Controle de Velocidade do Motor de Indução rifásico utilizando Microcontroladores para Aplicações em Baixa Potência Carlos Henrique Salerno*, José Roberto Camacho*, Antonio Santos Oliveira Filho** *UFU - Universidade Federal de Uberlândia ** CEFE - Centro Federal de Educação ecnológica da Bahia GRUPO: A X B C D E EMA: Acionamentos a Velocidade Variável PALAVRAS CHAVE: Motor de Indução, Controle de Velocidade, Microcontroladores RESUMO Este trabalho apresenta um acionamento a velocidade variável para o motor de indução trifásico (MI) visando a utilização em pequenas potências. A principal preocupação neste tipo de aplicação é a redução do custo do sistema. Desta forma foi desenvolvida uma nova técnica de controle de velocidade do MI por meio de um inversor PWM utilizando um microcontrolador de baixo custo. Foi desenvolvida uma modelagem matemática e simulações computacionais que quando comparadas com os resultados dos ensaios de laboratório mostraram a consistência necessária para viabilizar a utilização do microcontrolador no acionamento proposto para o MI. ABSRAC - he induction motor drive system have been used more and more mainly in low power applications, both mono-phase or threephase to residential use in heating, cooling among others. hose applications require a low cost, allowing a larger control range and power saving. In this paper is presented an inverter PWM (Pulse Width Modulation) microcontrolled to drive low power induction motors.. hose control system allows a compactly control and a reducibly cost. It will also be presented the theoretical development of the mathematical model, results of the computer simulations and lab tests confirming the efficiency of the motor drive system. INRODUÇÃO Os motores elétricos exercem um importante papel na sociedade moderna industrial, estando presentes em diversos setores, tais como: a indústria, o comércio, a agricultura entre outros. al idéia é facilmente confirmada quando se observa que eles utilizam quase 5% de toda energia consumida no mundo [1]. Portanto o aperfeiçoamento e aprimoramento dos motores e acionamentos elétricos tem importância não só do ponto de vista tecnológico-científico, mas também, econômico-financeiro. Os motores de corrente contínua (CC) exerciam forte predomínio em sua utilização, haja visto que possui ampla faixa de controle de velocidade, torque e posição e com métodos de controle mais baratos que os acionamentos em corrente alternada (CA) [2], [3]. No entanto os motores CA possuem algumas vantagens sobre os motores CC : são mais leves (2% a 4% que os motores CC equivalentes), de menor custo, necessitam de pouca manutenção e são construtivamente mais simples e robustos. Quanto ao acionamento e controle de velocidade, pode-se dizer que com o desenvolvimento da eletrônica de potência, houve uma significativa diminuição nos custos do acionamento CA. Desta forma, o motor CA passa a ter preferência em uma série de aplicações onde se exija controle de velocidade. Pode-se mencionar como avanços da eletrônica de potência, o desenvolvimento de chaves eletrônicas com as mais variadas tensões de bloqueio, correntes de condução e freqüência de comutação [4]. udo isto, aliado ao desenvolvimento dos microprocessadores, em especial os DSP s (processador digital de sinais), e os microcontroladores que são capazes de desenvolver aplicações em tempo real [5], proporcionam uma opção eficiente para o desenvolvimento do acionamento proposto neste trabalho. Diversos equipamentos residenciais trabalham com motores elétricos (refrigeradores, rabalho - 35 Página 15 de 313
