UNIVERSIDADE SÃO FRANCISCO CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA

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1 UNIVERSIDADE SÃO FRANCISCO CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA SISTEMAS OFDM Área de Engenharia Elétrica por José Matheus Pinto do Carmo Jorge Salomão Pereira, Mestre. Orientador Campinas (SP), dezembro de 2006.

2 UNIVERSIDADE SÃO FRANCISCO CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA SISTEMAS OFDM Área de Engenharia Elétrica por José Matheus Pinto do Carmo Relatório apresentado à Banca Examinadora do Trabalho de Conclusão do Curso de Engenharia Elétrica para análise e aprovação. Orientador: Jorge Salomão Pereira, Mestre. Campinas (SP), dezembro de i

3 AGRADECIMENTOS Este trabalho marca o término de mais uma etapa em minha vida, a graduação, e o início de outras etapas tanto acadêmicas como profissionais, não é apenas o resultado de um grande esforço de pesquisa, numa área de meu interesse na qual estarei sempre evoluindo daqui a diante. Agradeço primeiramente aos meus Pais, Ozélia Maria Pimentel do Carmo e Geraldo Pinto do Carmo Filho e à minha irmã Camila Pinto do Carmo, por terem dado todo o suporte durante minha jornada. Agradeço ao meu orientador, Professor Jorge Salomão Pereira, por sua atenção, disponibilidade e receptividade, que possibilitou a execução deste trabalho. Agradeço a todos os professores que acompanharam meu processo de graduação, a quem devo todo respeito e diferenciadas considerações por se disporem a passar o conhecimento. Agradeço aqueles que direta ou indiretamente possibilitaram a realização deste trabalho. Agradeço aos amigos que fiz ao longo de minha caminhada nestes cinco anos de graduação. A todos, Muito obrigado.

4 SUMÁRIO LISTA DE FIGURAS...4 LISTA DE ABREVIATURAS...5 LISTA DE TABELAS...6 RESUMO...7 ABSTRACT OBJETIVO INTRODUÇÃO Intervalo de Guarda Ofensores do sistema Atenuação com a distância ( Path Loss ) Desvanecimento em Larga Escala ( Sombreamento ) Desvanecimento em Pequena Escala ( Múltiplos Percursos ) Efeito Doppler Resposta ao Impulso de um Canal de Múltiplos Percursos Parâmetros do Canal Múltiplos Percurso Tipos de desvanecimentos em pequena escala Bibliografia MÓDULOS DO SISTEMA OFDM Modulação QPSK DQPSK QAM QAM Transformada de Fourier APLICAÇÃO E IMPLEMENTAÇÃO DO SISTEMA OFDM Aplicação Implementação Difusão de Dados Rádio Digital TV Digital Códigos Corretores de Erros Implementação OFDM Bibliografia CONSIDERAÇÕES FINAIS CONCLUSÃO

5 LISTA DE FIGURAS Fig Freqüências com períodos inteiros dentro do símbolo OFDM. [5]...11 Fig Sobreposição de freqüências...12 Fig Espectro de Freqüência OFDM. [5]...13 Fig Domínio do Tempo. [4]...14 Fig Domínio da Freqüência. [5]...14 Fig Intervalos Vazios. [4]...15 Fig Símbolos Entendidos. [4]...15 Fig Amostra Cíclica do símbolo. [4]...15 Fig Amostra Cíclica em Forma de Onda. [4]...16 Fig Amostra Cíclica para todas as Ondas. [4]...16 Fig Envoltória de um sinal em um ambiente wireless. [5]...17 Fig Múltiplos percursos...19 Fig Variação da Potência com a distância em sistemas wireless. [5]...20 Fig Exemplo de resposta ao impulso de um canal multipercurso. [5]...22 Fig Exemplo de resposta ao impulso de um canal multipercurso estacionário. [5]...23 Fig Perfil do atraso de Potência. [5]...23 Fig Resposta impulsiva do canal em faixa estreita. [5]...26 Fig Espectro de Potência Doppler. [5]...27 Fig Modelo de Sistema OFDM. [5]...30 Fig Constelação QPSK. [11]...31 Fig Constelação DQPSK. [11]...32 Fig Constelação 16QAM. [11]...33 Fig Constelação 64QAM. [11]...34 Fig Domínio do Tempo para Domínio da Freqüência. [4]...35 Fig Domínio do Tempo para Domínio da Freqüência. [4]...36 Fig Domínio da Freqüência para Domínio do Tempo. [4]...36 Fig Domínio do Tempo para Domínio do Tempo. [4]...37 Fig Domínio da Freqüência para Domínio da Freqüência. [4]...37 Fig Exemplo de modulação e demodulação de um sinal OFDM. [4]...37 Fig Chip DMT-50 para modem OFDM. [12]

6 LISTA DE ABREVIATURAS ADSL ATSC ARQ COFDM CP CRC DAB DQPSK DMT DVB-T FDT FDM FEC FFT HF HDTV ICI IEEE IFDT ISDB-T ISI LAN OFDM PSK PVR QAM QPSK SDTV SMATV SNR VLSI WLAN Asymmetric Digital Subscriber Line Advanced Television Systems Committee Automatic Repeat Request Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing Cyclic Prefix Cyclic Redundancy Check Digital Audio Broadcasting Differential Quadrature Phase Shift Keying Discrete Multi Tone Digital Video Broadcast Terrestrial Fast Discrete Transform Frequency Division Multiplexing Forward Error Correction Fast Fourier Transform High Frequency High Definition Television Inter Channel Interference Institute of Electric and Electronic Engineer Inverse Fast Discrete Transform Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial Inter Symbol Interference Local Area Network Orthogonal Frequency Division Multiplexing Phase Shift Keying Personal Video Recorders Quadrature Amplitude Modulation Quadrature Phase Shift Keying Standard Definition TV Satellite Master Antenna TV Signal Noise Ratio Very Large Scale Integration Wireless Local Area Network 5

7 LISTA DE TABELAS Tab Parâmetros OFDM para WLAN Tab Parâmetros OFDM para DAB...43 Tab Resumo dos Parâmetros do Sistema DVB T...44 Tab Resumo dos Parâmetros do Sistema ISDB T...44 Tab Parâmetros Típicos da FFT para um modem OFDM

