DIAC são: disparo de TRIAC; proteção contra sobretensão e gerador dente-de-serra. A Tabela 1.2 apresenta as características do DIAC DB3. Tabela 1.2 Características do DIAC DB3. DIAC - DB3 Tensão de Breakover BOmín 36 BOmáx 28 BO_direta BO_reversa < 3.8 I F (direta) e I R (reversa) 10mA P máx 150mW d/dt 10 /μs CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

24 1.9 GTO O GTO (Gate Turn-Off ), tiristor de desligamento por porta, é um tiristor que pode ser disparado pela aplicação de um pulso curto de corrente positiva de gatilho, e pode continuar conduzindo mesmo que se retire esta corrente, como no SCR. Entretanto, diferentemente do SCR, pode ser desligado pela aplicação de um pulso curto de corrente negativa de gatilho. A duração do pulso de corrente negativa no gatilho é da ordem de µs, mas deve ter uma grande amplitude, tipicamente da ordem de grandeza da corrente de carga (de anodo). Na realidade a aplicação de um pulso negativo de corrente no gatilho faz com que haja um aumento do valor da corrente de manutenção a ponto desta superar a corrente de carga. A Fig. 1.28 mostra a simbologia do GTO. A(anodo) G(porta) K(catodo) Fig.1.28 Simbologia do GTO. Em resumo possui as seguintes vantagens: a) Não necessita de circuitos de comutação forçada, resultando em redução de custo, peso e volume; b) Redução de ruídos acústico e eletromagnético, devido a não utilização de indutores de comutação; c) Desligamento rápido (bloqueio), podendo operar com elevada frequência de chaveamento; d) Possibilita maior eficiência dos conversores; Como desvantagens podem ser citadas: a) Circuito de comando mais complexo que o dos tiristores, visto que além de permitir a aplicação de pulsos positivos e negativos de corrente para disparo e bloqueio, respectivamente. b) Exige circuito de proteção contra sobrecorrente quando, na operação de bloqueio, seja exigida uma corrente superior à máxima especificada pelo fabricante, denominada de máxima corrente direta controlável, I TGQ, que é a máxima corrente CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

25 de carga em estado de condução que pode ser desligada pelo controle do gatilho. Geralmente são utilizados snubbers para proteger o componente no desligamento, principalmente contra sobrecorrentes. c) Em estado de condução é semelhante ao SCR, porém tem queda de tensão mais alta, por exemplo, a queda tensão típica de um GTO de 500A e 1200 é de 3,4, já a de um SCR com as mesmas características é igual a 1,4; d) Na região reversa, não apresenta uma capacidade de bloqueio elevada (20 a 30), obrigando a utilização de um diodo em antiparalelo com o anodo e o catodo; e) Corrente de pico necessária para comutá-lo elevada; f) Necessita de circuito que limite a taxa de crescimento da corrente e da tensão entre anodo e catodo, snubber; g) As perdas de potência são maiores que as do SCR, por causa das perdas de condução. A Fig. 1.29 mostra o GTO com o circuito snubber e o diodo em antiparalelo. Diodo em antiparalelo Snubber Fig.1.29 GTO com o circuito snubber e o diodo em antiparalelo. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

26 1.10 EXERCÍCIO - 01 Com base na leitura dos conteúdos desenvolvidos na AULA 01, responda as questões a seguir. 1ª Questão: Qual o tipo de semicondutor utilizado na fabricação de diodos de potência? 2ª Questão: Com base nas informações fornecidas pelo fabricante (SEMIKRON) do diodo de potência SKN60F14, escreva os valores seguintes: a) Tensão reversa máxima ( RRM ): Corrente média máxima (I A ): A; ; Tensão direta máxima ( TO ): ; Tempo de recuperação reversa (t rr ): ηs. Corrente eficaz máxima (I RMS ): A; CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

27 3ª Questão: O transistor, em aplicações de potência, como em conversores estáticos, é empregado como amplificador ou como chave? 4ª Questão: Cite duas características importantes do MOSFET de potência. 5ª Questão: Cite quatro características importantes do IGBT de potência. 6ª Questão: Descreva o princípio de funcionamento do SCR. 7ª Questão: Defina: a) Corrente de manutenção I H ; b) Corrente de travamento I L. 8ª Questão: Cite seis formas de disparo do SCR. 9ª Questão: Explique como são realizadas as formas de disparo por: a) Pulso de Corrente no Gatilho (gate). b) Tensão de Breakover, BO. c) d/dt. CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

