METODOLOGIA DE PROJETO PARA A MAXIMIZAÇÃO DA EFICIÊNCIA DE CONVERSORES ESTÁTICOS

Transcrição

1 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 METODOLOGIA DE PROJETO PARA A MAXIMIZAÇÃO DA EFICIÊNCIA DE CONVERSORES ESTÁTICOS HAMILTOM C. SARTORI, JOSÉ EDUARDO BAGGIO, JOSÉ RENES PINHEIRO Grupo de Eletrônica de Potência e Controle (GEPOC), Universidade Federal de Santa Maria (UFSM) Av. Roraima, 1000, Prédio 10, Cep , Santa Maria, RS. S:HAMILTOMSAR@GMAIL.COM; JOSEBAGGIO@GMAIL.COM; JRENES@GEPOC.UFSM.BR FERNANDO BELTRAME Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Rio Grande do Sul Campus Ibirubá. Rua NelsiI Ribas Fritsch 1111, Cep , Bairro Esperança - Ibirubá/RS fernando.beltrame@ibiruba.ifrs.edu.br Abstract This work presents a design methodology for efficiency maximization applied to power electronics converters. The optimization methodology, achieved by mathematical interactions, is based on the concept of the converter integrated design. In other words, the main physical converter components are designed simultaneously in the function of a common variable. The integrated design provides for the reduction of cost and time of the system design and also gives complete and matched solutions with the objective of the proposed optimization. The proposed methodology is illustrated with the help of a case study of a Boost Power Factor Correction converter (PFC) including an electromagnetic interference input filter. To confirm the models and theoretical analysis that was carried out, the experimental mechanical, electrical and thermal measurements are presented. Keywords Methodology, design, integrate, maximization, efficiency and converter. Resumo Esta trabalho apresenta uma metodologia de projetos para maximização de eficiência de conversores eletrônicos de potência. A metodologia de otimização, desenvolvida através de interações matemáticas, é baseada no conceito de projeto integrado do conversor, em outras palavras, os principais componentes do sistema são projetados simultaneamente em função de uma variável comum. O projeto integrado disponibiliza redução de tempo e custo do projeto fornecendo uma solução completa de acordo com o objetivo de otimização. A metodologia proposta é ilustrada com a ajuda do estudo de caso do conversor Boost com correção do fator de potência (do inglês power factor corrector - PFC), com a inclusão de um filtro de interferência eletromagnética conduzida. Para este estudo de caso, a mesma tecnologia de material magnético será utilizada no projeto do indutor Boost e dos indutores de filtro. Para validar os modelos adotados e as analises teóricas, medidas elétricas, térmicas e mecânicas são obtidas experimentalmente. Palavras-chave Metodologia, projeto, integrado, maximização, eficiência e conversor. 1 Introdução Com o atual crescente desenvolvimento das mais diversas áreas da engenharia como microeletrônica, telecomunicações, processamento de sinais, fontes de energias renováveis, entre outras, há a iminência de um maior número de aplicações para a eletrônica de potência. Esta área trata do condicionamento da energia entregue pela fonte para os sistemas eletrônicos em geral, transformando de corrente contínua em corrente alternada (inversores) ou em corrente contínua com amplitude diferente (choppers). Da mesma forma, corrente alternada pode ser transformada em corrente contínua (retificadores e PFC s) ou para corrente alternada com diferentes amplitudes e frequências. O processo de conversão de energia pode ser realizado através de conversores estáticos. Estes conversores operam através da comutação de interruptores semicondutores e cargas e descargas de elementos armazenadores de energia como capacitores e indutores. Estes dispositivos podem converter energia tanto de fontes estáticas, como banco de baterias, quanto de fontes dinâmicas como geradores. A saída de energia pode ser em alta ou em baixa tensão (CC ou CA) e em diferentes frequências (CA). Existe a tendência na indústria de uma forma geral em reduzir volume e custos dos equipamentos e sistemas com máximo rendimento. Em áreas como telecomunicações, eletrônica e processamento de sinais um novo equipamento com melhor desempenho (alto rendimento) é grande diferencial de mercado. Com este objetivo, muitos recursos financeiros e técnicos são destinados a pesquisas. Com o objetivo de diminuir o volume e aumentar o rendimento dos elementos magnéticos (armazenadores), existe a tendência do aumento da frequência de operação e da ondulação da corrente em indutores. Entretanto, este aumento acarreta em maiores perdas nos semicondutores, que são proporcionais a frequência, ondulação de corrente e ao nível de potência envolvido. Maiores perdas nos semicondutores resultam em menor rendimento global e em volumosos dissipadores térmicos para garantir sua ideal operação e razoável vida útil. Portanto, o aumento da frequência de operação em conversores estáticos de potência é limitado devido às perdas de comutação de seus dispositivos semicondutores. 501

2 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 Outro aspecto diretamente influenciado pelo aumento da frequência de comutação e pela ondulação de tensão ou corrente de entrada é a interferência eletromagnética gerada pelos conversores comutados (Electromagnetic Interference ou EMI). Este é um termo aplicado aos distúrbios provocados intencionalmente ou de forma não intencional pelos circuitos internos dos equipamentos eletro-eletrônicos ou por eventos naturais (descargas atmosféricas) os quais podem causar resposta indesejada, mau funcionamento ou degradação de desempenho de outros equipamentos. Esta interferência pode ser danosa a outros equipamentos conectados a mesma rede elétrica ou próximos fisicamente (Pieniz, 006). A EMI pode ser responsável por diversos problemas em equipamentos eletrônicos. Dentre eles pode-se citar falhas nas comunicações entre dispositivos (como em uma rede de computadores), alarmes acionados sem motivos aparentes, falhas esporádicas e que não seguem uma lógica, queima de circuitos eletrônicos, entre outros problemas. Os efeitos destas interferências são particularmente preocupantes quando ocorrem em equipamentos eletromédicos, em ambiente hospitalar, sobretudo em caso de monitoramento ou suporte à vida de um paciente. Para limitar a inserção deste ruído eletromagnético na rede, normas, como a CISPR- foram criadas, e devem ser respeitadas. Assim, para desenvolver um projeto global otimizado de conversores estáticos é necessário relacionar os projetos individuais de todos os principais componentes físicos do sistema em um único parâmetro, transformando o sistema conversor em um único componente. Esta relação é encontrada através do ponto de operação (ondulação da corrente de entrada e frequência de comutação, ( f S )). O par ( f S ) tem influência direta nos níveis de tensões e correntes (RMS, média e de pico) envolvidas em todo sistema dos conversores de potência. A partir destes níveis de tensões e correntes e das tecnologias envolvidas nos projetos, os componentes físicos dos conversores podem ser definidos. Neste sentido, este trabalho apresenta uma metodologia de projetos que considera de forma integrada todos os principais componentes do sistema conversor, definindo um ponto de operação em que o conversor apresente as menores perdas, de acordo com os modelos em restrições de projeto. Para demonstrar a metodologia um conversor Boost PFC (Pin 1kWatt, Vin 0V CA e Vout 400V CC ) com inclusão de um filtro de EMI foi implementado, Figura 1. Resultados de simulações apontam para o ponto de operação com menores perdas. Fundação de Amparo à Pesquisa do Estado do Rio Grande do Sul/Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior FAPERGS/CAPES. + + Filtro D 1 D Vin de EMI Sw C Vout R - D D - 3 LBOOST 4 D