Cap.6. Conversores CC CA

UNIVERSIDADE FEDERAL DO PARÁ CENTRO TECNOLÓGICO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA E DE COMPUTAÇÃO NOTAS DE AULA TE05107 Eletrônica de Potência Prof. Petrônio Vieira Junior Cap.6. Conversores CC CA ÍNDICE 6.1. Introdução 6.2. Inversor de Tensão 6.3. Inversor de Corrente 6.4. Estruturas Inversoras de Tensão Monofásicas 6.5. Inversor de Tensão Trifásico 6.6. Modulação de Pulso 6.7. Inversor de Corrente Reversível em Tensão 6.8. Inversor de Corrente Monofásico 6.9. Estruturas de Inversor de Corrente Trifásico 6.10. Controle de Tensão de Saída nos Inversores 6.11. Controle de Corrente na Saída dos Inversores 6.12. Harmônicas Produzidas por Inversores 6.13. Exemplo de Implementação

6. CONVERSORES CC CA (INVERSORES) 6.1. INTRODUÇÃO Inversão é a conversão de potência DC de entrada em potência AC em uma tensão ou corrente de saída e freqüência desejada. Os inversores são conversores estáticos destinados a realizar estas conversões de corrente ou tensão contínua de entrada em corrente ou tensão alternada de saída. O inversor de tensão e aquele cuja tensão de entrada é essencialmente constante e independente da corrente retirada na carga. O inversor de corrente é aquele no qual a corrente da fonte não pode mudar rapidamente. As formas de onda de saída dos inversores são retilíneas e contêm harmônicos as quais podem reduzir a eficiência e desempenho da carga. A redução de harmônico pode ser realizada por filtragem ou por modulação PWM. 6.2. INVERSOR DE TENSÃO O inversor de tensão específica a tensão na carga, enquanto que a forma de corrente é dependente do tipo de carga. No caso dos tiristores em um inversor de tensão são necessárias utilização de técnicas de comutação forçada devido a baixa impedância de saída das fontes DC. O controle de tensão pode ser necessário para manter fixa a tensão de saída, quando a tensão DC de entrada não é bem regulada ou para controle da potência na carga. Freqüência variável de saída pode ser necessário para controlar a velocidade de um motor AC em conjunto com o controle de tensão ou corrente. 6.3. INVERSOR DE CORRENTE A corrente da fonte varia lentamente quando é alimentado por fontes DC em séries com indutâncias. A magnitude da corrente na carga é controlada pela variação da tensão DC de entrada com uso de grandes indutâncias, consequentemente a resposta do inversor na carga é lenta. As técnicas de comutação forçadas para o tiristor não são aplicáveis para inversores de corrente, pois a fonte não é uma alimentação DC fixa de baixa impedância. 182

6.4. ESTRUTURAS INVERSORAS DE TENSÃO MONOFÁSICAS 6.4.1. Inversor Monofásico em Ponte na Fig. 6.1. A estrutura do inversor de tensão monofásico em ponte alimenta carga resistiva é mostrado Fig. 6.1. Inversor monofásico em ponte com carga resistiva. As chaves S 1 e S 4 colocadas em paralelo com a fonte compõem o chamado braço do inversor. A operação das chaves de cada braço deve ser simétrica de modo que não aconteça um curto-circuito na ponte de tensão. Para o perfeito funcionamento da ponte inversora, os sinais de comando de S 1 devem ser iguais aos de S 4 ou de S 2 iguais aos de S 3. Fig. 6.2. Formas de onda para o inversor monofásico em ponte. Na Fig. 6.2 quando S 1 e S 4 conduzem a tensão na carga é igual a E e quando S 2 e S 3 conduzem a tensão é -E. No caso da carga ser indutiva, considerando que as chaves são unidirecionais, diodos de regeneração serão adicionados, a estrutura (figura 7.1). Na carga com característica indutiva, a corrente se encontra defasada da tensão e após a condução de um par de chaves (por exemplo S 1 e S 4 ), os diodos deverão conduzir imediatamente, após a anulação da corrente na carga é que as chaves complementares passarão a conduzir. A Fig. 6.3. ilustra a estrutura para cargas indutivas. 183