condicionadores de ar e outros). Estes equipamentos tradicionalmente tem um controle liga/desliga, operando em uma faixa de histerese, que apresenta uma série de desvantagens tais como: resposta lenta ao comando, tendência a apresentar sobreelevação de tensão, partidas sucessivas que podem provocar distúrbios na rede além de sobreaquecer o motor, ruídos acústicos, etc. A aplicação de acionamentos de velocidade variável em motores fracionários trifásicos permitem um melhor controle e até redução de consumo, mas o custo do inversor deve ser analisado [6]. Este trabalho vem apresentar uma forma alternativa de desenvolvimento de um inversor trifásico com lógica PWM utilizando um microcontrolador de baixo custo. al inversor permite uma operação contínua, regulando a velocidade de forma precisa e suave melhorando o desempenho do MI e não apresentando nenhum dos inconvenientes mencionados no controle liga-desliga. O conjugado eletromagnético e (Nm) pode ser obtido através da variação da co-energia magnética em relação a θ (rad/seg) que é o deslocamento angular ânico do rotor com relação a uma referência fixa, ou seja: W ' e= i (3) θ const A equação de oscilação que relaciona e (Nm) com o conjugado de carga c (Nm), momento de inércia J (Kg.m 2 ), posição angular θ (rad/seg) e coeficiente de atrito viscoso B pode ser escrita como: dω e= c+ J + Bω dt (4) onde: MODELAMENO MAEMÁICO DO MOOR DE INDUÇÃO RIFÁSICO O modelo matemático dinâmico do motor de indução em coordenadas de fase (a,b,c) [7], é mostrado abaixo. As equações de tensão em volts do rotor e estator são: dθ ω = (5) dt As equações (1) e (5) formam o modelo matemático completo do MI para as simulações computacionais. V i dλ i = RI + (1) i i dt DESENVOLVIMENO INVERSOR RIFÁSICO COM CONROLE DE ENSÃO PWM MICROCONROLADO onde o índice i representa as fases a,b,c do estator e A,B,C do rotor. O termo λ representa o fluxo total concatenado (fluxo de dispersão mais fluxo mútuo).r e I são as matrizes de resistência e corrente do estator e rotor. A expressão da co-energia considerando os fluxo concatenados e as correntes do estator e rotor pode ser escrita da seguinte forma [8], I I I a b c W ' = λ di + λ di + λ di I A a a b b c c I I B C + λ di + λ di + λ di A A B B C C (2) Os inversores de freqüência basicamente se dividem em dois grupos: os inversores VSI ( voltage source inverter ) que são alimentados por uma fonte de tensão e os inversores CSI ( current source inverter ) alimentados por uma fonte de corrente. Os inversores alimentados por uma fonte de tensão VSI, apresentam uma baixa impedância de entrada, pois possuem somente um capacitor em paralelo que alisa o ripple da impedância de entrada da tensão CC proveniente do retificador [4]. Este conversor é uma fonte ajustável de tensão e freqüência, onde a tensão de saída é independente da corrente da carga, o que não ocorre no inversor CSI. Diversos sistemas de controle podem ser implementados e cada um influencia de forma distinta o comportamento do motor. No caso do rabalho - 35 Página 16 de 313
inversor VSI de seis pulsos, o controle se limita em manter a relação volts/hertz constante. Sofisticadas técnicas de controle [4] podem ser implementadas com modulação por largura de pulso para minimizar o conteúdo harmônico nas correntes de carga. ÉCNICAS DE CONROLE DE ENSÃO EM INVERSORES A estratégia de chaveamento PWM vem sendo utilizada desde 196, mas os avanços da tecnologia nos últimos 2 anos permitiram o aperfeiçoamento e evolução desta técnica alcançando implementações práticas cada vez mais eficientes e confiáveis. A primeira técnica de modulação PWM foi denominada de amostragem natural [2]. Consiste em três blocos principais: referências senoidais, referências triangulares e comparadores. Essa é uma técnica tradicional em que as formas de onda PWM são geradas pela comparação do sinal senoidal de controle ou referência ( v contr ) com uma portadora triangular ou dente de serra ( v sw ), a qual estabelece a freqüência de chaveamento ( f sw ) da ponte inversora. A freqüência do sinal de controle estabelece a freqüência desejada de saída ou a componente fundamental de excitação do motor. A modulação por largura de pulso senoidal modificada (MPLSM) utilizada no acionamento aqui desenvolvido é gerada através da modulação