8 RESUMO Pinto do Carmo, José Matheus. Sistemas OFDM. Trabalho de Conclusão de Curso, Universidade São Francisco, Campinas, A tecnologia OFDM tem sido largamente utilizada, em sistemas de comunicações digitais devido a sua robustez e aos avanços da Eletrônica que permitiram simplificar etapas do processo de implementação. Estudos sobre esta tecnologia ainda estão sendo realizados recentemente. Nota-se que a combinação de técnicas de modulação digital multi-nível e Códigos de Correção de Erros permitem que o sistema OFDM se torne cada vez mais eficiente e robusto. OFDM tem encontrado nos diversos tipos de redes digitais, tanto em meio confinado quanto por interface aérea um vasto campo de aplicação. Sistemas como XDSL, Televisão Digital e redes locais têm apresentado melhoras significativas de desempenho pelo uso da tecnologia OFDM. Palavras-chave: OFDM. Transformada de Fourier. Modulação. 7

9 ABSTRACT The OFDM technology has been widely used, in Digitals Systems communications by his robust and Electronics improvements that permitted to simplify steps of the implementation process. Researches on the OFDM still have been realized actually. Notice that the combination of techniques of digital multi-level modulation and Corrections Codes admits that the OFDM system becomes more efficient and robust. The OFDM have been found in the several kinds of Digital Networks, as in a close as in a wireless interface a large field of application. Systems as XDSL, Digital Television and LANs (Local Area Networks) have presented significant improvements by the usage of the OFDM. Keywords: OFDM. Fourier Transform. Modulation. 8

10 1. OBJETIVO. Serão apresentados neste trabalho os princípios básicos de funcionamento dos sistemas OFDM, exemplos de aplicações e implementações ROTEIRO. Inicialmente será feita uma introdução ao OFDM, onde também serão descritos métodos de soluções de problemas inseridos pela utilização da técnica, os ofensores do sistema. Após a introdução ao ambiente faremos apresentação dos blocos funcionais e por fim serão apresentadas aplicações e implementações da técnica OFDM. 2. INTRODUÇÃO. Por conta do aumento da demanda por banda para o tráfego de dados, devido ao crescimento dos serviços digitais como a Internet, TV Digital e os serviços que permitem mobilidade do usuário, potencializa-se a necessidade de um sistema robusto, menos susceptível a ruídos e interferências, comuns no ambiente aos sistemas de rádio propagação e aos sistemas de propagação por meio condutivo como, por exemplo, redes de par trançado. No combate aos efeitos negativos introduzidos pelo desvanecimento multipercurso característico dos canais rádio, a tecnologia OFDM demonstra ser uma solução bastante efetiva, onde uma de suas grandes vantagens quando comparada à velha e tradicional técnica de modulação com uma única portadora ( Single Carrier Systems ), é a redução na complexidade da equalização de um canal dispersivo nas transmissões a altas taxas. Por outro lado, os sistemas OFDM, assim como qualquer sistema baseado na técnica de múltiplas portadoras é bem mais sensível a problemas de sincronização tal como offsets na freqüência da portadora, do que os sistemas com portadora única. 9

11 Há duas maneiras para implementar um sistema OFDM: Multiplicidade de osciladores; Transformada inversa discreta de Fourier. De uma forma genérica podemos definir OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) como sendo uma técnica de transmissão digital baseada no antigo conceito de modulação com múltiplas portadoras e que permite se obter altas taxas de transmissão em canais muito hostis tal como nos canais de radiopropagação móvel ( wireless channels ). A estrutura de transmissão que utiliza a sobreposição ortogonal de portadoras moduladas para comunicação de dados foi patenteada por Chang [1] em meados da década de Inicialmente foi utilizada a tecnologia FDM (Frequency Division Multiplexing), com grande sucesso, nas décadas de 50 e 60 em aplicações militares na faixa de HF (High Frequency), onde podemos citar os projetos de modems Kineplex e Kathryn. A utilização da Transformada Discreta de Fourier (DFT Discrete Fourier Transform) foi introduzida em 1971 por Weinstein [2], fazendo com que não fossem mais necessários os bancos de osciladores analógicos utilizados na geração de sinais OFDM a partir de múltiplos osciladores. Com os avanços tecnológicos e a utilização de dispositivos que implementam algoritmos de Transformada Rápida de Fourier (FFT Fast Fourier Transform) tornou-se muito viável a utilização e construção de sistemas OFDM. A técnica consiste inicialmente na conversão de um sinal serial em seqüências paralelas, isso tem como conseqüência um aumento na duração de cada símbolo transmitido, o que faz com que a relação entre o retardo devido ao espalhamento do canal e a duração dos símbolos seja reduzida pelo mesmo fator, portanto com esta redução observa-se que surgem interferências entre canais (ICI) e entre símbolos (ISI), então como uma outra importante contribuição Peled e Ruiz [3], introduziram o prefixo cíclico (CP), resolvendo definitivamente o problema da ortogonalidade dos sinais OFDM. Ao invés de usar um intervalo de guarda vazio, eles preencheram o mesmo com uma extensão cíclica do símbolo OFDM. Isto efetivamente transforma a convolução linear do canal em uma convolução cíclica, a qual implica na ortogonalidade, desde que o prefixo CP seja maior do que a duração da resposta ao impulso do canal. 10

12 Entende-se por ortogonalidade quando duas ou mais funções tem produtos vetoriais nulos. Podemos dizer que quando o produto vetorial da Equação 2.1, for nulo teremos funções ortogonais entre si. b f ( x) g( x) h( x) dx= 0 a (2.1) Onde f(x), g(x) e h(x) representam funções vetoriais. A ortogonalidade, neste caso, significa uma relação entre as freqüências de todas as portadoras. Essa ortogonalidade garante que cada portadora possua um número inteiro de períodos dentro do símbolo OFDM como pode ser visto na Figura 2.1. Em um sistema OFDM as portadoras são dispostas de tal forma que as bandas laterais de cada subportadora individual não sobreponham as subportadoras adjacentes, evitando assim causar ICI. Assim o espectro possui um nulo no centro da freqüência de cada uma das subportadoras do sistema. Fig Freqüências com períodos inteiros dentro do símbolo OFDM. [5] Como a maioria dos canais de transmissão possui resposta dispersiva no tempo ao impulso, para se atingir as altas taxas de transmissão de dados necessárias aos sistemas atuais de comunicação, a duração dos símbolos deve ser reduzida, o que pode causar interferências entre 11