Fig. 6.3. Inversor monofásico com carga indutiva. Supondo S 1 e S 4 inicialmente fechadas após suas aberturas simultâneas os diodos D 2 e D 3 passarão a conduzir até que cesse a corrente na carga, após o término da corrente S 2 e S 3 passarão a conduzir simultaneamente. A Fig. 6.4 ilustra o diagrama de tempo das chaves e dos diodos. Fig. 6.4. Formas de onda para o inversor com carga indutiva. Na Fig. 6.4 são mostradas as formas de onda de saída onde cada dispositivo é ligado em um ângulo de 180 do ciclo da tensão de saída. A corrente na carga i L cresce exponencialmente, se S 1 e S 4 estão fechados tem-se: V S L di L = + ilr dt Eq. 6.1 Quando S 1 e S 4 são abertas (desligados), S 3 e S 2 são ligados provocando uma reversão na tensão da carga. V = L di L S + ir dt L Eq. 6.2 A corrente desce exponencialmente até zero devido a condução de D 2 e D 3 e S 2, S 3 polarizados diretamente conduzem. A tensão de saída é uma onda quadrada e tem valor rms de Vs. Para uma carga R L simples durante o 1º ciclo sem corrente inicial a solução de Eq. 6.1 é i L V S Rt = 1 exp Eq. 6.3 R L Com condições iniciais, ou seja, para uma corrente inicial I 0 a solução da Eq. 6.1será: 184

i L VS VS R R I Rt = L 0 exp Eq. 6.4 0 t t 1 (s) para V L = V S (V) I 0 0 (A) Durante a segunda metade do ciclo ( t 1 t t 2 ) quando a tensão na carga fica reversa. i L VS VS R R I Rt = + + exp 0 L Eq. 6.5 0 t t 2 - t 1 (s) para V L = V S (V) I 1 0 (A) Sendo I 1 = -I 0, a corrente I 1 pode ser encontrada da Eq. 6.4quando, em t = t 1, I L = I 1, temos: I 1 V1 = R R t 1 exp( L R t 1 + exp( L 1 1 Eq. 6.6 Quando a corrente cuja o eixo x em um tempo t x a corrente i L = 0 e t x será L t = I R x R 0 ln 1 V P 1 A potência no estado permanente será dado por: 1 t1 = V i t dt t Eq. 6.7 L S L() 1 0 Eq. 6.8 onde i L (t) é dada na Eq. 6.4. 6.4.2. Inversor Monofásico em Meia Ponte É uma estrutura alternativa que requer apenas duas chaves e dois diodos de regeneração além de um divisor capacitivo, mas que gera uma tensão na carga com valor pico a pico de apenas E. É bastante utilizado para operações em baixas potências e altas freqüências. Seu funcionamento é semelhante ao do inversor em ponte. Fig. 6.5. Inversor monofásico em meia ponte. 185

6.4.3. Inversor Push-Pull Foi uma das primeiras estruturas empregadas industrialmente para baixas freqüências e baixas potências. Utiliza duas chaves e dois diodos gerando uma tensão pico a pico de saída de 2E mas requer um transformador, com ponto médio no primário conforme na Fig. 6.6. Na Fig. 6.7 temos as formas de onda do funcionamento. Fig. 6.6. Inversor Push-Pull Fig. 6.7. Formas de onda do inversor Push-Pull (a) 1 a etapa de funcionamento (b) 2 a etapa de funcionamento 186