por largura de pulso senoidal (MPLS). Como as larguras dos pulsos que são mais próximos do valor máximo de uma senóide não mudam significativamente com a variação do índice de modulação [6]. Devido às características de uma onda senoidal, a técnica MPLS pode ser modificada de tal forma que a onda portadora seja aplicada durante o primeiro e o último intervalo de 6 por semiciclo. A Fig. 1 mostra como é obtido este tipo de modulação. Esta técnica permite o aumento da componente fundamental e uma redução das perdas por chaveamento. Outras técnicas de modulação digital podem ainda ser implementadas no microcontrolador descrito anteriormente, tais como a modulação regular simétrica e assimétrica que permitem uma descrição analítica do chaveamento PWM, obtendo-se assim forma de onda de corrente mais senoidal e com menor contéudo harmônico. A utilização de um determinado tipo de modulação irá depender das características do acionamento que se deseja. Fig. 1 Formas de onda da modulação MLPSM DESENVOLVIMENO DOS CIRCUIOS DE CONROLE E POÊNCIA DO INVERSOR O microcontrolador PIC 16F877 da Microchip foi utilizado na geração do sinal PWM para o inversor trifásico utilizado no acionamento do MI. Este microcontrolador possui saídas PWM que podem ser configuradas através de uma apropriada programação gerando as três saídas PWM para a alimentação das fases do motor. A Fig. 2 mostra a saída da configuração PWM do microcontrolador, a qual é definida pelo contador MR2 que define sua razão cíclica. Como este microcontrolador possuía apenas duas saídas PWM, um processo de multiplexação dos sinais foi elaborado sendo necessário para isto trabalhar com um índice de modulação maior que a unidade para gerar as três saídas PWM necessárias para alimentar o MI. No entanto um índice de modulação elevado implicou na geração de um maior conteúdo harmônico na forma de onda de corrente obtida. Fig. 2 Razão cíclica do Microcontrolador rabalho - 35 Página 17 de 313
rês placas foram construídas para controle e funcionamento do inversor. Uma placa de geração de pulsos PWM, onde se tem o inversor e um conjunto de portas lógicas para fazer a multiplexação dos sinais PWM e gerar as saídas para as três fases do motor. Uma placa de amplificação e ataque do gatilho, que também é responsável pela isolação dos sinais, utilizando fotoaclopadores, para cada uma das fases e amplificação do nível de tensão que dispara o gate das chaves eletrônicas (MOSFE s) na placa de potência. Um circuito snubber que evita sobrecarga de energia na chave em sua abertura com diodo de roda livre, para providenciar um caminho de circulação da corrente quando a chave é aberta[4]. CORRENE (A) MOOR CARGA 1Nm 3 Hz 4 3 2 1-1 -2-3 -4 1.14 1.16 1.18 1.2 1.22 1.24 1.26 EMPO (s) Fig 4 Corrente de fase do motor à vazio/3hz SIMULAÇÕES COMPUACIONAIS Através do modelamento matemático do motor de indução na forma de equações de estado, foi desenvolvido um programa no matlab-simulink para realizar as simulações computacionais do motor de indução e inversor trifásico. As características do motor utilizado nas simulações são: 1.5 cv, 4 polos, 22/38 Volts, 5/2.89 Ampéres. Os resultados foram obtidos nas condições à vazio e com carga de 2Nm com as freqüências da tensão de alimentação de 3 e 6 Hertz. Figs. (3), (4) e (5) mostram as formas de onda à vazio da tensão a 3 Hertz e das correntes a 3 e 6 Hertz. Fig 5 Corrente de fase do motor à vazio/6hz Figs. (6), (7) e (8) mostram as formas de onda da tensão a 3 Hertz e das correntes a 3 e 6 Hertz com carga de 2Nm. MOOR CARGA 1 Nm 3 Hz ENSAO (V) 1 8 6 4 2-2 -4-6 -8-1 1 8 6 4 ENSAO (V) 2-2 -4-6 -8-1 1.16 1.18 1.2 1.22 1.24 1.26 1.28 EMPO (s) 1.22 1.23 1.24 1.25 1.26 1.27 1.28 1.29 1.3 1.31 Fig 3 ensão de fase do motor à vazio/3hz Fig 6 ensão de fase do motor com carga/3hz rabalho - 35 Página 18 de 313