28 10ª Questão: Com base nas informações fornecidas pelo fabricante (SEMIKRON) do SCR de potência SKT553/16E, escreva os valores seguintes: b) Tensão reversa máxima ( RRM ): Corrente média máxima (I TA ): A; ; Tensão direta máxima ( DRM ): ; Corrente eficaz máxima (I TRMS ): A; Tensão direta máxima ( TO ): ; Corrente de travamento (I L ): A; Tensão entre gate e catodo mín ( GT ): ; Corrente de manutenção (I H ): A; Taxa crescimento da tensão (d/dt): /µs; Corrente de gate mín (I GT ): A. 11ª Questão: CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

29 Qual a principal diferença entre um diodo e um SCR? 12ª Questão: Qual a principal diferença entre um SCR e um TRIAC? 13ª Questão: Por que se associa um circuito SNUBBER aos tiristores? 14ª Questão: Qual a principal diferença entre um GTO e um SCR (ou TRIAC)? 15ª Questão: Analise o circuito abaixo e escreva os nomes dos seguintes componentes: TIC106D: ; DB3:. 0,5A 60W-220 4k7Ω 220 60Hz 220kΩ 150nF DB3 G MT2 MT1 TIC 206D CAPÍTULO I Dispositivos Semicondutores de Potência

30 CAPÍTULO II CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES 2.1 INTRODUÇÃO Tiristores como o SCR e o TRIAC, normalmente, são disparados pela aplicação de um pulso de corrente no gatilho. No caso do SCR, isto é conseguido pela polarização direta da junção gate-catodo, observando que: O valor da tensão entre anodo e catodo, AK, deve ser mantido abaixo da tensão de Breakover, BO, para evitar o disparo sem corrente no gatilho; O tempo de disparo (largura do pulso da corrente de gatilho) deve ser suficiente para que a corrente de anodo, I T, atinja valor maior de que a corrente de travamento (latching current, I L ), para que ele possa permanecer em condução mesmo com a retirada da corrente no gatilho, isto é, travado. Sabendo-se que para destravá-lo, basta reduzir a corrente de anodo, I T, a um valor abaixo da corrente de manutenção (holding current, I H). Após o disparo o pulso de gatilho deve ser retirado para diminuir perda de potência na junção gate-catodo; O disparo por pulso possibilita a isolação com a utilização de transformadores de pulso e de optoisoladores; Devem ser atendidas as especificações do fabricante, como: o Corrente de gatilho, que deve possuir valor entre o mínimo e o máximo; o Corrente de anodo com valor abaixo da máxima; o Corrente de travamento; o Corrente de manutenção; o Tempo de disparo; o Tensão reversa máxima; o Tensão direta máxima no estado desligado; Evitar que haja disparo indesejável; Controle total do ângulo de disparo. CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

31 2.2 CIRCUITOS DE DISPARO DO SCR EM CC 2.2.1 CIRCUITO DE DISPARO COM CHAE DE CONTATO MOMENTÂNEO NA (Normalmente Aberta) Ao ser pressionada a chave S 1 do circuito mostrado na Fig. 2.1, circulará uma corrente de gatilho que possuir valor suficiente para disparar o SCR que deverá travar se a corrente de anodo for maior ou igual a corrente de travamento. A corrente de gatilho, I G, é limitada pela resistência do resistor R G. A chave possui contato momentâneo porque não há necessidade de permanecer com a corrente de gatilho depois que o SCR está travado. I G I T R G RG R L RL S 1 CC AK TIC 106D GK Fig.2.1 Circuito com disparo por chave de contato momentâneo. O valor de R G é dado por (2.1). = + CC RG GK Como = R I RG G G, então: (2.1) = R I + CC G G GK R G = CC - I G GK. Onde: RG - tensão sobre R G ; GK - tensão entre gate-catodo; I G - corrente de gatilho; CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

32 E o valor da corrente de anodo, I T é dado por (2.2). = + CC RL AK Como = R I RL L T, então: (2.2) = R I + CC L T AK Onde: RL - tensão sobre R L ; AK - tensão entre anodo-catodo; I T - corrente de anodo. I T = CC - R L AK. - Exemplo 2.1: Calcule o valor da resistência de R G e a corrente de anodo, I T, do circuito mostrado na Fig. 2.1, sabendo-se que: CC = 12 e R = 100W L. Dados do SCR: TIC106D I = 5A I = 200 A = 0,7 T ( máx) GT ( máx) GK I = 10mA I = 2 A = 0,7 I L GT ( mín) AK H = 8mA m m Solução: Cálculo de R G : R G 12-0,7 = R 113k -6 G = W 100 10 Cálculo de I A : I T 12-0,7 = IT = 113mA 100 CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