Figura 1. Conversor Boost PFC com filtro de EMI. Metodologia para a Maximização de Rendimento Para o conversor Boost PFC, os componentes com maior influência no rendimento são o indutor Boost, o filtro de EMI, os semicondutores e seu sistema de transferência de calor. A metodologia de projetos desenvolvida é baseada na integração de projetos individuais dos componentes do conversor em função de um par de variáveis ( f S ), comum a todos os componentes. Essa integração é obtida através de um programa computacional que realiza uma grande varredura através de iterações matemáticas multiobjetivas, resultando em uma matriz de projetos. Ou seja, o programa computacional desenvolvido define as perdas fixando a ondulação de corrente e variando a frequência e em seguida fixa a frequência e varia a ondulação de corrente, formando assim, a matriz de projetos. Esta matriz define as perdas de cada componente do conversor para o mesmo ponto de operação e realiza um somatório matricial dessas perdas, definindo assim, as perdas totais do conversor, equação (1). P = P + P + P (1) ( i@ fs) L( i@ fs) S ( i@ fs) F ( i@ fs) Onde: P ( fs) equivale a matriz de perdas totais, P L( fs) a matriz de perdas no indutor, P S( fs) a matriz de perdas nos semicondutores (transistor mais diodo) e P F( fs) a matriz de perdas no filtro de EMI. A partir da equação 1 é possível definir uma matriz de projetos demonstrada pela equação (). P ( i@ fs) P(1@1) P(1@ )... P(1@ n) P(@1) P(@)... P (@ n) =.... () P( n@1) P( n@ )... P ( n@ n) A matriz mostrada na equação representa uma varredura completa para definir o ponto de operação de menores perdas do conversor. Um fluxograma mostrando os passos de projeto da metodologia é apresentado na Figura. 50

3 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 sejam retiradas. As perdas ocasionadas às comutações do diodo são totalmente geradas através desta recombinação de portadores minoritários (corrente de recuperação reversa), desta forma, estas perdas ocorrem somente durante a saída de condução. Quanto maior for a corrente de recuperação reversa, maiores serão as perdas oriundas das comutações. Uma forma simplifica de determinar as perdas nas comutações dos diodos e, que apresenta resultados satisfatórios, foi desenvolvida por Liu (Liu, 001), equação (4). P = V Q (4) 0 RR Figura. Fluxograma da Metodologia para Maximização da Eficiência. O diodo utilizado neste trabalho foi o SI hiperfast rectifier 15ETH06. Simulações para as perdas em função do ponto de operação para o conversor de estudo de caso, Boost PFC, operando com potência de entrada de 1kW, tensão de entrada 0V CA e tensão de saída 400V CC, foram realizadas (estes parâmetros de entrada serão utilizados para todos os resultados apresentados neste trabalho). A Figura 3 mostra o comportamento das perdas em função do ponto de operação para o diodo supracitado. As seções 3, 4 e 5 apresentarão os projetos dos componentes individuais do sistema conversor, apresentando detalhadamente as perdas em função do ponto de operação para cada componente. 3 Análise das Perdas nos Semicondutores 3.1 Diodo Uma parte significativa das perdas produzidas pelos diodos ocorre durante a condução, principalmente para potências mais elevadas quando a corrente é mais alta. A corrente média instantânea de condução (I F ) influencia diretamente nas perdas. O produto entre esta corrente e a queda de tensão direta define as perdas de condução. A queda de tensão direta (V F ) também é proporcional à temperatura de junção (Tj) e cresce com o aumento da corrente média de condução conforme curvas disponibilizadas pelos fabricantes. A partir do valor de tensão direta em função de Tj e I F é possível definir as perdas de condução dos diodos aplicados em conversores comutados de acordo com a equação (3). nts 1 PCond = I F. V (3) F nts Onde nts é o número de períodos de comutação. Durante a saída de condução dos diodos, a carga de portadores minoritários deve ser removida, isso ocorre através da recombinação dos elétrons livres no interior do dispositivo. Os diodos permanecem diretamente polarizados enquanto a carga de portadores minoritários ainda estiver presente. A saída de condução ocorre até quando todas as cargas minoritárias 0 Figura 3. Comportamento das Perdas no Diodo SI15ETH06, em Função do Ponto de Operação. 