Preparação do 1º Trabalho de Laboratório

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1 Turno: 2ª 3ª 4ª 5ª LPT LE2 9h 16h 17h Nome Nº Grupo Nº Preparação do 1º Trabalho de Laboratório Preparação experimental tipo: A B C Monte o circuito que lhe foi atribuído de acordo com a figura correspondente deste guia de preparação. O circuito A deve corresponder a um dos circuitos dimensionados no ponto 1) deste guia de preparação. Os circuitos B e C devem ser montados na mesma breadboard. Recomendações: Adquira uma breadboard. Leia o anexo: Introdução Teórica ao Circuito com Comando Automático de Ganho. Antes da sessão de laboratório, efectue os testes propostos para o seu circuito e acompanhe os testes dos restantes circuitos. O trabalho de laboratório pode ser realizado antes da sessão correspondente, com excepção do ponto I-2). Procure ir ao laboratório nos horários de dúvidas dos professores. Leve para o laboratório o livro e os acetatos das aulas teóricas. 5 valores 5 valores 1) Sugira um procedimento experimental que permita determinar a tensão de desvio de entrada (V OS ) e as correntes de polarização (I BN e I BP ) do AMPOP utilizado no amplificador não inversor da Figura 1. (Considere que dispõe de várias resistências de 1, 10 e 100 kω) 2) Utilizando as resistências e os circuitos ua741 que considerar necessários, projecte um amplificador que apresente um ganho de 40dB nas frequências médias, uma frequência de corte de 25 khz e uma impedância de entrada de 47 kω. 6 valores 4 valores Relativamente às Figuras 2 e 3 indique sucintamente a função dos componentes: R 1, C 1 C 2 R 3 T 1 D 1, R 10 R 8, R 9, C 3 3) Identifique a alteração introduzida no seu circuito (a responder no laboratório após o professor introduzir a alteração respectiva).

2 2 AMPOP: LM741 C 2 : 220 nf R 3, R 4, R 5 : 1 ou 10 ou 100 kω V CC = 12 V v I C 2 R 3 2 V CC V CC 6 R 5 v B R 4 Figura 1: Circuito A - Amplificador não inversor. C 1 R 1 V CC R 2 V CC v OM v I C v O R 1 : 47 kω R 2 : 10 kω R 3 : 10 kω R 5 : 150 kω R 6 : 180 Ω R 7 : 1 kω C 1 : 470 µf / 10 V C 2 : 220 nf T 1 : BF245B AMPOP: LM741 V CC = 12 V R V CC T 1 R 5 R 6 R 7 v c Figura 2: Circuito B - Amplificador de sinal de microfone com ganho controlável. R 8 : 150 kω R 9 : 15 kω R 10 : 2,7 kω C 2 : 220 nf C 3 : 1 µf / 25 V D 1 : 1N5817 v X R 8 C 3 R 9 v A R 10 D 1 v Y Figura 3: Circuito C - Estimador de amplitude.