33 2.2.2 CIRCUITO DE DISPARO COM OSCILADOR DE RELAXAÇÃO EMPREGANDO O TUJ (Transistor de Unijunção) 2.2.2.1 TRANSISTOR DE UNIJUNÇÃO TUJ Transistor de Unijunção, TUJ (Unijunction Transistor, UJT) é um dispositivo semicondutor que apresenta três terminais emissor (E), base 1 (B 1 ) e base 2 (B 2 ). Possui uma barra de silício tipo N levemente dopada com os terminais B 1 e B 2 conectados em suas extremidades. Sobre esta barra é criada uma região bem determinada e mais próxima de B 2, tipo P fortemente dopada, na qual é fundida uma haste de alumínio denominada de emissor. Forma-se, então, uma única junção PN, explicando sua terminologia, unijunção. Apresenta entre estas bases característica de resistência pura, denominada de resistência interbase (R BB ), a qual possui valores entre 4kΩ a 10kΩ quando a corrente de emissor for nula. Sua aplicação básica é como oscilador de relaxação, bastante empregada no disparo de SCRs e TRIACs. A Fig. 2.2 mostra em (a) estrutura interna, (b) circuito equivalente e (c) simbologia do TUJ. B 2 B 2 E P N E R B2 E (emissor) B 2 (base 2) R B1 B 1 (base 1) B 1 (a) B 1 (b) (c) Fig.2.2 (a) Estrutura interna, (b) Circuito equivalente e (c) Simbologia do TUJ. - Polarização do TUJ A base 2 e o emissor devem ser positivos em relação à base 1. BB é a tensão entre as bases e E a tensão entre o emissor e a base 1. A Fig. 2.3 mostra o circuito equivalente do TUJ polarizado. Observa-se que o R B1 é representado como resistor variável, porque sua resistência varia com a corrente de emissor. Tomando como base um TUJ 2N2646, varia de seu valor especificado, supondo 5kΩ, a 50Ω, com a corrente de I E a partir de 1µA a 6mA. CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

34 D I BB R B2 RB2 I E BB E R B1 RB1 Fig.2.3 Circuito equivalente do TUJ. A tensão BB faz surgir I BB, mas não indica que o TUJ saiu da região de corte, pois para sair desta região necessita do surgimento da corrente I E. Para I E = 0, a resistência interbase, R BB, é igual à soma de R B1 com R B2 como determina (2.3). R R R, BB = B1+ B2 (2.3) E a tensão sobre o resistor R B1, RB1, pode ser calculada pelo divisor de tensão, como mostra (2.4). = R I RB1 B1 BB BB Como I BB =, R + R I BB = R então: BB BB BB RB1= RB 1. RBB, B1 B2 (2.4) Sabendo-se que: R h= R B1 BB representa um parâmetro especificado pelos fabricantes denominado de relação intrínseca de corte (ou relação intrínseca de equilíbrio). O valor de η(êta) está entre 0,51 e 0,82. Substituindo η em (2.4), obtém-se (2.5). RB1 h BB. = (2.5) Analisando a malha de emissor, constituída por E, D e RB1, obtém-se (2.6). E =. D+ RB1 (2.6) CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

35 Substituindo (2.5) em (2.6), obtém-se (2.7), que é a tensão de disparo do TUJ, a partir da qual o diodo conduzirá, pois estará diretamente polarizado, surgindo a corrente de emissor para base 1, constituída por portadores de carga majoritários positivos injetados na região tipo N, diminuindo sua resistividade. Nota-se que R B1 possuía valor elevado, 5kΩ, por exemplo, antes do disparo, mas após o disparo sua resistência diminui para poucas dezenas. = + h (2.7) E D BB. - Curva Característica do TUJ A Fig. 2.4 mostra a curva característica do TUJ. Região de corte E Região de resistência negativa Região de saturação Tensão de pico P Ponto de pico Ponto de vale sat Tensão de vale I EO I P I I sat I máx I E Corrente de pico Corrente de vale Fig.2.4 Curva característica do TUJ. Na curva existem três regiões de funcionamento do TUJ: a) Região de corte: A região de corte o TUJ não está conduzindo. A corrente de emissor existente é apenas a de fuga, I EO, o diodo permanecerá bloqueado, pois está reversamente polarizado. Estará na região de corte quando satisfizer (2.8). < + (2.8) E D h. BB CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