3. Transistor de Potência O transistor utilizado nesse trabalho foi o Cool- MOS C3. Esta é uma tecnologia relativamente nova, foi desenvolvida a partir do MOSFET, com o objetivo de reduzir a resistência série deste componente. Criado em 001. O CoolMOS C3, apresenta uma redução bastante significativa em sua resistência de condução, atingindo valores até cinco vezes menores que os MOSFETs comuns. Isto é possível através do aumento da área interna de junção p-n, chamada de super junção, o que cria um caminho de menor resistência à corrente (Lorenz, 004). Esta propriedade faz com que as perdas durante a condução tornem-se atrativamente baixas, tornando este semicondutor altamente atrativo quando se busca redução de perdas. A tabela 1 apresenta as especificações do transistor utilizado. 503

4 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 Tabela 1. Especificações do Transistor (CoolMOS C3). Part Number SSP17N80C3 Tensão Nominal 800(V) Corrente Nominal 17(A) Resistência de Condução (R ON) 0.199(Ω) Temperatura de Junção (Tj) 15 C 3..1 Perdas de Condução Por ser oriundo do MOSFET, as perdas de condução no CoolMOSC3 são significativas, isso se deve ao fato de o semicondutor possuir um comportamento resistivo quando em condução. Estas perdas são determinadas a partir da equação (5). P = R. I (5) ON ON RMS Onde P ON são as perdas de condução no transistor. A ondulação de corrente tem influência direta nas perdas de condução, pois a corrente RMS aumenta com o aumento da ondulação de corrente (Sartori, 013). 3.. Perdas nas Comutações A maior parte da potência dissipada durante as comutações ocorre por sobreposições entre tensões e correntes na entrada e na saída de condução (Overlap) (Damasceno, 005), Figura 4. Os tempos em que ocorrem estas sobreposições são determinantes para o cálculo das perdas. Esses tempos são proporcionais a cargas e descargas de capacitâncias parasitas presentes neste semicondutor (C DG, C GS e C GD ). Para o cálculo das perdas nas comutações é necessário determinar os tempos em que ocorrem a entrada e saída de condução do CoolMOS. O termo tensão de threshold (Vth), ou tensão limiar é usado para definir a mínima polarização de porta necessária para formar o canal de condução entre fonte e dreno. A tensão Vth é usualmente medida para correntes de dreno de 50µA. Valores comuns situam-se entre V e 4V para transistores de mais alta tensão e 1V a V para transistores de mais baixa tensão (Gules, 003). A corrente só começará a circular pelo dreno quando a tensão de gate atingir o valor da tensão limiar e, permanece crescendo até que o capacitor presente entre gate e fonte se carregue completamente, isso ocorre no instante de tempo t. Neste ponto, a tensão aplicada sobre o interruptor V D começa a diminuir. A excursão da tensão V D no intervalo de tempo t até t 3 é relativamente grande, assim a carga total do circuito de acionamento é tipicamente mais elevada para a capacitância C DG do que para a capacitância C GS. No instante de tempo t 3 a tensão cai a um valor igual ao produto de I D por R ON, e o semicondutor entra em condução. O intervalo de tempo entre t 0 e t representa a carga Q GS consumida pela capacitância C GS. O período de tempo entre t e t 3 representa a carga Q GD consumida pela capacitância C GD. As cargas das capacitâncias parasitas são funções do produto entre a corrente e o tempo. Quanto maior for a corrente de gate, menor será o tempo de carga destas capacitâncias, isso indica uma relação direta entre a corrente