(c) 3 a etapa de funcionamento (d) 4 a etapa de funcionamento Fig. 6.8. Etapasa de funcionamento do inversor Push-Pull. 6.5. INVERSOR DE TENSÃO TRIFÁSICO A estrutura do inversor trifásico de tensão está representado na Fig. 6.9. Fig. 6.9. Inversor trifásico de tensão Onde: S1,2,3,4,5,6 - interruptores comandados D1,2,3,4,5,6 - diodos de regeneração E - fonte de alimentação Z carga Os interruptores são comandados segundo o diagrama representado na Fig. 6.10. Em cada instante existem 3 interruptores em condução, 2 no grupo positivo e 1 no negativo ou vice-versa. Cada interruptor é mantido habilitado por 180 o. 187

Fig. 6.10. Diagrama de comando do inversor de tensão trifásico. Seja as tensões de linha: VRS = VRO VSO Eq. 6.9 VST = VSO VTO Eq. 6.10 VTR = VTO VRO Eq. 6.11 Seja as seguintes relações: VRO = VRN + VNO Eq. 6.12 VSO = VSN + VNO Eq. 6.13 VTO = VTN + VTO Eq. 6.14 Assim; V + V + V = V + V + V + 3 V Eq. 6.15 RO SO TO RN SN TN NO Considerando o sistema trifásico simétrico: VRN + VSN + VTN = 0 Eq. 6.16 Assim: VRO + VSO + VTO VNO = 3 Eq. 6.17 Substituindo-se a Eq. 6.17 nas equações Eq. 6.12, Eq. 6.13 e Eq. 6.14, têm-se respectivamente: VRN VSN VTN 2 VSO + VTO = VRO 3 3 2 VTO + VRO = VSO 3 3 2 VRO + VSO = VTO 3 3 Eq. 6.18 Eq. 6.19 Eq. 6.20 na Fig. 6.11. A representação gráfica da obtenção da Eq. 6.18, Eq. 6.19 e Eq. 6.20 estão apresentadas 188

Fig. 6.11. Tensão de um inversor trifásico. 6.6. MODULAÇÃO DE PULSO O controle da freqüência na forma de onda de saída do inversor é obtido pela rapidez em que as chaves permanecem fechadas. Por outro lado a variação da amplitude de sinal na saída é obtida através de uma modulação em alta freqüência. Uma maneira de se este tipo de modulação é comparar um sinal de tensão de referência com sinal de onda triangular simétrico (portadora), cuja freqüência é no mínimo dez vezes maior que a onda de referência. 6.6.1. Modulação Por Largura de Pulso (MLP) A modulação por largura de pulso MLP ( ou Pulse Wide Module PWM) possui freqüência constante e largura de pulso variável. Pode ser obtida através da comparação entre um sinal de referência com uma onda triângular (PWM Linear) ou na comparação com uma onda senoidal (PWM senoidal SPWM). (a) MODULAÇÃO PWM LINEAR O valor RMS da tensão de saída que é uma onda quadrada, pode ser mudado e controlado pela variação da tensão da fonte CC. Este método apresenta um número múltiplo de pulsos iguais por semiciclo. Isto resulta numa melhora do espectro harmônico de tensão na carga. 189

A largura dos pulsos é dada pela comparação de uma forma de onda triangular, com amplitude fixa V T, com um nível contínuo, com amplitude variável V C. A tensão V C controla a tensão eficaz na carga. A Fig. 6.12 ilustra a modulação PWM Linear. Fig. 6.12. Modulação PWM linear (b) MODULAÇÃO PWM SENOIDAL Neste método de comando, os instantes de bloqueio e disparo das chaves do inversor são dados pela comparação de uma forma de onda senoidal com uma onda triangular. Dois tipos de modulação PWM senoidal serão apresentadas: PWM a dois níveis e PWM a três níveis. (b.1) MODULAÇÃO PWM SENOIDAL A DOIS NÍVEIS O instantes de bloqueios e disparos das chaves do inversor são obtidos através da comparação de uma onda triangular V T com uma forma de onda de referência senoidal V R conforme mostra a figura 7.13. A freqüência fundamental da tensão de saída V R é imposta pela freqüência da tensão V R, com mostra a mesma figura. A amplitude de saída (V L ) pode ser regulada através da variação da amplitude da tensão V R, ou variando a amplitude de V T. 190