13 símbolos (ISI Inter Symbol Interference) que precisam ser eliminadas antes da decodificação dos dados. Uma alternativa para atenuar este efeito, é aumentar o número de canais que são transmitidos simultaneamente, permitindo aumentar os períodos de bits. Se transmitirmos dois canais simultaneamente, poderemos dobrar a duração dos símbolos mantendo a mesma taxa de transmissão de dados. A técnica OFDM pode ser mais bem compreendida como uma extensão da técnica FDM de transmissão paralela baseada no princípio da modulação multiportadora, só que, ao invés de posicionar os espectros de freqüência das subportadoras lado a lado, ela permite a superposição desses mesmos espectros, subcanais, contanto que as subportadoras sejam ortogonais, figura 2.2, de tal forma a permitir a recuperação completa da informação no receptor. OFDM FDM Fig Sobreposição de freqüências. Cada subportadora transporta uma parte da informação total na forma de uma seqüência de símbolos modulados digitalmente, por exemplo, um sinal QPSK ou um QAM, com taxas de transmissão por portadoras tão menores quanto maior for o número de portadoras. Como o símbolo resultante possui duração maior que o símbolo da seqüência original, a ISI, provocada pelo espalhamento temporal do canal devido à propagação por múltiplos percursos, será menor. A ICI ocorre quando é perdida a ortogonalidade entre as portadoras na recepção. Os osciladores práticos normalmente apresentam ligeira modulação de fase na saída, em um fenômeno conhecido como jitter de fase. Os desvios em freqüência decorrentes do jitter de fase podem causar ICI na recepção. Entretanto, mesmo com o aumento da duração dos símbolos transmitidos, alguma ISI residual ainda pode persistir o que é resolvido com o uso de um intervalo de guarda, que é agregado a cada período de símbolo OFDM, preferencialmente com uma duração maior que a do espalhamento temporal médio causado pelo canal. O tempo de guarda também auxilia no combate a ICI, desde que durante este tempo seja feita uma extensão cíclica do símbolo original. 12

14 Para tanto, os pulsos utilizados na transmissão para cada subportadora devem ser retangulares. Com isso, no caso particular da modulação QAM, de acordo com as propriedades da transformada de Fourier, o espectro em cada um dos subcanais terá a seguinte forma: sinc (f) = sen(π f ) πf (2.2) Sendo centrada na freqüência da subportadora correspondente aquele subcanal. Os zeros da sinc(f) ocorrem a distâncias k/t S (k é um inteiro e Ts é a duração do pulso ou intervalo de símbolo), da freqüência da subportadora, de tal forma que, se as subportadoras forem espaçadas de 1/T S não haverá superposição de espectro nas freqüências centrais onde a informação estará contida. Dessa forma teremos a ortogonalidade das subportadoras e a informação poderá ser totalmente recuperada com uma demodulação/equalização no domínio da freqüência. Na Figura 2.3 temos o espectro de freqüência de um sinal OFDM em banda base, mostrando a superposição entre as sincs de cada subportadora para compor o espectro total. Fig Espectro de Freqüência OFDM. [5] Apesar da técnica de modulação multiportadora utilizada pelos sistemas OFDM ter sido descoberta há quatro décadas, a sua utilização só passou a ser viável no final da década passada, após diversos avanços nos campos da microeletrônica e de processamento de sinais. 13

15 2.1. Intervalo de Guarda. Um tempo de guarda é adicionado em cada símbolo OFDM para eliminar a ISI entre símbolos OFDM. O tempo de guarda é escolhido de maneira a tolerar o máximo espalhamento temporal, no qual as componentes de um símbolo OFDM não interfiram umas nas outras [4]. O tamanho do intervalo de guarda deve ser escolhido com valor superior ao esperado do espalhamento temporal, para melhor observar o problema é explicado a seguir no domínio do tempo. O intervalo de guarda pode ser constituído por um espaço vazio, mas em canais dispersivos os atrasos de cada subportadora podem ser diferentes, devido aos vários caminhos de propagação, ocorrendo uma ICI dentro do símbolo OFDM fazendo com que as subportadoras deixem de ser totalmente ortogonais. As Figuras 2.4 e 2.5 ilustram a interferência entre portadoras causada pela inserção do intervalo de guarda nulo em um canal dispersivo no domínio do tempo e freqüência. Fig Domínio do Tempo. [4] Fig Domínio da Freqüência. [5] No domínio do tempo as subportadoras deixam de ser ortogonais, pois não possuem número inteiro de ciclos dentro da parte útil do símbolo OFDM. No domínio da freqüência a ICI está cruzada com várias subportadoras. 14

16 Utilizando intervalo de guarda vazio evita-se que sinais provenientes de múltiplos percursos atrasados em fase interfiram nos símbolos seguintes, observado na Figura 2.6. Fig Intervalos Vazios. [4] Porém não são desejáveis espaços vazios entre os símbolos o que poderia trazer grande complexidade de implementação, então fica clara a necessidade de inserir algum sinal nestes intervalos. Mas se assim for pode-se observar que os desvios de fase irão novamente interferir nos próximos símbolos, como podemos ver na Figura 2.7. Fig Símbolos Entendidos. [4] Então para suavizar a ICI, o símbolo OFDM é estendido ciclicamente para dentro do intervalo de guarda como pode ser visto pelas Figuras 2.8, 2.9 e 2.10 Isso garante que as subportadoras atrasadas do símbolo OFDM sempre terão um número inteiro de ciclos na parte útil do símbolo OFDM, e a ICI observada afetará apenas a parte do símbolo que foi copiada, não a parte útil do símbolo. A parte do símbolo que é copiada também recebe o nome de Prefixo Cíclico (CP). Fig Amostra Cíclica do símbolo. [4] 15

17 Fig Amostra Cíclica em Forma de Onda. [4] Na teoria este procedimento seria realizado para todos os símbolos. Fig Amostra Cíclica para todas as Ondas. [4] Porém, na prática, como um sinal OFDM possui diversas portadoras, implementa-se o prefixo cíclico em qualquer ponto entre 10% a 25% do tempo de símbolo, exatamente por se tratar de um sinal OFDM. Por exemplo, um sinal OFDM com período igual a 32 amostras, se fosse adicionado um prefixo cíclico de 25% teríamos uma parte da oitava amostra no início de cada oito amostras. A inserção do prefixo cíclico é feita após a informação passar pela IFDT e apenas uma vez para o sinal composto. Primeiramente quando se recebe o sinal é retirado o prefixo para se obter o sinal periódico perfeitamente e então aplicar a FFT e então obter os símbolos de cada portadora. O Prefixo Cíclico oferece uma habilidade de trabalhar com o desvanecimento e a interferência, mas aumenta o consumo de banda. 16