de gate e os tempos de comutações. Para uma correta análise comparativa, as simulações realizadas para as diferentes tecnologias de semicondutores utilizaram a mesma corrente de gate. Os intervalos de tempo nas comutações assim como os valores das cargas são encontrados a partir de curvas disponibilizadas pelos fabricantes. A saída de condução é similar à entrada. As perdas foram determinadas de acordo com (Xiong, 009). A capacitância de entrada (C ISS ), capacitância de saída (C OSS ) e capacitância de transferência reversa (C RSS ) são disponibilizadas pelo fabricante e podem ser utilizadas como ponto de partida para o calculo das capacitância parasitas (C DS, C GD e C GS ) de acordo com as equações (6), (7) e (8). CISS = CGS + CGD (6) COSS = CDS + CGD (7) C RSS = C (8) A capacitância gate-dreno, C GD, é definida como uma função não linear da tensão e é o parâmetro mais importante porque fornece uma realimentação entre a saída e a entrada do circuito. C GD é também chamada de capacitância Miller, porque ela faz com que a capacitância de entrada dinâmica total fique maior que a soma das capacitâncias estáticas. De posse destas informações é possível determinar os tempos em que ocorrem as comutações, equações (9), (10) e (11). GD QGS = VPlateauC (9) ISS Figura 4. Entrada e Saída de condução do CoolMOS. t Q GS = (10) IG V t = t (11) Threshold 1 VPlateau 504

5 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 Durante o intervalo de tempo entre t e t 3 ocorre a carga de C GD. A partir de t e de Q GD é possível determinar o intervalo de tempo t 3, equação (1). QGD t3 = + t (1) I A potência dissipada nas comutações, oriunda de sobreposições entre tensões e correntes, pode ser dividida em seis etapas distintas de acordo com seus respectivos tempos de atuação, equações (13) a (19). Durante o intervalo de tempo entre t 1 e t. G A Figura 5 mostra o comportamento das perdas em função do ponto de operação para o CoolMOS SSP17N80C3 aplicado ao conversor Boost PFC. P = i ( t). V ( t) (13) P1 = P ( ) t t1 fs (14) Figura 5. Comportamento das Perdas no CoolMOS SSP17N80C3, em Função do Ponto de Operação. Durante o intervalo de tempo entre t e t 3. ID. VD P = (15) P = P ( ) t3 t fs (16) Durante o intervalo de tempo entre t 5 e t 6. P3 = P ( ) t6 t5 fs (17) Durante o intervalo de tempo entre t 6 e t 7. P4 = P ( ) t7 t6 fs (18) Perdas por entrada em condução capacitiva. V0. C P DS 5 = (19) Perdas por corrente de recuperação reversa do diodo. As perdas provenientes da recuperação reversa, ocorrem durante o intervalo de tempo entre t e t RR,, equação (0). P = V ( Q + t. I ) (0) RR 0 RR( Tj, IF ) RR D Desta forma, a potência total dissipada pelo MOSFET durante as comutações pode ser definida como o somatório das perdas produzidas em cada uma das etapas relacionadas, equação (1). P = P + P + P + P + P + P (1) _ TOTAL RR 4 Indutor Boost Para o projeto do indutor Boost, foi utilizada a tecnologia de material magnético KoolMµ, de geometria toroidal. Este material é composto por 85% ferro, 9% silício e 6% alumínio. Apresenta densidade de fluxo máxima de até 1T e baixas perdas. Por não possuir níquel em sua composição, apresenta relativo baixo custo. A escolha do núcleo magnético é realizada em função da energia armazenada, equação (). Para isso, apenas dois parâmetros precisam ser conhecidos: a indutância do indutor Boost, que é função do ponto de operação, equação (3) e o valor da corrente de pico (também função do ponto de operação). Este método para seleção dos núcleos é garantido pela fabricante MAGNETICS. 1 ELB = LB I () pico L B Vin D = (3) i fs A partir da seleção do núcleo magnético é possível definir todas as características físicas do núcleo, (tabela ). Estes parâmetros são necessários para o cálculo do número de espiras e para a definição da corrente real no indutor (saturação suave), para as perdas no indutor e para todo o projeto físico do indutor. O número inicial de espiras é dado pela equação (4). O efeito da saturação suave é demonstrado por Sartori, (Sartori, 01). Part Number (PN) Permeabilidade Inicial (µ i) Tabela. Caractrísticas do Núcleo Magnético Seção Transversal (A e) Permeabilidade Efetiva (µ eff) Comprimento Médio (L e) Coeficientes de Steinmetz (c, m, n) Área da Janela (A w) Máxima Densidade de Fluxo (B MÁX) 505