Fig. 6.13. Geração de sinais PWM a dois níveis. Um aumento da freqüência da portadora triangular aumenta o número de pulsos de tensão V L, fazendo que as harmônicas desta tensão passem para uma ordem mais elevada ficando mais distante da fundamental. Isto facilita a implementação de filtro de saída para retirar a fundamental. O aumento da freqüência da triangular é limitado pela capacidade de comutação dos semicondutores usados no projeto. A modulação PWM a dois níveis para ponte monofásica apresenta a característica de possuir um único comando para cada duas chaves (S 1 e S 4 da estrutura mostrada na Fig. 6.1) e para as outras duas pode ser usada um comando complementar. Na prática, entre o comando e seu complementos deve ser introduzido um retardo (tempo morto) para evitar curto circuito entre as chaves complementares devido a seus tempos de abertura. (b.2) MODULAÇÃO PWM A TRÊS NÍVEIS Na modulação PWM a três níveis a tensão Vc assume três níveis distintos +V L, 0 e -V L. Quando as chaves S 1 e S 4 estiverem conduzindo, a tensão de saída será V L = E, quanto S 2 e S 3 estiverem conduzindo V L = -E e quando S 1 e S 2 ou S 3 e S 4 estiverem conduzindo V L =0 (ver Fig. 6.1). O comando das chaves S 2 e S 4 são obtidos do resultado da comparação da tensão V T com uma tensão senoidal de referência complementar V R. Na modulação a três níveis a tensão V L tem o número de pulsos duas vezes maior que a tensão V L da modulação a dois níveis para uma mesma freqüência de comutação das chaves. Com isso o filtro de saída é bem menor na modulação a três níveis comparado ao que será usado na 191

modulação a dois níveis para retirar a fundamental. A Fig. 6.14 ilustra a modulação PWM senoidal a três níveis. Fig. 6.14. Geração de sinais de comando PWM a três níveis. 6.6.2. Modulação por Densidade de Pulso (MDP) Nesta técnica a transferência de energia é realizada em pacotes com duração constante, como pode ser observado na. A quantidade de pacotes transferidos por período permite regular a tensão média sobre a carga. Fig. 6.15. Modulação em densidade de Pulso: sinal modulado e sua componente fundamental 6.6.3. Comparação entre MLP E MDP A diferença na tensão de carga é que a MLP oferece um controle de tensão contínuo sobre a carga enquanto que a MDP varia a tensão da carga em degraus. A MDP é utilizada em 192

conversores ressonantes e é mais eficiente para uma relação grande entre a freqüência fundamental e a freqüência de ressonância. Autores (Pomílio) descrevem que para uma dada freqüência de ressonância, o conteúdo harmônico na saída é equivalente ao de um conversor MLP com freqüência de chaveamento dez vezes menor. Assim, um conversor operando em MDP a 50kHz produz conteúdo harmônico sobre a carga semelhante a um conversor operando em MLP a 5kHz. 6.7. INVERSOR DE CORRENTE REVERSÍVEL EM TENSÃO Os inversores alimentados por fonte de corrente reversível em tensão são muito empregados industrialmente no controle de motores de corrente alternada tanto nos síncronos como nos assíncronos (de indução). Isto se deve ao fato de que o princípio de funcionamento torna os equipamentos mais robustos e conseqüentemente mais confiáveis, além disso, permite a regeneração para a rede com o emprego de um retificador de 2 quadrantes na entrada. 6.8. INVERSOR DE CORRENTE MONOFÁSICO 6.16. As etapas de funcionamento de um inversor de corrente monofásico são mostradas na Fig. (a) 1 a etapa (b) 2 a etapa (c) 3 a etapa (d) 4 a etapa Fig. 6.16. Etapas de funcionamento do inversor de corrente monofásico. 193

