Fontes de Alimentação Chaveadas

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1 QUALIENERGI Centro Virtual de Pesquisas em Qualidade da Energia Elétrica LEP Laboratório de Eletrônica de Potência Fontes de Alimentação Chaveadas Parte 2 Prof. Dr. Carlos Alberto Canesin

2 Semicondutores de Potência

3 Semicondutores de Potência Relações Tensão versus Corrente Área de Trabalho Cenário 2010 V (V) SCR 12000V/1500A (Mitsubishi) SCR: GTO/GCT: IGBT: 27MVA 36MVA 6MVA V/600A (Eupec) 4500V/900A (Mitsubishi) 6500V/1500A (Mitsubishi) 7500V/1650A (Eupec) 3300V/1200A (Eupec) GTO/GCT 2500V/1800A (Fuji) IGBT 6000V/3000A (ABB) 1700V/3600A (Eupec) 6500V/4200A (ABB) 4800V 5000A (Westcode) 6000V/6000A (Mitsubishi) I (A)

4 Semicondutores de Potência Cenário 2010

5 Semicondutores de Potência Aplicações - Cenário 2010

6 Diodo de Potência 4500V/800A press pack e 1700V/1200A módulo diodos

7 Diodo de Potência Dissipadores P P Heatsink P A B V d A A C N N (a) Diode Rectifier (b) Press pack N (c) Module Press pack componentes: refrigeração dois lados baixo custo de montagem e elevada densidade de potência escolha preferida para elevadas tensões e elevadas potências

8 Características dinâmicas v(t) Diodos Onde: V FP V FP : Máxima tensão direta na entrada em condução Bloqueio indutivo V S t t rr : Tempo de recuperação reversa i(t) t rr Q r : Carga armazenada na capacitância de junção di dt t off t t on Q r

9 Diodos Principais parâmetros V RRM I F t rr Standard 100 V V 1 A 50 A > 1 μs Fast 100 V V 1 A 50 A 100 ns 500 ns Ultra Fast 200 V V 1 A 50 A 20 ns 100 ns Schottky 15 V V 1 A 150 A < 2 ns V RRM = Máxima tensão reversa admissível) I F = Corrente média Direta (forward current (avg or rms)) t rr = tempo de recuperação reversa (reverse recovery time )

10 Diodos Principais parâmetros Tensão de ruptura Curva característica estática i v F = Tensão em condução (forward voltage), dependerá da tecnologia do componente e da tensão máxima reversa admissível inclinação = 1/r d V Ruptura V 0 V γ Tensão em condução Quanto maior a tensão de ruptura, maior será a queda de tensão em condução Sinal Potência Alta tensão V Ruptura < 100 V V kv v F 0,7 V < 2 V > 8 V

11 Diodos 200 V 600 V 10 A 10 A

12 Tiristor SCR 4500V/800A e 4500V/1500A SCRs

13 Tiristor SCR Características de comutação i G 0.1I GM I GM t i T i T 0.9I D t rr i G v T I D 0.1I D t v T I rr Q rr 0.1I rr V D 0.1V D V on t t don t r t on t off

14 Principais especificações Tiristor SCR Maximum V DRM V RRM I TAVM I TRMS - Rating 12000V 12000V 1500A 2360A - Switching Characteristics Turn-on Time ton 12000V/1500A SCR Tiristor Turn-off Time di T /dt dv T /dt Q rr = 14μs t = 1200μs 100 A / μs 2000V / μs 7000 μc off V DRM Repetitive peak off-state voltage V RRM Repetitive peak reverse voltage I TAVM Maximum average on-state current I RRMS Maximum rms on-state current trr I rr Q rr = Reverse recovery Charge Part number FT1500AU-240 (Mitsubishi) 2

15 Tiristor GTO (Gate Turn-Off Thyristor) 4500V/800A e 4500V/1500A GTOs

16 Gate Turn-Off (GTO) Thyristor GTOs: Simétricos versus Assimétricos Type Blocking Voltage Example (6000V GTOs) Applications Asymmetrical GTO V << V RRM DRM V DRM = 6000V V RRM = 22V For use in voltage source inverters with anti-parallel diodes. Symmetrical GTO V V RRM DRM V DRM = 6000V V RRM = 6500V For use in current source inverters. V DRM - Maximum repetitive peak (forward) off-state voltage V RRM - Maximum repetitive peak reverse voltage