6 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 Ni = 4.1 Perdas no Cobre LBOOST le 10 0,4π µi Ae 3 (4) As perdas no cobre são determinadas de acordo com o valor da corrente RMS, o efeito Skin e o efeito proximidade. A modelagem destes efeitos é feita através do aumento da resistência do condutor para cada harmônico de corrente (R AC ). Um modelo que inclui os dois efeitos para os núcleos do tipo powder é descrito por Bartoli (Bartoli, 1994), equação (5), e foi utilizado para o cálculo das perdas no cobre apresentadas ρ CU µ π f ( Nw 1) AC ( ) = eff T 1+ R f N l (5) π 3 d t Onde: l T é o comprimento médio de uma espira do enrolamento; ρ CU é a resistividade do cobre; µ é a permeabilidade do cobre; f é o harmônico de frequencia; d é o diâmetro do condutor; t é a distancia entre os centros de dois condutores adjacentes e N w é o número de camadas de enrolamentos. Assim, as perdas no cobre são definidas pela soma das perdas AC e CC, de acordo com a equação (6). cu dc L( rms) ac L f = 0 P = R. i + ( R ( f ). i ( f ) ) (6) Onde i L(rms) é a corrente RMS no indutor e i L (f) é a corrente de cada harmônico de frequência. A Figura 6 mostra o comportamento das perdas no cobre em função do ponto de operação. de fluxo (função de i) e pela frequência. As curvas de magnetização, fornecidas pelos fabricantes, são normalmente levantadas com o núcleo excitado com uma tensão senoidal, onde a perda por unidade de volume do núcleo é registrada para cada valor de amplitude e frequência da tensão de excitação (senoidal). As curvas de magnetização podem ser aproximadas pela equação de Steinmetz (7), a qual evidencia que as perdas têm uma dependência exponencial tanto da amplitude da variação do fluxo quanto da frequência... m n P = V C B. fs (7) nucleo nucleo Onde C, m e n são os coeficientes de Steinmetz e são fornecidos pelos fabricantes. Estes valores são diferentes para cada tecnologia de material magnético. Este método é eficiente e simples, entretanto, em conversores que operam com razão cíclica variável, caso do conversor Boost PFC, esta equação não se aplica, uma vez que a variação de fluxo magnético ( B) não será constante. Por isso, com o objetivo de determinar as perdas no núcleo, o método apresentado por Liu, (Lui, 00) foi utilizado. Na metodologia apresentada neste trabalho, as variações de frequência e razão cíclica são consideradas. Além disso, a técnica proposta continua baseada na equação de Steinmetz, apenas com uma modificação na mesma. Seguindo essa idéia, a equação (8) é proposta. Neste método, a variação da razão cíclica é automaticamente considerada. A variação do fluxo magnético é determinada pela variação da força magnetizante (H MÁX - H MIN ) para cada período de comutação, ou seja, as perdas no núcleo são calculadas para cada período de comutação, sendo determinadas através do somatório das perdas em cada período. T = fs/10 m m P nucleo B ton B t off = C. + n n (8) V nucleo T = 1 ( ton) Ts ( toff ) Ts Figura 6. Comportamento das Perdas no Cobre do Indutor Boost em Função do Ponto de Operação. É possível identificar que para frequências mais baixas e menores ondulações de corrente, as perdas no cobre são mais acentuadas. Isso ocorre devido a um maior volume do núcleo magnético, resultado em maiores comprimentos de enrolamento, aumentando as perdas ôhmicas. 4. Perdas no Núcleo A maneira tradicional para determinar as perdas no núcleo magnético consiste em analisar a curva de magnetização do material magnético segundo o ponto de operação definido pela amplitude de variação Onde t on é o tempo de condução do transistor por período de chaveamento e t off é tempo de condução do diodo por período de comutação. Estes tempos variam de acordo com a razão cíclica. A Figura 7 mostra o comportamento das perdas no núcleo em função da variação ponto de operação. Figura 7. Comportamento das Perdas no Núcleo do Indutor Boost em Função do Ponto de Operação. 506