18 2.2. Ofensores do sistema. Podemos caracterizar os meios de propagação, tanto os meios confinados, por exemplo, os empregados na transmissão ADSL, quanto os meios de propagação sem fio, através de atenuações com a distância. Os modelos de predição de atenuação levam em conta os desvanecimentos em larga escala resultantes do efeito de sombreamento (prédios e morros obstruindo a passagem do sinal) que podem ser tratados conjuntamente e vistos como uma variação no nível médio do sinal e o desvanecimento em pequena escala associados ao efeito multipercurso que pode ser entendido como sendo variações rápidas da amplitude do sinal com o tempo sobre o nível médio anterior. A Figura 2.11 ilustra um sinal típico considerando os três efeitos mencionados. Fig Envoltória de um sinal em um ambiente wireless. [5] Cada um desses fenômenos será estudado em detalhes a seguir Atenuação com a distância ( Path Loss ). Em qualquer ambiente de comunicação a amplitude ou nível do sinal recebido diminui conforme o receptor se afasta do transmissor. Existem diversos modelos de predição da atenuação com a distância (Path Loss Models) e sendo eles empíricos ou analíticos, indicam que a potência média do sinal recebido decai de forma logarítmica com a distância, seja em ambientes internos ou externos ( indoor ou outdoor ). Assim, a atenuação média em larga-escala para uma separação 17

19 arbitrária entre transmissor e receptor é expressa como função da distância d através de um expoente n, como nas Equações 2.3(a) ou 2.3(b). [5] PL( d) d d 0 n (2.3(a)) ou d ( d) = + [ ] PL( d 0 ) 10nlog d 0 PL db (2.3(b)) Onde o expoente n representa a taxa com a qual a atenuação cresce com a distância, d 0 é uma distância de referência próxima ao transmissor determinada através de medidas e d é a separação entre transmissor e receptor. Quando plotada numa escala log-log, a atenuação é uma reta com inclinação igual a 10n db por década. O valor de n depende do ambiente de propagação. Em geral 2 n 5, sendo igual a 2 no espaço livre Desvanecimento em Larga Escala ( Sombreamento ). A Equação 2.3(a) não leva em consideração o fato de que a disposição dos obstáculos num ambiente em geral é diferente para duas posições distintas, mas à mesma distância d do transmissor. Isto faz com que medidas realizadas sejam bastante diferentes das previstas. As medidas mostram que para qualquer valor de d, a atenuação total PL (d), para uma localização particular, é uma variável aleatória com distribuição log-normal (normal em db) sobre a média dada pela Equação 2.4(a): [5] d PL d) db PL d X PL d n [ ] = ( ) + = ( ) + 10 log + ( (2.4(a)) σ 0 X σ d0 Onde X σ é uma variável aleatória (em db) com distribuição Gaussiana de média zero e desvio padrão σ (também em db), sendo que 4 σ 10 db. 18

20 P Com isso podemos calcular a potência recebida a partir da potência transmitida: [5] r ( d) [ dbm] = Pt ( d) [ dbm] PL( d) [ db] (2.4(b)) Assim, a distância de referência d 0, o expoente de atenuação n e o desvio padrão σ descrevem estatisticamente o modelo de atenuação com a distância para uma localização arbitrária a uma distância d do transmissor. A distância de referência d 0 deve ser escolhida num campo próximo, de tal forma que PL d ) possa ser calculada assumindo por simplicidade o modelo do espaço livre. ( Desvanecimento em Pequena Escala ( Múltiplos Percursos ). O desvanecimento em pequena escala caracteriza as rápidas flutuações sofridas na amplitude ou envoltória de um sinal num canal wireless, durante um curto intervalo de tempo, no qual os efeitos de atenuação em larga escala vistos anteriormente não precisam ser levados em consideração. Esse tipo de desvanecimento é causado pelos efeitos dos múltiplos percursos. A Figura 2.12 exemplifica sinais com múltiplos percursos. Fig Múltiplos percursos. 19

21 Num ambiente wireless urbano típico, as antenas dos receptores móveis ficam bem abaixo do nível dos prédios de tal forma que não existe linha de visada direta entre transmissor (antena rádio base) e receptor (móvel). Os principais mecanismos de propagação pelos quais as ondas de rádio alcançam à antena receptora são as reflexões nas superfícies dos prédios ou obstáculos móveis e as difrações nos contornos dos mesmos, como foi ilustrado na Figura Em uma típica situação de multipercurso várias ondas de rádio alcançam a antena do receptor através dos mais diversos caminhos e direções e, portanto, chegam com os mais diversos atrasos. Essas ondas se combinam vetorialmente na antena do receptor interferindo umas com as outras ora de forma construtiva ora de forma destrutiva, tendo como resultado uma onda cuja amplitude e fase podem variar muito. A Figura 2.13 ilustra um sinal com as rápidas variações na envoltória devido aos múltiplos percursos. Este sinal está normalizado com relação às atenuações em grande escala, de tal forma que o nível médio pode ser considerado constante, o que permite o enfoque apenas no desvanecimento em pequena escala. [5] Fig Variação da Potência com a distância em sistemas wireless. [5] 20

22 Efeito Doppler. Considerando o movimento relativo entre transmissor e receptor, cada componente do sinal que chega à antena do receptor irá apresentar um desvio de freqüência, de tal forma que o espectro de freqüência do sinal recebido sofrerá um espalhamento. Esse fenômeno pode ser visto como uma manifestação no domínio da freqüência do desvanecimento na envoltória do sinal recebido no domínio do tempo. Suponha que o móvel esteja se movendo a uma velocidade constante v e que uma das ondas componentes dos múltiplos percursos chegue até a antena do móvel, fazendo um ângulo de θ graus com a direção do movimento. Essa componente irá sofrer um desvio de freqüência dado por: [5] f = v λ cosθ (2.5(a)) Onde λ é o comprimento de onda da portadora. O máximo desvio Doppler irá então acontecer para as componentes do sinal que chegarem com a mesma direção do movimento do receptor (θ = 0 e θ = 180 ): f d = v λ (2.5(b)) Resposta ao Impulso de um Canal de Múltiplos Percursos. As variações em pequena escala de um sinal wireless podem ser diretamente relacionadas à resposta ao impulso do canal, que é uma caracterização do canal em faixa larga. O canal wireless pode ser modelado como sendo um filtro linear com resposta ao impulso variante no tempo, onde essas variações são devidas ao movimento do receptor. O fato do canal poder ser modelado como um filtro é conseqüência direta do sinal resultante no receptor ser dado pela soma de amplitudes e atrasos das várias ondas componentes dos múltiplos percursos, num dado instante de tempo. 21