36 b) Região de resistência negativa: Quando a E = P, o TUJ conduzirá, pois o diodo estará diretamente polarizado, surgindo a corrente de emissor para base 1. O valor de E diminuirá com o aumento de I E, devido à diminuição de R B1. Esta região é chamada de resistência negativa, porque uma diminuição de tensão resulta em um aumento de corrente. A tensão de pico, P, é determinada por (2.9). E =. P ³ D+h BB (2.9) c) Região de saturação: Quando a I E I, neste caso a R B1 não diminuirá mais, permanecendo constante, então um aumento de I E corresponde em um aumento de E. I E ³ I. - Especificações do TUJ: R BB Resistência interbase: é a resistência medida entre as bases 1 e 2 com emissor aberto (I E = 0). alores típicos entre 4kΩ e 10kΩ; η Relação intrínseca de corte ou relação intrínseca de equilíbrio (intrinsic stand-off ratio) é a relação h= R R B1 BB o valor de η(êta) está entre 0,51 e 0,82; P Tensão de pico é a tensão de emissor de disparo do TUJ; I P Corrente de pico é a corrente de emissor mínima para disparar o TUJ. alores típicos entre 1µA e 25µA; Tensão de vale é a tensão de emissor mínima que mantém TUJ disparado. alores típicos entre 1 e 5; I Corrente de vale é a corrente de emissor máxima na região de resistência negativa. alores típicos entre 1mA e 10mA. A Fig. 2.5 mostra em (a) o encapsulamento a identificação dos terminais e em (b) o aspecto físico com a identificação dos terminais do TUJ 2N2646 da Philips Semiconductors. CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

37 Fonte: Philips Semiconductors. Observe (a) E B 2 B 1 Foto: Prof. George. (b) Fig.2.5 Encapsulamento e identificação dos terminais do TUJ 2N2646 da Philips Semiconductors. 2.2.2.2 OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM TUJ - Funcionamento do Oscilador de Relaxação: No instante que o circuito for alimentado, o capacitor C inicia sua carga através do resistor R e do potenciômetro P com uma constante de tempo determinada por (2.10), já que, nesta situação, o TUJ está na região de corte. c ( R P) C. t = + (2.10) A tensão sobre o capacitor, C, que é igual à tensão de emissor, E, tenderá atingir o valor da tensão de alimentação, mas antes que isto ocorra, seu valor atingirá primeiro a tensão de pico, P, determinada por (2.9), então o TUJ disparará e o capacitor iniciará sua descarga, através do resistor, R 1, e do resistor de base 1, R B1, esta podendo ser considerada desprezível pelo seu baixo valor quando o TUJ está disparado. A constante de tempo de descarga, que é muito menor que a de carga, é determinada por (2.11). ( ) t = + (2.11) d RB1 R1 C. t @ R C d 1. CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

38 Quando, na descarga, a tensão do capacitor diminuir até atingir a tensão de vale,, o TUJ entrará na região de corte, reiniciando novamente a carga do capacitor, repetindo todo ciclo, e assim sucessivamente. A Fig. 2.6 mostra em (a) o circuito do oscilador de relaxação com TUJ e em (b) o circuito oscilador de relaxação com o circuito equivalente do TUJ. R R R 2 R 2 P P RB2 TUJ CC Carga RB1 TUJ CC C R 1 C Descarga R 1 (a) Fig.2.6 Circuito oscilador de relaxação: (a) com TUJ e (b) com circuito equivalente do TUJ. (b) A Fig. 2.7 apresenta as formas de onda de tensão sobre o capacitor e o resistor R 1. C CC c ( R P) C t = + ( ) t = R + R C d B1 1 P R1 CC ~ P (TUJ em corte) <0,6 R1 t c t d t Fig.2.7 Formas de onda de tensão sobre o capacitor, C e o Resistor R 1. CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

39 - Função dos Componentes do Oscilador de Relaxação: Resistor de emissor: Limita a corrente de emissor. No circuito, seu valor deve ser tal que permita o TUJ trabalhe na região de resistência negativa, isto é, à direita do ponto de pico e à esquerda do ponto de vale, sendo a corrente de emissor limitada entre corrente de pico e a corrente de vale. Se não trabalhar à direita do ponto de pico, ele não disparará. Para satisfazer esta condição o resistor de emissor deve deixar passar no mínimo a corrente de pico, I P. Calculase, então, o resistor de emissor máximo, R Emáx, que é determinado por (2.12). = -, sabendo-se que: = R I : RE CC E RE E E CC -E RE =, fazendo: E = P e I E = I P, então: I E R = R+ P = Emáx ( ). CC - I P P (2.12) Da mesma forma, no ponto de vale o resistor de emissor deve deixar passar no máximo a corrente de vale, I. Calcula-se, então, o resistor de emissor mínimo, R Emín, que é determinado por (2.13). fazendo: = e I = I, então: E E R Emín = CC - I. (2.13) Então o resistor de emissor, R E, deve ter valor entre: - < R < - CC CC P E I I P. CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