17 Características de comutação v, T i T Gate Turn-Off (GTO) Thyristor v T i T 0.9V D 0.9I D V D I D 0 t don t r 0.1V D tdoff 0.1I D ttail t i G di G / 1 dt t f i G i T v T 0 0.1I 1 G I G 1 M M 0.1I G 2 M t di G / 2 dt I G 2 M

18 Gate Turn-Off (GTO) Thyristor Principais especificações Maximum V DRM V I RRM TGQM I TAVM I TRMS - Rating 4500V 17V 4000A 1000A 1570A - Switching Characteristics On-state Voltage Turn-on Switching tdon t V 4500V/4000A Asymmetrical GTO Thyristor r = 2.5μs = 5.0μs t Turn-off Switching doff t f = 25.0μ s = 3.0μ s state) 4. V at I T = 4000A T ( on = 4 di T /dt dv T /dt di G1 /dt di G2 /dt 500A / μ s 1000V / μ s 40A / μ s 40 A / μ s V DRM - Repetitive peak off-state voltage V RRM - Repetitive peak reverse voltage I TGQM - Repetitive controllable on-state current I TAVM - Maximum average on-state current I RRMS - Maximum rms on-state current Part number - 5SGA 40L4501 (ABB)

19 IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor) 6500V/1500A Symmetrical GCT IGCT = Improved GTO + Integrated Gate + Anti-parallel Diode (opcional)

20 Integrated Gate Commutated Thyristor IGCT Classificação Type Anti-parallel Diode Blocking Voltage Asymmetrical GCT Excluded V RRM << VDRM Reverse Conducting GCT Symmetrical GCT (Reverse Blocking) Example (6000V GCT) V DRM = 6000V V RRM = 22V Included V 0 V DRM = 6000V Not required RRM V V RRM DRM V DRM = 6000V V RRM = 6500V Applications For use in voltage source inverters with anti-parallel diodes. For use in voltage source inverters. For use in current source Inverters. V DRM - Maximum repetitive peak forward off-state voltage V RRM - Maximum repetitive peak reverse voltage

21 Integrated Gate Commutated Thyristor Características de comutação v, i T T vt i T 0.9V D 0.9I D 0 V D 0.1V D I D 0.4I D t t don t r t doff i G i G t f i G i T v T 0 di G / 1 dt t v G di G / 2 dt v G

22 Integrated Gate Commutated Thyristor Principais parâmetros Maximum V DRM V I RRM TQRM I TAVM I TRMS - Rating 6000V 22V 6000A 2000A 3100A - Switching Characteristics On-state Voltage Turn-on Switching t don tr V < 1.0μ s < 2.0μ s Turn-off Switching tdoff < 3.0μ s t f - N/A state) V at I T = 6000A T ( on < V/6000A Asymmetrical GCT di T /dt dv T /dt di G1 /dt di G2 /dt 1000 A / μs 3000V / μs 200A / μ s V DRM - Repetitive peak off-state voltage V RRM - Repetitive peak reverse voltage I TGRM - Repetitive controllable on-state current I TAVM - Maximum average on-state current 10,000 A / μs I RRMS - Maximum rms on-state current Part number FGC6000AX120DS (Mitsubishi)

23 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 1700V/1200A e 3300V/1200A IGBT módulos

24 Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) IGBT Características i C C v G G v CE 0 +15V t E I C V GE5 v GE +15V 90% V GE 4 0 t V GE3 V GE2 i C 90% 0 2V V GE1 V CE 0 10% t t don t r t doff t f Características Estáticas Características Dinâmicas

25 Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) Principais parâmetros 3300V/1200A IGBT Maximum V CE I C I CM - Rating 3300V 1200A 2400A - Switching t don t t r doff t f Characteristics 0.35 μ s 0.27 μ s 1.7 μ s 0.2 μ s Saturation Voltage I = 4.3V at I C = 1200A CE sat V CE - Rated collector-emitter voltage I C - Rated dc collector current I CM - Maximum repetitive peak collector current Part number FZ1200 R33 KF2 (Eupec)

26 Desequilíbrios de tensões Operação em Série Type Static Voltage Sharing Causes of Voltage Imbalance Δ I lk Device off-state leakage current Δ T j Junction temperature v 1 S 1 Δ t don Turn-on delay time Δ t doff Turn-off delay time Device Δ Q rr Reverse recovery charge of v 2 S 2 anti-parallel diode Δ T j Junction temperature S 3 Dynamic Voltage Sharing Gate Driver Δ t GDon Gate driver turn-on delay time Δ t GDoff Gate driver turn-off delay time Δ L wire Wiring inductance between the v 3 the gate driver and the device gate Δ Differences between series connected devices.