23 Sendo o sinal recebido em um canal multipercurso uma série de componentes atenuadas, atrasadas e defasadas, do sinal original então a resposta impulsiva em banda base de um canal multipercurso pode ser expressa por: [5] h b ( t, τ ) N 1 = i 0 a ( t, τ ) exp i [ j( 2π. f. τ ( t) + φ ( t, τ ))] δ ( τ τ ( t) ) c i i i (2.6(a)) Onde a i ( t, τ ) e τ (t) são respectivamente as amplitudes reais e os atrasos do sinal i componente do multipercurso no instante t. O termo 2π. f c. τ i ( t) + φi ( t, τ ) representa o deslocamento de fase devido à propagação no espaço livre do sinal componente. A Figura 2.14 ilustra um exemplo de uma possível resposta ao impulso de um canal multipercurso. Fig Exemplo de resposta ao impulso de um canal multipercurso. [5] Assumindo que a resposta impulsiva do canal não varia no tempo, ou pelo menos que é estacionária em um curto intervalo de tempo, então a resposta ao impulso do canal pode ser simplificada para: [5] h N b t τ = 1 (, ) ai exp( jθ i ) δ ( τ τ i ) (2.6(b)) i 0 22

24 Na Figura 2.15 temos um possível exemplo da resposta impulsiva simplificada, dada pela expressão da Equação 2.6(a). Fig Exemplo de resposta ao impulso de um canal multipercurso estacionário. [5] A medição ou predição de h b (t) é feita utilizando-se um pulso de teste p(t) que aproxime a função delta de Dirac no transmissor, isto é p(t) δ(t-τ). Este processo de obtenção de uma aproximação para a resposta ao impulso do canal é chamado de sondagem do canal, enquanto que a resposta obtida é denominada power delay profile. A Figura 2.16 mostra um exemplo de um power delay profile obtida para um dado canal. [5] Fig Perfil do atraso de Potência. [5] 23

25 Parâmetros do Canal Múltiplos Percurso. A partir do power delay profile podemos definir um conjunto de parâmetros que servem para caracterizar o canal rádio móvel. Os principais parâmetros são de dispersão no tempo, a saber, o retardo médio e o espalhamento de retardo (rms delay spread) e a banda de coerência do canal. O retardo médio é definido como o primeiro momento do power delay profile: [5] τ = E( τ ) = + + τp( τ ) dτ P( τ ) dτ (2.7) O espalhamento de retardos é definido como a raiz quadrada do segundo momento central (variância) do power delay profile: [5] σ τ = E( τ τ ) 2 = + ( τ τ ) + 2 P( τ ) dτ P( τ ) dτ 1/ 2 (2.8) Enquanto o espalhamento de retardos é um fenômeno natural causado pelas reflexões e difrações no canal rádio móvel, a banda de coerência B C do canal é apenas uma definição baseada no espalhamento de retardos. A banda de coerência é uma medida estatística da faixa de freqüências na qual o canal pode ser considerado plano, isto é, com aproximadamente ganho constante e fase linear. Em outras palavras, a banda de coerência representa a faixa de freqüência do canal na qual duas componentes de freqüência tem uma grande probabilidade de terem suas amplitudes correlatas. A definição da intensidade dessa correlação é apenas um critério a ser escolhido. Por exemplo, para correlações maiores que 0.9 (90%) a banda de coerência pode ser expressa aproximadamente por: [5] B C = 1 50σ τ (2.9) 24

26 Tipos de desvanecimentos em pequena escala. O tipo de desvanecimento sofrido por um sinal ao atravessar um canal rádio móvel depende da relação entre natureza do próprio sinal transmitido e as características do canal. Dependendo da relação entre os parâmetros do sinal tais como, largura de banda, intervalo de símbolo, etc., e os parâmetros de caracterização do canal tais como, espalhamento de retardos e espalhamento Doppler, diferentes tipos de sinais irão sofrer diferentes tipos de desvanecimento. O canal wireless pode ser caracterizado por dois fenômenos independentes, cuja manifestação depende da natureza do sinal a ser transmitido (faixa estreita ou faixa larga). O espalhamento de retardos (que daqui pra frente chamaremos de rms delay spread) ocasiona dispersão no tempo e seletividade na freqüência, enquanto o espalhamento Doppler (que daqui pra frente chamaremos de Doppler spread) causa dispersão na freqüência e seletividade no tempo. a) Desvanecimento Plano: Se o canal possui ganho constante e resposta em fase linear em uma faixa de freqüências maior do que a largura de banda do sinal a ser transmitido, então este sinal ao atravessar o canal irá sofrer o que chamamos de desvanecimento plano. Colocando de outra forma, o desvanecimento plano irá ocorrer se a largura de banda do sinal for menor do que a banda de coerência do canal ou, de forma equivalente, se o delay spread for desprezível se comparado ao intervalo de símbolo do sinal. As condições para o desvanecimento plano são, portanto: B S << B C (2.10(a)) ou T S >> σ τ (2.10(b)) Nesse caso, o sinal recebido em faixa estreita pode ser expresso da seguinte forma: r r () t = I() t cosωct Q() t () t = R cos( ω t + θ ) C senω t C (2.11) 25

27 Onde I(t) e Q(t), as componentes em fase e quadratura do sinal recebido são variáveis aleatórias gaussianas de média zero e variância σ, A envoltória do sinal recebido, R, é dada por: [5] () t 2 Q() t 2 R I + = (2.12) E a fase do sinal recebido, θ é dada por: [5] θ = tg 1 () () t Q t I (2.13) Pode-se mostrar que R e θ são variáveis aleatórias com distribuição Rayleigh de parâmetro σ e distribuição uniforme em [0, 2π], onde a distribuição Rayleigh é dada por: [5] 2 R R R) = exp( ) R 0 (2.14) 2 σ 2σ p ( r 2 No caso de desvanecimento plano (transmissão em faixa estreita), toda a estatística de retardos descrita anteriormente passa a ser desprezível já que canal pode ser simplificada para aquela mostrada na Figura TS >> σ τ e a resposta impulsiva do Fig Resposta impulsiva do canal em faixa estreita. [5] Portanto, apenas o fenômeno de dispersão na freqüência / seletividade no tempo devido ao efeito Doppler se manifesta no caso de transmissão em faixa estreita. O que temos na realidade é o espalhamento Doppler no domínio da freqüência e seu efeito dual no domínio do tempo, o desvanecimento Rayleigh. 26