1 a etapa: Inicialmente a corrente de carga circula por T 1, D 1, D 2 e T 2. A tensão V C1 e V C2 são iguais entre si e a queda de tensão na carga. 2 a etapa: T 3 e T 4 são disparados; T 1 e T 2 bloqueiam instantaneamente. A corrente I circula por T 3, C 1, D 1, R, L D 2, C 2 e T 4. Os diodos D 3 e D 4 permanecem bloqueados. Os capacitores se descarregam com corrente constante, invertem suas polaridades. Quando V C iguala-se a R.I os diodos D 3 e D 4 são polarizados diretamente e inicia-se a etapa seguinte. 3 a etapa: Os quatro diodos conduzem simultaneamente. Existe a seguinte relação I C1 +I+I C2 =I. As tensões dos capacitores crescem e alcançam o seu valor máximo. Quando a tensão nos capacitores tentam diminuir de valor D 1 e D 2 se bloqueiam e impedem que esse fenômeno ocorra, por isto os diodos são conhecidos como diodos de isolamento. 4 a etapa: T 3, D 3, T 4 e D 4 conduzem a corrente de carga. O sentido da corrente de carga encontra-se invertido em relação à primeira etapa de funcionamento. As tensões nos capacitores encontram-se invertidas e são apropriadas para a inversão seguinte. Os sinais de comando responsáveis pelos disparos dos tiristores são mostrados na Fig. 6.17. Fig. 6.17. Sinais de comando dos tiristores do inversor de corrente monofásico. 194

6.9. ESTRUTURAS DE INVERSOR DE CORRENTE TRIFÁSICO 6.9.1. Inversor de Corrente Trifásico auto-seqüencial Fig. 6.18. Conversor indireto de freqüência usando inversor em corrente auto-seqüencial. As duas estruturas de inversor trifásico de corrente a tiristor mais utilizadas são a autoseqüencial e a usando tiristores auxiliares. O inversor auto-seqüencial possui a vantagem de utilizar somente 6 tiristores. A estrutura do inversor trifásico auto-seqüencial é mostrada na figura 7.17. O diagrama mostrando os instantes de disparo dos tiristores do inversor trifásico autoseqüencial é mostrado na Fig. 6.19. Fig. 6.19. Seqüência de disparos dos tiristores. A seqüência de disparos dos tiristores e a correspondente corrente na carga podem ser observadas na Fig. 6.20. 195

Comando dos tiristores Fig. 6.20 Pulsos de comando e corrente na carga Forma de corrente na carga As etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 6.21. 1 a etapa 2 a etapa 3 a etapa 4 a etapa Fig. 6.21. Etapas de funcionamento do inversor auto-seqüêncial. O inversor de corrente é do tipo 120 o, ou seja, em cada instante apenas dois interruptores encontram-se em condução, um no grupo positivo e outro no grupo negativo, como ocorre no 196

retificador trifásico de 6 pulsos. Por este motivo ocorre surtos de sobretensão no instante da comutação entre as chaves, como mostra a Fig. 6.22. Fig. 6.22. Picos na tensão de entrada do conversor auto-seqüêncial. 6.9.2. Inversor de Corrente Trifásico com Tiristores Auxiliares A estrutura do inversor de corrente trifásico co tiristores auxiliares é mostrado na Fig. 6.23. Fig. 6.23. Inversor de corrente trifásico com tiristores auxiliares. 6.9.3. Inversor Trifásico de Corrente Usando transistor de Potência A Fig. 6.24 apresenta a estrutura de um inversor trifásico de corrente usando transistor. Esta estrutura apresenta diodos de roda-livre que elimina as sobretensões. 197