3 Anexo à preparação do 1º trabalho de laboratório de EII Introdução Teórica ao Circuito com Comando Automático de Ganho 1 OBJECTIVO Moisés Piedade e Pretende-se construir, ensaiar e avaliar o desempenho de um amplificador de áudio dotado da capacidade de fazer a correcção automática da amplitude de um sinal, compensar as variações lentas dessa amplitude, mas incapaz de reagir às variações rápidas. O circuito tem grande aplicação em todos os sistemas de aquisição e transmissão de sinais, nomeadamente: sistemas de áudio, telefones, gravadores, emissores e receptores de sinais, de rádio ou de TV, sistemas de transmissão em cabos telefónicos ou em fibra óptica, etc. Nestes sistemas, o amplificador com comando automático de amplitude tenta compensar o desvanecimento dos sinais devido à alteração de condições de atenuação ou de propagação dos sinais. Neste trabalho, o amplificador é aplicado na amplificação de sinais de áudio, obtidos por um microfone a partir de sinais acústicos; nesta aplicação, o amplificador tenta compensar as variações de amplitude do sinal acústico que ocorrem sempre que a fonte sonora se aproxima ou afasta do microfone. O trabalho é baseado em circuitos com amplificadores operacionais, transístores de efeito de campo, díodos e outros componentes elementares. Com este trabalho, o aluno: - compreenderá alguns aspectos do funcionamento de vários componentes electrónicos, nomeadamente, transístor de efeito de campo, JFET, díodos e amplificadores operacionais; - construirá e ensaiará um pré-amplificador que amplifica sinais de áudio com comando automático de amplitude do sinal de saída. 2 INTRODUÇÃO TEÓRICA Considere-se um sinal sinusoidal com o valor instantâneo vi, amplitude Vim e frequência ω, vi = Vim sen(ωt), aplicado a um amplificador com ganho de tensão K, vo = K.v I. Um amplificador com comando automático de amplitude é caracterizado por tentar manter a amplitude Vom do sinal de saída constante, independente das variações de amplitude do sinal de entrada. Este circuito é baseado num amplificador com ganho de tensão K variável e, por isso, também se chama circuito com comando automático de ganho 1, CAG. O ganho de tensão é electricamente controlado por acção de uma tensão contínua, obtida por um circuito estimador de amplitude, que está relacionada com a amplitude do sinal de entrada ou do sinal de saída 2 do amplificador (ver Fig. 2a)). O circuito de CAG ideal devia ter um sinal de saída com amplitude Vom constante, independente da amplitude Vim do sinal de entrada, mas, na prática, apresenta uma relação de amplitudes Vo(Vi) que varia como se pode ver no exemplo da Fig. 1a). O desempenho de um circuito de CAG é medido pela relação entre a variação da amplitude de saída, em db, e a correspondente variação de amplitude na entrada ( ex. 3dB / 20 db) 3. O circuito de CAG não é linear em termos de relações de amplitudes, mas é linear em termos dos valores instantâneos do sinal, isto é, satisfaz a relação vo = k vi, em que k é o ganho de tensão constante, mas que 3 1 CAG é uma designação desapropriada porque o circuito tenta manter constante a amplitude do sinal de saída e não o ganho de tensão. Todavia, na prática, esta designação é muito frequente. 2 Se estimar a amplitude do sinal de entrada, chama-se CAG do tipo feedforward, e, se estimar a amplitude do sinal de saída, chama-se CAG do tipo feedback, ou por retroacção. 3 3 db de variação da amplitude de saída para 20 db de variação da amplitude na entrada (ver Fig. 1b)).

4 4 varia sempre que a amplitude do sinal de entrada varia, como se pode ver na Fig. 1a); k é o valor do declive da recta tangente à curva característica do circuito de CAG. Fig. 1- Características de um circuito compensador de variações de amplitude dos sinais. 2.1 Blocos básicos do circuito de CAG Na Fig. 2 podem ver-se os blocos básicos de um circuito de CAG, a saber: o amplificador de ganho controlado e o estimador de amplitude. Este último é constituído por um rectificador e um filtro passa-baixo que serão descritos de seguida Amplificador com ganho controlável por tensão O circuito com ganho de tensão electricamente variável pode ser realizado pelo circuito da Fig. 2a), que tanto pode funcionar como circuito amplificador não inversor (vi = 0), como pode funcionar como um circuito amplificador inversor vj = 0. A resistência variável, comandada por uma tensão contínua, pode ser realizada por um transístor de efeito de campo do tipo JFET a funcionar na região de tríodo (vds < vgs -VP). A característica id(vds) do JFET, é dada por: esta expressão, depois de normalizar as correntes a IDSS e as tensões a VP, permite obter o gráfico da Fig. 3a) em que as diferentes curvas correspondem a vgs/vp a variar de 0 a 0,6, da direita para a esquerda, com incrementos de 0,1. Estas curvas mostram que a resistência dreno-fonte do JFET pode ser constante para vds pequeno, mas sobe muito rapidamente quando a relação de tensão vgs/vp se aproxima de 1 (canal cortado). Também se nota que a resistência não é linear (a tensão não é proporcional à corrente) e, como consequência, o amplificador poderá introduzir distorção no sinal de saída. No caso da montagem não inversora, circuito da Fig. 2 a) com vj = 0, a resistência do JFET depende de vi. A tensão de saída será dada por vo = kv(vi). vi, em que o ganho de tensão kv(vi) = 1+R2/R1(vI) não é constante e depende de vi, mesmo que a tensão de porta do JFET seja constante.