28 Um modelo mais vastamente utilizado para caracterizar o Doppler spread é o modelo de desvanecimento plano de Clarke, descrito por: S( f ) = π. f d 1.5 f 1 f d f C 2 f f d (2.15) Onde f d é o desvio Doppler máximo dado pela Equação 2.5(b) e f C é a freqüência da portadora. A Figura 2.18 mostra o espectro Doppler em RF do modelo de Clarke. Fig Espectro de Potência Doppler. [5] Em termos do desvanecimento Rayleigh no tempo, as estatísticas importantes são o número de cruzamentos de nível (N R ) e o tempo de duração de um desvanecimento (τ ), obtidos da distribuição Rayleigh dado pela Equação 2.14: N = 2π. f ρ. e 2 ρ R d (2.16) Onde R ρ = é o nível desejado para comparação, normalizado com relação ao nível R RMS médio quadrático, e: τ = e ρ. ρ f d π (2.17) 27

29 b) Desvanecimento seletivo: Se o canal possui ganho constante e resposta em fase linear em uma faixa de freqüências menor do que a largura de banda do sinal a ser transmitido, então este sinal ao atravessar o canal irá sofrer o que chamamos de desvanecimento seletivo [6], ou de forma equivalente, se o delay spread for da mesma ordem de grandeza ou até maior do que o intervalo de símbolo do sinal. As condições para o desvanecimento seletivo são, portanto: B S > B C (2.18(a)) ou T S < σ τ (2.18(b)) No caso do desvanecimento seletivo, ou transmissão em faixa larga, além da manifestação do efeito Doppler com a dispersão na freqüência / seletividade no tempo, o outro fenômeno, devido ao delay spread, que ocasiona dispersão no tempo/seletividade na freqüência, também irá se manifestar e, portanto, agora o delay spread e as estatísticas de retardo deverão ser considerados. O canal, no caso do desvanecimento seletivo, é também chamado de canal dispersivo no tempo e sua resposta impulsiva é então dada pela Equação 2.6 e pela Figura Nas aplicações wireless, o canal deve ser modelado como faixa larga, já que na transmissão utilizamos pulsos de curta duração para representar os bits (maior a taxa de transmissão, menor a duração dos pulsos) no tempo e, portanto, ocupando uma banda larga. Devemos considerar também o desvanecimento seletivo, no qual o delay spread desempenha um papel fundamental no projeto dos sistemas de comunicações. O delay spread representa um limitante para as transmissões em altas taxas nos sistemas de comunicação digitais, e a técnica de transmissão OFDM surge como uma possível solução para esse tipo de limitação, permitindo então alcançar as altas taxas de transmissão nesse ambiente tão crítico que caracteriza o canal wireless. 28

30 2.3. Bibliografia. [1] R. W. Chang. Synthesis of band-limited orthogonal signals for multi channel data transmission. Bell System Tech. J., 45: , Dec. 1966; [2] S. B. Weinstein and P. M. Ebert. Data transmission by frequency-division multiplexing using the discrete Fourier Transform. IEEE Trans. Commun., COM-19(5): , Oct. 1971; [3] A. Peled e A. Ruiz. Frequency domain data transmission using reduced computational complexity algorithms. In Proc. IEEE Int. Conf. Acoust., Speech, Signal Processing, pages , Denver, CO, 1980; [4] L. Charan. Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) Tutorial. Institute Guide to Principles of Communications, pages 15-17, [5] Cezar, Rodrigo D. C. OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). CETUC, PUC/RJ, [6] F. Classen and H. Meyr. Frequency synchronization algorithms for OFDM systems suitable for communication over frequency-selective fading channels. In Proc. IEEE Vehic. Technol. Conf., volume 3, pages , Stockholm, Sweden, June 1994; 29

31 3. MÓDULOS DO SISTEMA OFDM. Partimos do principio que a seqüência de bits seriais de entrada é paralelizada. Este processo é essencial para o estudo do sistema OFDM, pois cada seqüência de bits resultante da paralelização da seqüência de entrada inicial irá modular uma subportadora. Em seguida são aplicadas técnicas de modulação a estas seqüências de bits já paralelizadas. Uma das etapas mais importante da técnica OFDM é o processo da Transformada de Fourier, que também será descrito neste trabalho. O modelo da Figura 3.1, que trabalha com a modulação QAM, é um modelo largamente utilizado para a análise de desempenho do sistema OFDM. Modulador OFDM DADOS SERIAIS SERIAL P/ PARALELO MODULADOR IFDT PARALELO P/ SERIAL CONVERSOR D/A RECEPTOR MEIO (CANAL) TRANSMISSOR CONVERSOR A/D SERIAL P/ PARALELO FFT DE- MODULADOR PARALELO P/ SERIAL DADOS SERIAIS Demodulador OFDM Fig Modelo de Sistema OFDM. [5] 30

32 3.1. Modulação. A técnica OFDM não é uma técnica de modulação, mas sim uma multiplexação que está sendo largamente combinada a diversos tipos de modulação digital, os mais comuns são QPSK, DQPSK, 16QAM e 64QAM brevemente descritos a seguir QPSK. O esquema de mapeamento QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) é semelhante ao DQPSK, pois é uma derivação. A seqüência serial de bits vindas do codificador interno é separada em dois canais paralelos denominados de canal I e canal Q, assim como no DQPSK e são semelhantes em diversos outros aspectos. A diferença entre os dois sistemas é que o QPSK, codifica os bits em fases com referência à fase 0. O QPSK é um esquema de modulação coerente, pois as informações transmitidas estão contidas na fase do símbolo em referência ao ponto inicial, ou seja, o 0, e não mais na fase do símbolo anterior. Seu nome sugere o número de símbolos disponíveis no seu mapeamento, que são quatro, e pode ser verificado na Figura 3.2. Fig Constelação QPSK. [11] 31

33 DQPSK. Este é o único esquema de modulação não coerente. O π DQPSK (Diferential Quadrature 4 Shift keying) tem a característica de transmitir suas informações na diferença de fase entre o símbolo atual e o símbolo anterior. Este esquema de mapeamento faz uso de oito possíveis pseudosímbolos para carregar a informação de dois bits, sendo que a cada transmissão apenas quatro deles são usados, e na próxima transmissão, apenas os outros quatro símbolos podem ser utilizados. As possíveis transições de fase entre símbolos são de ± π e 4 ± 3π, como pode ser verificado na 4 constelação apresentada na Figura 3.3. Assim, temos duas constelações distintas no do mesmo mapa, cada uma com quatro símbolos e que são utilizadas em tempos distintos e defasadas de π. 4 Sendo assim podemos afirmar que o mapeamento DQPSK é composto por oito pseudo-símbolos. Fig Constelação DQPSK. [11] 32