40 Capacitor C: Responsável pelo disparo e corte do TUJ. Quando o oscilador é empregado para disparar tiristores, determina a frequência e a duração dos pulsos de disparo. Resistor R 2 : Proteção térmica. Quando há um aumento da temperatura, P diminui, mas com a presença de R 2, R BB aumenta, diminuindo I BB, consequentemente, R2 também diminui, permitindo BB aumentar, compensando a diminuição de P, pois R 2 pode ser determinado por (2.14), fornecida pelo fabricante. P ³. D+h BB R 2 10 = h 4 CC, para o TUJ 2N2646. (2.14) Resistor R 1 : Possibilita a retirada de pulsos do oscilador de relaxação. Deve ter valor de resistência baixo, tipicamente 100Ω, para que sua tensão, quando o TUJ estiver em corte, não seja suficiente para disparar tiristores. Seu valor pode ser calculo por (2.15). R 1 = R = I 1 BB R1 BB R + R + R R1 CC 2 1 R 1 = R BB CC R1 + R 2-1. (2.15) CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

41 - Cálculo da Tensão de Pico, P : Sabendo-se de (2.9) que: = +h P D BB. Como D e η já são fornecidos pelo fabricante, falta apenas determinar a tensão interbase, BB. Pela lei das malhas, obtém-se (2.16):. BB = CC- R2- R1 (2.16) Pelo divisor de tensão tem-se: R2 = R R + R + R CC 2 2 BB 1. Substituindo-se em (2.16), obtém-se (2.17). R = - - CC 2 BB CC R1 R2 + RBB + R1. (2.17) - Cálculo do Período da Oscilação: O período da oscilação é determinado por (2.18). T æcc - ö = R C ln ç. ècc -Pø (2.18) CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

42 2.2.2.3 PROJETO DO OSCILADOR DE RELAXAÇÃO Exemplo 2.2: Projete o oscilador de relaxação mostrado na Fig. 2.6, sabendo-se que: Especificações do Oscilador: = 12, f = 100Hz e f = 1kHz CC OSC _ mín OSC _ mán Dados do TUJ - 2N2646: h = 0,6 I = 5mA = 2 R = 5 kw I = 5 A BB P m alores assumidos: D = 0,7 = 0,3 R1 Solução: - Cálculo de R 2 : O valor de R 2 pode ser calculado por (2.14). R 10 = = 1,389 1,2k (valor adotado) 0,6 12 k W R = W 4 2 2 - Cálculo de R 1 : O valor de R 1 pode ser calculado por (2.15) 3 3 5 10 + 1,2 10 R1 = = 159 R1 = 150 W (valor adotado) 12-1 150 - Cálculo de BB : O valor de BB pode ser calculado por (2.17). BB 3 12 1,2 10 = 12- - 0,3= 9,432 + + 3 3 1,2 10 5 10 150 CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores

43 - Cálculo de P : O valor de P pode ser calculado por (2.9). = 0,7+ 0,6 9,432 = 6,359 P - Cálculo da faixa de resistência de emissor que o oscilador pode operar: A faixa de valores de R E pode ser calculada por (2.12) e (2.13). 12-2 = = 2kW 5 10 REmín -3 12-6,359 = = 1,128M W 5 10 REmáx -6 O valor de R E escolhido deve estar na entre R Emín e R Emáx. - Cálculo de R E para frequência máxima: Escolhendo o valor do resistor para frequência máxima, pode-se calcular o valor do capacitor, então, escolhendo: R = 47k W E valor escolhido para operar em frequência máxima - Cálculo de C E : O valor de C E pode ser calculado por (2.18): C E f 1 1 3 OSC _ máx = = 1 10 = 37,16ηF CE = 39ηF (valor adotado) æ 3 12 2 CC - ö æ - ö R ln 47 10 ln E ç ç 12 6,359 CC - - P è ø è ø - Cálculo de R E para frequência mínima (R + P): O valor de R E para frequência mínima é igual ao valor R E para frequência mínima somado com o valor da resistência do potenciômetro, então: CAPÍTULO II Circuitos de Disparo de Tiristores