Fig. 6.24. Conversor indireto de freqüência comandado a transistor de potência. A utilização de inversores de corrente usando transistor possibilita inserir um estágio Boost e assim operar em alta freqüência, como é mostrado na Fig. 6.25. A vantagem da utilização da alta freqüência é o emprego de um indutor de linha (indutor de filtro da Fig. 6.25) de dimensões reduzidas. Fig. 6.25. Inversor trifásico de corrente usando um estágio de elevação de tensão. 6.10. CONTROLE DA TENSÃO DE SAÍDA NOS INVERSORES É muito comum necessitarmos que a tensão de saída e/ou freqüência de um inversor seja variada para que a potência na carga seja controlada ou no caso de um motor de indução, para controlar velocidade e torque. Os métodos de controle e regulação da tensão dos inversores são efetuadas da seguinte forma: - Na entrada do inversor através de pulsador ou retificador controlado. - Dentro do inversor usando métodos de modulação. - Na saída do inversor com o uso de gradador. 198

A Fig. 6.26 apresenta uma solução clássica que é um conversor indireto de freqüência. Observa-se que no estágio de retificação é feita a regulação da tensão e no estágio de inversão é realizada a regulação da freqüência. Isto traz a vantagem adicional das suas regulações serem independentes. A estrutura do retificador controlado é consagrada, porém a estrutura do inversor pode variar, o que afeta diretamente nas características externas do equipamento. Fig. 6.26. Conversor indireto de freqüência. 6.11. CONTROLE DE CORRENTE NA SAÍDA DOS INVERSORES 6.11.1. CONTROLE POR HISTERESE DE CORRENTE A estratégia de controle consiste em estabelecer limites de corrente na saída do inversor onde a largura de pulso varia conforme estes os valores extremos são atingidos, como pode ser observado na Fig. 6.27. Os valores instantâneos da corrente, em regime, são mantidos nos limites de uma faixa e o conversor comporta-se como fonte de corrente. Fig. 6.27. Corrente na carga e PWM no Controle de corrente por histerese O pulso de comando pode ser obtido através de um comparador com histerese, atuando a partir da realimentação do valor instantâneo da corrente, como pode ser mostrado na Fig. 6.28. 199

É possível operar com freqüência fixa (PWM) se for adicionada ao sinal de entrada do comparador uma onda triangular com inclinação maior do que as do sinal da corrente de realimentação. Fig. 6.28. Esquemático do controle por histerese Fig. 6.29. Sinais de controle por histerese obtidos por simulação numérica podem ser observadas na (a) Sinal PWM (b) Entrada do comparador com histerese Fig. 6.29. Sinais no controle de corrente por histerese 6.12. HARMÔNICAS PRODUZIDAS POR INVERSORES O espectro harmônico produzido por inversores varia conforme a estrutura empregada (forma de onda de saída) e do modo que os pulsos de comando para as chaves são produzidos. A seguir são apresentadas estruturas que exemplificam esta afirmação. 6.12.1. Inversor Monofásico de Onda Quase Quadrada O inversor de onda quadrada pode ter seu espectro harmônico melhoredo pelo uso do inversor de onda quase quadrada. A forma de onda a tensão e espectro harmônico deste inversor pode, ser verificados na Fig. 6.30. Uma maneira de se obter os intervalos de tensão nulas é manter, após 200

cada etapa de funcionamento do inversor mostrado na Fig. 6.3, somente uma das chaves conduzindo, como pode ser observado na Fig. 6.30. Fig. 6.30. Forma de onda e espectro harmônico do inversor monofásico de onda quase quadrada. 6.12.2. Inversor Operando com PWM a Dois Níveis Para saída de um inversor de tensão operando com MLP a dois níveis e freqüência fixa mostrada na Fig. 6.31 pode-se obter, por simulação numérica, um espectro harmônico que pode ser observado na Fig. 6.32. Fig. 6.31. Forma de onda da tensão e corrente na carga para inversor operando em PWM de dois níveis. Fig. 6.32. Espectro do conteúdo harmônico com inversor operando com PWM a dois níveis 201