34 QAM. O esquema de mapeamento do 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) consiste em um processo de separação da seqüência de bits e um processo de entrelaçamento um pouco diferente dos esquemas apresentados anteriormente. Enquanto no QPSK e no DQPSK a seqüência é separada em dois fluxos distintos, o 16QAM necessita de quatro fluxos distintos, pois cada símbolo desta constelação é formado por quatro bits. Consequentemente, o esquema de entrelaçamento para o mapeamento 16QAM é adaptado para inserir um atraso diferente em cada um dos diferentes fluxos de informações. O 16QAM também é considerado um tipo de modulação coerente, sendo formado por 16 símbolos. Diferente do QPSK, que restrita a guardar apenas a informação de fase do símbolo, o 16QAM guarda informações de fase e de amplitude simultaneamente. O mapa desta constelação é apresentado na Figura 3.4, e nela pode ser constatado que existem símbolos com amplitudes distintas e fases iguais, e fases distintas com amplitudes iguais. Fig Constelação 16QAM. [11] 33

35 QAM. No mapeamento 64QAM (Quadrature Amplitude Modulation) o processo é muito semelhante ao 16QAM. As únicas diferenças entre eles estão apenas no número de bits que compõem cada símbolo, e consequentemente no número de símbolos que compõem cada constelação. Desta forma, o processo de separação do fluxo serial de bits e o processo de mapeamento também devem ser adaptados para suportar esta mudança. Em uma constelação de 64 símbolos, são necessários seis bits para representar cada símbolo, e consequentemente a seqüência serial será dividida em seis fluxos independentes. No entrelaçamento, os atrasos são inseridos proporcionalmente aos fluxos. O processo de mapeamento do 64QAM também codifica suas informações na fase na amplitude dos seus símbolos. Assim como no 16QAM, a constelação é composta por símbolos de fases diferentes e amplitudes iguais e fases iguais e amplitudes diferentes. Fig Constelação 64QAM. [11] 34

36 3.2. Transformada de Fourier. Para as portadoras moduladas gerarem um sinal ortogonal é utilizado o bloco IFDT. Depois de gerado sinal OFDM, pode-se notar quanto às amplitudes deste sinal variam comparando aos sinais originais de amplitudes constantes. Analisando brevemente o que os blocos FFT e IFDT fazem, podemos dizer que: A FFT (Fast Fourier Transform), a partir de um sinal qualquer, multiplica sucessivamente cada sinal por uma exponencial complexa no seu espectro de freqüências, cada produto é somado e então o resultado é plotado como um coeficiente daquela freqüência. Os coeficientes apresentam um espectro que representa quanto daquela freqüência está presente no sinal de entrada. Os resultados da FFT são normalmente apresentados por um sinal no domínio da freqüência. Podemos descrever a FFT em senóides como: [4] x( k) = N 1 n= 0 2πkn x( n) sin + N j N 1 n= 0 2πkn x( n)cos N (3.1) Aqui x(n) são os coeficientes dos senos e co-senos de freqüência 2πk / N, onde k é o índice das freqüências nas N freqüências, e n é o índice de tempo. x(k) é o valor do espectro da freqüência k th e x(n) são valores do sinal no tempo n. Na Figura 3.6, o x(k=1) = 1.0 é um dos valores. Fig Domínio do Tempo para Domínio da Freqüência. [4] 35

37 Na IFDT (Inverse Fourier Discrete Transform) todo o sinal é convertido de volta para o domínio do tempo por sucessivas multiplicações por um range de senóides. [4] X ( n) = N 1 n= 0 2πkn x( k) sin N j N 1 n= 0 2πkn x( k)cos N (3.2) A diferença entre as Equações 3.1 e 3.2 é o tipo de coeficientes que as senóides estão utilizando e a subtração. Os coeficientes por convenção são definidos como amostras do domínio do tempo x(k) para a FFT e X(n) conjunto valores de freqüências para a IFDT. Os dois processos são estreitamente inversos e lineares. Utilizando ambos em seqüências teremos o sinal original de volta, como observado nas Figuras 3.7, 3.8, 3.9, 3.10: Fig Domínio do Tempo para Domínio da Freqüência. [4] Fig Domínio da Freqüência para Domínio do Tempo. [4] 36

38 Fig Domínio do Tempo para Domínio do Tempo. [4] Fig Domínio da Freqüência para Domínio da Freqüência. [4] A IFDT é um conceito matemático e não se preocupa com que tipo de sinal entra ou sai. Enquanto o sinal que entrar for amplitude de alguma senóide, a IFDT irá trabalhar estes valores para produzir um resultado no domínio do tempo. Ambas FFT e IFDT produzirão resultados idênticos quando tiverem a mesma entrada. Mas não se usa implementar desta forma, sugere-se utilizar a IFDT para sinais no domínio da freqüência. No caso de termos uma série de bits significando amplitudes de um range de senóides, podemos utilizar a IFDT para produzir sinais no domínio do tempo. Pode parecer confuso, pois estes bits já estão no domínio do tempo, mas o que se propõe é representar, a partir dos bits, amplitudes de sinais com diferentes freqüências no domínio do tempo. Na Figura 3.11 podemos observar como o sinal é modulado e demodulado: Fig Exemplo de modulação e demodulação de um sinal OFDM. [4] 37

39 Podemos concluir que quando multiplicada uma senóide de freqüência n por uma senóide de freqüência m/n, a área sob o produto é nula. De forma geral para todas as integrais de n e m, sen mx, cos mx, cos nx, sen nx são todas ortogonais entre si, podemos observar na Equação 3.1. Estas freqüências são conhecidas também como harmônicas. Este conceito vem da simples relação trigonométrica, que é igual à somatória de duas senóides de freqüências (m-n) e (m+n), representada na Equação 3.3. ( m n) 1 ( m + n) = 1 cos cos 2 2 (3.3) Estas duas componentes correspondem a uma senóide, logo o resultado da integral deve ser nulo para o mesmo período. 2π 0 1 2cos 2π ( m n) wt 1 2cos( m + n) wt = 0 0 (3.4) E esta é a chave para entender o sistema OFDM. É a partir deste conceito que podemos afirmar que a ortogonalidade permite simultâneas transmissões sobre diversas subportadoras em freqüências muito próximas sem interferirem umas nas outras. [7] 38