5 5 Fig. 2- Pré-amplificador com comando automático de ganho. a) b) Fig. 3- Relação tensão-corrente de um JFET como resistência variável e efeito na distorção harmónica do amplificador. No caso do sinal de entrada ser sinusoidal com frequência f, o sinal de saída é periódico, com a frequência f, mas é diferente de um sinal sinusoidal, devido à não linearidade do circuito. Além da frequência f, aparecem componentes do sinal com frequências múltiplas de f, que são designadas por componentes harmónicas e, eventualmente, uma componente contínua. Estes sinais não estavam presentes no sinal de entrada. Na Fig. 3b) pode observar-se a distorção harmónica típica de um circuito de CAG, com controlo por retroacção, baseado quer na montagem inversora quer na montagem não inversora representadas na Fig. 2. A montagem inversora possibilita a obtenção de menor distorção harmónica 4 para sinais fortes e é a mais usada. Neste trabalho, para simplificar o circuito, usaremos a montagem não inversora, já que a impedância de entrada da montagem inversora (que é dada apenas pela resistência do canal do JFET) é muito baixa e, adicionalmente, neste circuito, é variável com a amplitude do sinal de entrada Estimadores de amplitude No caso de sinais sinusoidais, a amplitude (valor de pico) está precisamente relacionada quer com o valor eficaz do sinal quer com o valor médio do sinal obtido por rectificação desse sinal. Pode ser usado um circuito detector de pico, que é demasiado sensível ao ruído, um circuito calculador de valor eficaz (<(vo)2>) 1/2, que exige circuitos muito complexos, ou um circuito de rectificação de meia onda (ou de onda completa), opção que, sendo a mais simples, será seguida neste trabalho. 4 A distorção harmónica total mede-se em % e é o quociente entre o valor eficaz das componentes do sinal de saída que têm frequência diferente da do sinal de entrada e o valor eficaz do sinal total. A distorção devida à harmónica de ordem n será o quociente entre o valor eficaz da harmónica de ordem n e o valor eficaz total do sinal.

6 6 O estimador da amplitude da tensão de saída do amplificador é feito à custa de um rectificador de meia onda seguido de um filtro passa-baixo RC, onde se obtém a tensão contínua vof que é proporcional 5 ao valor médio, vof = α.< vo1>, e será também proporcional à amplitude da tensão de saída. O valor médio de um sinal sinusoidal com amplitude Vm, com rectificação de meia onda, é <vo1> = Vm /π e, para o sinal com rectificação de onda completa, é 6 < vo1> = 2Vm / π Mecanismo de controlo do ganho de tensão Quanto maior for a tensão de saída, vo, do pré-amplificador, maior será a tensão contínua negativa < vo1> e, portanto, maior será a resistência do canal do JFET, diminuindo assim o ganho de tensão do pré-amplificador, o que tenderá a fazer com que a amplitude da tensão de saída não varie tanto quanto varia a amplitude da tensão de entrada. Idealmente, um circuito de CAG deveria compensar a variação lenta da amplitude do sinal de entrada, mantendo sempre um sinal de saída com amplitude constante. O circuito de CAG apenas compensa as variações lentas da amplitude do sinal de entrada, devido à existência do filtro contido no estimador de amplitude, não reagindo à variação instantânea do sinal de entrada e não introduzindo, portanto, distorção 7 no sinal de saída. Se a amplitude do sinal de entrada variar bruscamente de um valor para outro maior, o valor do ganho de tensão do amplificador só irá ser reduzido passado algum tempo, pois o condensador do filtro da Fig. 2d) vai demorar algum tempo a carregar através de R7//R8, com a chamada constante de tempo de actuação do circuito. Momentaneamente, a nova tensão de saída do amplificador será o produto da nova tensão de entrada pelo ganho antigo mas o circuito vai começar lentamente a reduzir o ganho de tensão. O controlo dos tempos de actuação do circuito de CAG faz-se através da constante de tempo (R7//R8)C3. A desactuação acontece quando o díodo D1 não conduz (ver Fig. 2b)), C3 descarrega-se por R8 e por (R7 + R4), o que dá a constante de tempo de desactuação τd=c3.r8//(r7+r4). Na prática, nos circuitos de áudio, com frequências acima de 20 Hz, interessa ter constantes de tempo de actuação e de desactuação da ordem dos décimos de segundo, que conduzem a um controlo do ganho de uma forma quase imperceptível, mas que são suficientemente grandes para não introduzir distorção no sinal de saída 8. 5 O atenuador constituído por R7 e R8 introduz a atenuação adicional dada por R8 / (R7 +R8). 6 Chama-se à atenção que, no caso de o sinal de entrada não ser sinusoidal, ou no caso de o ser com uma certa distorção harmónica, a constante α depende da forma de onda do sinal de saída e, por isso, já não tem o valor acima referido. Neste caso deveria ser utilizado um estimador de amplitude baseado no cálculo do verdadeiro valor eficaz. 7 Se o ganho do amplificador variasse ao ritmo do sinal de entrada, teríamos um sinal de saída completamente distorcido. 8 A distorção harmónica do sinal de saída começará a aparecer em frequências muito baixas, cujo período começa a ser comparável às constantes de tempo de actuação e de desactuação. Nestas frequências, o filtro passa-baixo usado no estimador de amplitude não atenua suficientemente a frequência fundamental nem as harmónicas que têm origem na rectificação. Estes sinais atingem a porta do JFET e são inseridos no circuito introduzindo a distorção harmónica.