6.12.3. Inversor Operando com PWM a Três Níveis Para saída de um inversor de tensão operando com MLP a três níveis e freqüência fixa mostrada na Fig. 6.33 pode-se obter, por simulação numérica, um espectro harmônico que pode ser observado na Fig. 6.34. Fig. 6.33. Forma de onda da tensão e corrente na carga para inversor operando em PWM de três níveis. Fig. 6.34. Espectro do conteúdo harmônico com inversor operando com PWM a dois níveis 6.12.4. Modulação Múltinível Um modo de operação ou topologia que permite reduzir a produção de harmônicas é utilizando associação de inversores monofásicos operando com forma de onda quase quadrada de forma a procurar reproduzir uma senóide na saída conforme pode ser mostrado na Fig. 6.35. 202

Fig. 6.35. Diagrama esquemático de um inversor multinível Considerando uma forma de onda de corrente na saída, mostrada na Fig. 6.36(a) que a distorção harmônica é reduzida, apesar de ainda serem observados componentes em baixa freqüência. (a) Forma de onda da corrente de saída (b) Espectro harmônico Fig. 6.36. Forma de onda da corrente e espectro harmônico de um inversor multinível Os filtros para redução do TDH são de baixa freqüência porém podem ser de reduzida potência já que as amplitudes das harmônicas são pequenas. Aumentando-se o número de pulsos as primeiras harmônicas surgirão em freqüências mais elevadas. No caso de Níveis as componentes serão de freqüências múltiplas de (2N±1). 203

6.12.5. Harmônicas Produzaidas Na Modulação para Controle por Histerese Para saída de um inversor de corrente controlado por histerese de corrente cuja forma de onda da corrente na carga é mostrada na Fig. 6.37(a) pode-se obter, por simulação numérica, um espectro harmônico que pode ser observado na Fig. 6.37(b). (a) Corrente no controle por histerese (b) Conteúdo harmônico da tensão na carga Fig. 6.37. Harmônicos produzidos na modulação de pulsos no controle por histerese da correntes 6.13. EXEMPLO DE IMPLEMENTAÇÃO Neste seção será mostrada a implementação de um inversor trifásico utilizando IGBTs, com comando de porta em circuito integrado, alimentando uma carga resistiva na configuração estrela, conforme diagrama apresentado na Fig. 6.38, e esquema do circuito mostrado na Fig. 6.39. Fig. 6.38. Diagrama em bloco do inversor trifásico. Neste esquema observa-se que na composição do circuito de comando de porta dos IGBTs existe um circuito oscilador, implementado com o CI 555, que estabelece a freqüência de saída do inversor, um circuito defasador, implementado com o CI 74175N, que gera os sinais defasados de 120 o entre si para cada grupo de IGBTs (positivo e negativo), e o circuito integrado de acionamento de porta IR2132, que condiciona os sinais de acionamento das portas dos IGBTs. 204

Esquema Elétrico de um Inversor trifásico utilizando 06 IGBTs. Fig. 6.39. Uma característica importante nesses sinais de saída do circuito de comando é que deve haver uma defasagem de 180 o entre os sinais de comando dos IGBTs do mesmo braço do inversor, para evitar a ocorrência de um curto circuito na fonte. Na Fig. 6.40 estão mostradas as formas de onda obtidas na tela de um osciloscópio para dois IGBTs do mesmo braço. Fig. 6.40. Sinal de comando da porta (gate) para dois IGBTs do mesmo braço do inversor. A Fig. 6.41 mostra os sinais de tensão fase/neutro obtidos no estágio de saída do circuito de potência numa carga resistiva na configuração Y, onde observa-se os sinais defasados de 120 º 205

Fig. 6.41. Formas de onda das tensões fase/neutro obtidas numa carga resistiva emy. A Fig. 6.42 mostra os sinais tensão de linha obtidos no estágio de saída do circuito de potência, onde observa-se também que os sinais estão defasados de 120 o. Fig. 6.42 Formas de onda das tensões de linha obtidas numa carga resistiva em Y. 206