7 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 As perdas no núcleo aumentam com o aumento da frequência e da ondulação de corrente, entretanto, mesmo para os piores casos, os valores não ultrapassam 1.Watts. Desta forma, para a tecnologia de material magnético utilizada, as perdas ôhmicas são mais significativas que no núcleo. 5 Filtro de EMI Para o projeto do filtro de EMI, o método derivado por Shih, (Shih, 1996) é utilizado. Este método considera a amplitude do harmônico crítico, que é múltiplo da frequência de comutação e é o primeiro que excede os limites da norma (acima de 150kHz Limite da CISPR-). Tipicamente, o harmônico crítico está alocado entre 150kHz e 500kHz, esta é uma faixa onde o limite da norma apresenta um declive de 0dB/dec. Por isso, quanto mais elevada a frequência de comutação, menor será a ordem do harmônico crítico (maior amplitude). Por exemplo, em fs = 50kHz, o terceiro harmônico, em 150kHz, deverá ser limitado. Neste sentido, maiores amplitudes de ondulação de corrente, utilizadas para reduzir volumes dos indutores, resultam em um aumento da amplitude do harmônico crítico e por consequência o volume e as perdas do filtro de EMI. No trabalho de Wang, (Wang, 003) é demonstrada a topologia de filtro duplo π, Figura 8. Esta topologia apresenta melhores resultados em termos de volume do filtro para o estudo de caso. Assim, esta topologia será aplicada ao projeto desenvolvido neste trabalho. Figura 8. Comportamento das Perdas no Filtro de EMI em Função do Ponto de Operação. O comportamento das perdas no filtro de EMI está diretamente relacionado com o volume do filtro. À medida que o volume do filtro aumenta, maiores perdas são observadas devido ao maior comprimento de cobre necessário para cada espira (perdas ôhmicas). Para a topologia de filtro utilizada (duplo π) as perdas ôhmicas são ainda mais acentuadas, uma vez que esta topologia apresenta dois núcleos magnéticos, sendo cada um com dois enrolamentos (indutores acoplados). 6 Resultados de Simulações A partir dos resultados do comportamento das perdas em função do ponto de operação para cada componente do conversor, é possível realizar um somatório matricial, linear, e assim apontar o ponto de operação em que o conversor atinja o seu máximo rendimento, ponto de menores perdas. A Figura 9 apresenta o comportamento das perdas totais do conversor Boost PFC, em função do ponto de operação, de acordo com as definições de entrada préestabelecidas e para as tecnologias de semicondutores e materiais magnéticos utilizadas. Figura 8. Topologia do Filtro de EMI, duplo π. 70% Os indutores acoplados utilizados nos projetos do filtro são projetados com o mesmo número de espiras e com enrolamentos opostos, resultando em fluxos magnéticos opostos no interior do núcleo. Estes fluxos, de mesma magnitude e sentidos opostos, fazem com que não haja significativa variação de fluxo magnético no interior do núcleo. Desta forma, as perdas nos núcleos magnéticos do filtro de EMI podem ser desconsideradas. A partir do descrito, as perdas no filtro são basicamente geradas a partir das perdas no cobre. Estas são determinadas do mesmo modo das perdas no cobre do indutor, equação (6). A Figura 8 mostra o comportamento das perdas no filtro de EMI em função do ponto de operação. O material magnético utilizado foi o mesmo do indutor Boost, KoolMµ. Figura 9. Comportamento das Perdas totais do conversor Boost em Função do Ponto de Operação. A partir da figura 9, é possível identificar o ponto de operação em que o conversor apresenta as menores perdas. Este ponto ótimo 70%) foi obtido para baixas frequências e elevada ondulação de corrente. A frequência relativamente baixa é explicada pelo aumento nas perdas nas comutações dos semicondutores, que a partir desta frequência (9kHz) são mais significativas que as perdas no cobre do 507