27 Equalização Tensões Operação em Série S 1, S 2, S 3 : v 1 v 2 S 1 S 2 R s R s C s R v R v GTO, GCT ou IGBT Equilíbrio tensão: v 1 = v 2 = v 3 em regime e transitórios v 3 S 3 R s C s R v Em regime: R v C s Equilíbrio dinâmico: R s e C s

28 Operação em Série Proteção ativa sobretensão (AOC) Active Overvoltage Clamping - Para associação série de IGBTs - Não aplicável aos IGCTs Gate Signal Conditioning Amp Vm R g S 1 v CE1 v in AOC V m v CE1 Gate Signal Conditioning Amp Vm R g S 2 v CE 2 i C v CE 2 Assume-se que: S 1 é desligado antes de S 2 0 t d t V CE1 é grampeado emv m

29 Sumário Semicondutores de Elevadas Potências Item GTO IGCT IGBT Maximum switch power (Device V I ) 36MVA 36MVA 6MVA Active di/dt and dv/dt control No No Yes Active short circuit protection No No Yes Turn-off (dv/dt) snubber Required Not required No required Turn-on (di/dt) snubber Required Required No required Parallel connection No No Yes Switching speed Slow Moderate Fast Behavior after destruction Shorted Shorted Open in most cases On-state losses Low Low High Switching losses High Low Low Gate Driver Gate Driver Power Consumption Complex, separate Complex, integrated Simple, compact High High Low

30 PowerMosfet(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ) D D G Canal N S G Canal P S Portadores majoritários Portadores minoritários Emprego em Eletrônica de Potência: MOSFET de canal N Portadores majoritários menores resistências do canal em condução e maior capacidade de bloqueio direto Não tem capacidade de bloqueio reverso diodo intrínseco (D-S) COMPONENTE MAIS USADO NO DOMÍNIO DAS FONTES CHAVEADAS!!

31 Curvas características estáticas do MOSFET Região ôhmica: Região de interesse para operação como interruptor. Entrada em Condução V GS >> V GS (th) tipicamente: 10 V GS 20 Bloqueio V GS < V GS (th) Região Ativa: Regulação de corrente melhor do que o BPT. Região Corte: V GS < V GS (th) -V GS (th), tensão (G-S) mínima para entrada em condução. A resistência em Condução (R DSon ) possui coeficiente de temperatura positivo, facilitando a operação em paralelo de MOSFETS. Circuito de Comando, com características de fonte de tensão, mais simples do que aqueles para o BPT (comando com características de fonte de corrente).

32 Características em condução: MOSFET Tensão positiva de gate induz a MOSFET em Condução Gate Fonte (Source) condutividade do canal A corrente flui através da seção vertical do dispositivo. A resistência total em condução é dada pelo somatório das resistências da região n -, do canal, terminais de contato de dreno e fonte (source). D i Canal Junção p-n - resulta num diodo D i em anti-paralelo com o sentido de condução dreno-source. Tensão negativa dreno-source polariza diretamente o diodo D i Dreno Corrente de Dreno Obs: O diodo intrínseco D i apesar de suportar tensões e correntes nominais, possui tempos de comutação maiores do que aqueles para o próprio MOSFET

33 Características Dinâmicas do MOSFET Capacitâncias Equivalentes dos MOSFETs Características Dinâmicas - Carga Resistiva C gd (D) C iss = C gd + C gs C oss = C gd + C ds Normalmente : t t d(on) d(off ) << t r << t f t t on off t r t f V GS (G) 10% V GS(th) 90% C gs Gate c DS (V DD ) V DS 10% 90% I D (V DD ) I D V DS(on) 90% 10% (S) t r t f t d(on) t on t d(off) t off C gd : Pequena e altamente não linear. C gs : Elevada e praticamente constante. C ds : Média e altamente não linear Os tempos de comutação são determinados pelas taxas de carga e descarga de C gs e C gd (C iss ). t d(on) : Tempo de carga de C iss até V GS(th). I D 0 e V DS V DD t r : Tempo de descarga de C oss até V DS(on). t d(off) : Tempo de descarga de C iss. t f : Tempo de crescimento da tensão V DS (Carga C ds ).