5 4 3 2 CORRENE (A) 1-1 -2-3 -4 1) Ref A: 1 V 1 ms 1.15 1.2 1.25 1.3 Fig 7 Corrente de fase do motor com carga/3hz Fig 9 ensão de fase do motor à vazio/3hz 6 4 2 CORRENE (A) -2-4 -6 1.5 1.51 1.52 1.53 1.54 1.55 1.56 1.57 1) Ref A 2 V 1 ms : 1 V 1 ms Fig 8 Corrente de fase do motor com carga/6hz Fig 1 Corrente de fase do motor à vazio/3hz RESULADOS EXPERIMENAIS Um protótipo do sistema de controle com o MI cujo as características já foram mencionadas foi montado no laboratório para a realização dos ensaios. As condições de carga e velocidade foram as mesmas das simulações computacionais, ou seja à vazio e com carga de 2Nm com as freqüências da tensão de alimentação de 3 e 6 Hertz. A carga no eixo do motor se caracterizou pela fixação de um motor de corrente contínua ligado de modo a oferecer conjugado resistente. Figs. (9), (1) e (11) mostram as formas de onda à vazio da tensão a 3 Hertz e das correntes a 3 e 6 Hertz. 1) Ref A 1.5 V 5 ms : 5 mv 5 ms Fig 11 Corrente de fase do motor à vazio/6hz Figs. (12), (13) e (14) mostram as formas de onda da tensão a 3 Hertz e das correntes a 3 e 6 Hertz com carga de 2Nm. rabalho - 35 Página 19 de 313
Fig 12 ensão de fase do motor com carga/3hz 1) Ref A 8 V 5 ms : 1 V 5 ms 1) Ref A 4 V 1 ms : 2 V 1 ms O microcontrolador PIC 16F877 da Microchip é apresentado neste trabalho como uma forma de geração de sinais PWM a baixo custo para o controle de velocidade do motor de indução trifásico. O controle de velocidade variável aqui apresentado para o acionamento de motores de baixa potência permite uma operação contínua, com uma regulação de velocidade de forma precisa e suave melhorando o desempenho destes motores. Muito pouca interferência externa ou ruído foi observado nos ensaios de laboratório, no entanto pode-se observar uma ligeira perda de pulsos de tensão que não consegue excitar corrente no motor. Isso pode ser observado no início o no fim de cada ciclo de corrente, onde seus valores ficam próximos de zero. ais detalhes não podem ser observados nas simulações, haja visto as limitações do modelo matemático desenvolvido. No entanto uma boa concordância pode ser observada quando se compara os resultados obtidos nas simulações e os resultados experimentais comprovando a viabilidade e confiabilidade do microcontrolador no acionamento do MI. Fig 13 Corrente de fase do motor com carga/3hz REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS Fig 14 Corrente de fase do motor com carga/6hz CONCLUSÕES Os acionamentos com velocidade variável em motores de baixa potência tem sido cada vez mais utilizados, pois torna eficiente a operação dos motores, além de proporcionar uma diminuição no consumo de energia elétrica. 1) Ref A 4 V 1 ms : 2 V 1 ms [1] Moreno, J, Cipolla, M, Peracula, J, Branco, P. J. C., Fuzzy logic based improvements in efficiency optimization of induction motor drives, IEEE, Fuzzy Conference, -783-3796-4/97, p. 219-224. 1997. [2] Murphy, J. M. D., urnbaull, F. G., Power Eletronic Control of AC Motors. 1 st edition, New York, Edt. Peergamon Press, 1988. [3] Shimma, Y, Lida, K, Inverter aplication to air conditioning field IEEE, PESC 2. óquio. [4] Bowes, S.R.,Midoun, A.. Microprocessor implementation of new optimal PWM switching strategies, IEE Proceedings, v. 135, Pt. B, No. 5., p. 269-28, September. 1988. [5] Rashid, Muhamad H.. Eletrônica de Potência Circuitos dispositivos e aplicações. 2 a edição, São Paulo: Editora Makron Books, 1999. [6] Botêga Jr., Mário L., Controle Digital para Motor de Indução rifásico em aplicações de baixo Custo., Eletricidade Moderna., No. 11, pp 166-176., Novembro, 2. [7] L.M. Neto, J.R. Camacho, C.H. Salerno e B.P. Alvarenga, Analysis of a hree-phase Induction Machine Including ime and Space Harmonic Effects: he A, B, C Reference Frame, Artigo IEEE PE-154-EC--1-1997, approved for publication on the IEEE ransactions on Energy Conversion, EUA, October 1997. [8] Fitzgerald, A. E., Kingsley Jr., C., Kusko, A., Máquinas Elétricas., 3 a. Edição, pp. 14-17, McGraw-Hill, São Paulo. rabalho - 35 Página 11 de 313