8 Belo Horizonte, MG, 0 a 4 de Setembro de 014 indutor e também por baixas perdas no filtro de EMI. A elevada ondulação de corrente (70%) ocorre devido a redução do volume do indutor que resulta em menores perdas ôhmicas neste componente. Para este ponto de operação otimizado as perdas totais do conversor Boost PFC são de 18.Watts, ou seja, para um conversor com potência de entrada de 1kWatt, tensões de entrada e saída de 0V CA e 400V CC respectivamente, e de acordo com as tecnologias e restrições de projeto, o rendimento total é de 98,0%. 7 Conclusão A busca pela maximização da eficiência de apenas um componente do conversor, (como semicondutores de potência ou indutores) pode levar a um bom resultado pontual, mas não garante que o sistema como um todo seja otimizado. Essa afirmativa é verificada através dos distintos comportamentos das perdas nos componentes em função do ponto de operação demonstrados nas figuras 3, 5, 6, 7 e 8. O rendimento encontrado através da metodologia de projetos proposta, seguindo critérios de integração, foi de 98,0%, um rendimento bastante elevado para a aplicação em questão. Desta forma, a integração de projetos realizada através de uma varredura em diferentes pontos de operação, que define a metodologia para maximização da eficiência apresentada, é a melhor forma de obtenção do máximo rendimento de conversores estáticos. soft-switching, Power Electronics Specialists Conference PESC 05, p , 005. Gules, R.; Pfitscher, L. L.; Franco, L. C.; An interleaved boost DC-DC converter with large conversion ratio Industrial Electronics, vol. 1. ISIE 03. p , 003. Xiong, Y.; et al. New Physical Insights on Power MOSFET Switching Losses, IEEE Transactions on Power Electronics, p , 009. Sartori, H. C.; Baggio, J. E.; and Pinheiro, J. R.; A comparative design of an optmized boost inductor taking into account three magnetic materials technologies: Volume, cost and efficiency analysis, in Proc. of INDUSCON, pp. 1 6, 01. Bartoli, M.; Reatti, A.; and Kazimierczuk, M. K.; "Modeling iron-powder inductors at high frequencies," presented at IAS'94, pp vol., Liu, J.; Wilson, T.G. ; Wong, R.C. ; Wunderlich, R. ;Lee, F.C. A method for inductor core loss estimation in power factor correction applications, Power Electronics Conference and Exposition, APEC 0, p , 00. Shih, F. Y.; Chen, Y. T.; Wu, Y. P.; A procedure for designing EMI filter for AC line applications, IEEE Transactions on Power Electronics, 1996, pp Wang, S.; Lee, F. C.; and Odendaal, W. G.; Improving the Performance of Boost PFC EMI Filters, APEC 03, pages , 003 Referências Bibliográficas Pieniz, M.; Pinheiro, J. R.; Hey, H. L.; An Investigation of the Boost Inductor Volume Applied To PFC Converters, in proceeding of PESC 06, p. 1-7, 006. Liu, J. ; Weiyun, C. ; Jindong, Z. ; Dehong, X. ; Lee, F. C. Evaluation of power losses in different CCM mode single-phase boost PFC converters via a simulation tool, Industry Applications Conference, 001. Lorenz, L.; Deboy, G.; Zverev, I.; Matched pair of CoolMOS transistor with SiC-Schottky diode advantages in application, IEEE Transactions on Industry Applications, Volume 40, Sept.-Oct. p , 004. Sartori, H. C.; Beltrame, F.; Figueira, H.; Baggio, J. E.; Pinheiro J. R. Volumetric Power density Comparative Analysis between transistor technologies applied to the 1kW CCM PFC Boost converter using optmization techniques, COBEP 013. Damasceno, D.; Schuch, L.; and Pinheiro, J. R.; Design procedure to minimize boost PFC volume concerning the trade-offs among switching frequency, input current ripple and 508