40 4. APLICAÇÃO E IMPLEMENTAÇÃO DO SISTEMA OFDM Aplicação. As aplicações multimídia digital estão começando a se tornarem comuns criando demanda crescente de sistemas de comunicação em bandas cada vez mais larga. Embora as exigências técnicas para produtos relacionados sejam muito elevadas, as soluções devem ser baratas já que estamos falando basicamente sobre produtos de consumidor. A multiplexação por divisão de freqüências ortogonais (OFDM) é um método que serve para trabalhar com elevadas taxas de dados em meios extremamente hostis com uma complexidade baixa se compararmos com outros sistemas ainda utilizados. A técnica OFDM foi escolhida como o método de transmissão para diversas tecnologias atualmente estudadas e outras já funcionando, podemos citar o DAB Difusão de Áudio Digital., DTV Os Padrões de TV Digital Europeu (DVB-T) e Japonês (ISDB) e WLAN Redes Locais sem Fio. Devido às suas numerosas vantagens, ainda está sob discussão para a aplicação broadband futura tal como o ATM wireless. A combinação de OFDM com técnicas de múltiplo acesso tal como o CDMA está sendo intensamente investigada. Redes Locais sem fio de alta velocidade (High Speed Wireless LANs) também utilizam a tecnologia OFDM e neste caso podemos mencionar o padrão IEEE (National Information Infrastructure) e o projeto HIPERLAN Tipos I e II. É valido mencionar que a tecnologia OFDM também é utilizada em canais telefônicos tal como em ADSL (Assymmetric Digital Subscriber Line), sob o nome de DMT (Discrete MultiTone), e também nos sistemas PLC (Power Line Communications) que utiliza a rede de Energia Elétrica. Muitos padrões de rede com e sem fio adotaram OFDM para uma variedade das aplicações, OFDM é a base para o padrão global para o ADSL. Nas redes sem fio, o OFDM é a base para IEEE a e HiperLAN/2, que executam OFDM em uma maneira similar. A diferença principal na execução é como executam o código convolucional. 39

41 4.2. Implementação. Cada tecnologia tem suas particularidades e, portanto, um método mais adequado de implementar a técnica OFDM. Em princípio a geração direta e a demodulação do sinal OFDM requerem um conjunto de osciladores coerentes, resultando numa implementação complexa e cara, particularmente quando o número de subportadoras é elevado. Entretanto, conforme apresentado neste trabalho esses processos de modulação e demodulação podem ser executados de forma mais simples utilizando-se respectivamente IDFT e FFT. A largura de faixa dos subcanais de um sistema OFDM é dada pela divisão da largura da faixa total destinada ao sistema pelo número de subportadoras utilizadas. Utilizar canais mais estreitos ao invés de um único canal mais largo traz um grande benefício no que diz respeito à seletividade em freqüência. A possível natureza de desvanecimento seletivo em freqüência apresentado por um canal para uma transmissão de portadora única, pode ser revertida numa natureza de desvanecimento plano ou quase plano apresentada pelas frações deste canal, quando do emprego da técnica OFDM. Isso elimina ou reduz significantemente a necessidade de equalização. Embora a técnica leve o termo multiplexação em sua denominação, deve-se ter em mente que a rigor não ocorre multiplexação num sistema OFDM, mas sim a transmissão paralela de uma seqüência de bits originalmente única. O processo inicial para gerar um sinal OFDM é a paralelização dos símbolos seqüenciais. As seqüências de bits paralelos determinam os pontos da constelação de cada subportadora de acordo com o tipo de modulação empregada. Para transmitirmos um sinal OFDM os sinais QAM das subportadoras devem ser espaçados de f (= 1 T ) onde T é a duração de símbolo. Os símbolos QAM são comumente denominados subsímbolos de um símbolo OFDM. O sinal OFDM equivalente em banda base é o somatório das subportadoras deste tipo. Por último são realizados dois procedimentos, o acréscimo de intervalo de guarda ao símbolo e seguido então de uma conversão D/A. Uma das razões para se utilizar o intervalo de guarda é eliminar a ISI e ICI que é resultante do aumento da duração de cada símbolo transmitido devido à paralelização dos bits seriais. As 40

42 modulações de ordem mais elevadas, tais como 64QAM, são mais sensíveis à ISI e ICI, se nestes casos é necessária utilização de códigos com maior capacidade de combater e corrigir tais interferências. A recuperação dos símbolos complexos no receptor é realizada pela passagem do sinal OFDM através de um banco de correlatores, seguidos de comparações com limiares de decisão adequados. O sinal complexo OFDM em banda base equivale a uma IDFT da seqüência discreta formada pelos subsímbolos QAM que compõem cada símbolo OFDM. A partir deste fato, eliminase a complexidade associada ao uso de um banco de osciladores para a geração e a recuperação do sinal OFDM. Na prática é comum se utilizar respectivamente algoritmos de transformada rápida de Fourier (IFDT e FDT) para a modulação e a demodulação do sinal. [8] De acordo como é utilizada, a difusão digital pode ser analisada de três formas: Difusão de Dados Rádio Digital TV Digital As três formas de difusão são entregues da mesma forma e distintas de um sinal digital. O que varia são os métodos de recepção. 41

43 Difusão de Dados Redes Locais sem fio são umas das mais importantes aplicações do OFDM. Muitos padrões estão sendo propostos e a maioria deles baseados em esquemas de espalhamento espectral. Em julho de 1998, o grupo IEEE de padronização de Redes locais sem fio padronizou o um esquema baseado no OFDM operando na banda de 5-GHz. É interessante notar que o padrão é um dos primeiros baseados em OFDM. Os parâmetros do padrão WLAN são dados na tabela 4.1. Taxa de Dados 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48, 54 Mbps Modulação BPSK, QPSK, 16-QAM, 64 QAM. Taxa de Codificação 1/2, 2/3, 3/4 Nº. de Subportadoras 52 Nº. de Pilotos 4 Duração do Símbolo OFDM 4 us Duração do Intervalo de Guarda 800 ns Espaçamento das Subportadoras khz Largura de Banda 3 db MHz Espaçamento do Canal 20 MHz Tab Parâmetros OFDM para WLAN. Uma das principais razões para o uso de WLANs é relativa pequena á quantidade de atraso de propagação encontrado em tais aplicações. No caso de ambientes internos, o atraso de propagação ainda é muito menos eficiente e a eficiência do OFDM em alguns ambientes é muito alto. No ambiente externo, entretanto, antenas direcionais precisam ser empregadas se o mesmo intervalo de guarda for utilizado (para reduzir o efeito do atraso de propagação). 42