34 Parâmetros fundamentais dos MOSFETs de potência - Máxima tensão dreno-source - Máxima corrente de dreno - Resistência em condução - Tensões de Limiar e Máximas de Gate - Freqüência de comutação (a) Máxima tensão dreno-source A máxima tensão dreno-source é definida como V DSS ou V (BR)DSS Base para classificação de transistores MOSFET de potência Baixa tensão Média tensão Alta tensão Exemplo de classificação 15 V 30 V 45 V 55 V 60 V 100 V 150 V 200 V 400 V 500 V 600 V 800 V 1000 V 80 V

35 (b) Máxima corrente de dreno Dados de Fabricante: - Corrente continua máxima I D - Corrente máxima pulsada I DM A corrente continua máxima I D depende da temperatura da cápsula (mounting base) A 100ºC, I D =23 0,7=16,1A

36 (c) Resistência em condução É um dos parâmetros mais importante do MOSFET. Quanto menor, melhor seria o dispositivo para o processamento de potências Representado por R DS(on) Características ôhmicas: cresce com a temperatura Decresce com a tensão de Gate (até certo limite). Drain-source On Resistance, R DS(on) (Ohms)

37 (c) Resistência em condução Comparando distintos dispositivos de valores de I D semelhantes, R DS(on) cresce com V DSS

38 (c) Resistência em condução Atualização tecnológica tem melhorado substancialmente os valores de R DS(on) em dispositivos de V DSS relativamente elevado ( V) MOSFET de 1984 MOSFET anos 2000

39 (d) Tensões de limiar e máximas de Gate A tensão Gate-Source deve alcançar um valor de limiar para que ocorra o início da condução Dreno-Source Os fabricantes definem a tensão limiar V GS(TO) como a tensão Gate- Source em que a corrente de dreno esteja entre 0,25 ma até 1 ma. As tensões G-S de limiar estão entre de 2-4 V

40 (d) Tensões G-S Limiar e Máximas A tensão de limiar se altera com a temperatura

41 (d) Tensões G-S Limiar e Máximas A máxima tensão suportável entre G-S é tipicamente de ± 20V

42 (e) Velocidade de comutação Os MOSFET de potência são mais rápidos que os demais dispositivos usados em eletrônica de potência (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.) Os MOSFET de potência são dispositivos de condução unipolar. Nos mesmos, os níveis de corrente conduzida não estão associados ao aumento de concentração de portadores minoritários, os quais associam dificuldades para a saída de condução (comutação para o bloqueio) A limitação na velocidade de comutação está associada à carga/descarga das capacitâncias parasitas do dispositivo São essencialmente três: -C gs, capacitância linear D -C ds, capacitância de transição C ds k/(v DS ) 1/2 C dg -C dg, capacitância Miller, não linear, muito importante G C gs S C ds

43 (e) Velocidade de comutação Os fabricantes de MOSFET de potência normalmente informam os dados das capacitâncias parasitas indiretamente: -C iss = C gs + C gd com V ds =0 ( capacitância de entrada) -C rss = C dg (capacitância Miller) -C oss = C ds + C dg ( capacitância de saída) A carga e descarga destas capacitâncias parasitas geram perdas que limitam as máximas freqüências de comutação C dg D D C dg C iss G C gs S C ds G S C oss C ds C gs

44 (e) Velocidade de comutação Exemplo de informação dos fabricantes C iss = C gs + C gd C rss = C dg C oss = C ds + C dg

45 (e) Velocidade de comutação Análise de uma comutação típica de conversão de energia: - Com carga indutiva - Com diodo de roda-livre - Supondo diodo ideal inicialmente I L C dg V 1 R C ds V 2 C gs

46 (e) Velocidade de comutação Situação inicial: - Transistor bloqueado e diodo em condução - Portanto: v DG = V 2, v DS = V 2 e v GS = 0 i DT = 0 e i D = I L - Nesta situação, o interruptor passa de B para A I L i D V 1 A B R v DG Cdg - + v GS C gs i DT + - C ds + v DS - V 2

47 (e) Velocidade de comutação i DT = 0 até que v GS = V GS(TO) v GS V GS(TO) v DS B A v DS = V 2 até que i DT = I L Derivada determinada por R, C gs e por C dg ( V 2 ) I L i DT V 1 I L A B R v DG Cdg - + v GS C gs i DT + - C ds + v DS - i D V 2

48 (e) Velocidade de comutação v GS V GS(TO) v DS B A A corrente de V 1 através de R decorre fundamentalmente para descarregar C dg praticamente não circula corrente por C gs v GS = Cte I L i DT V 1 I L A B R v DG Cdg - + v GS C gs i DT + - C ds + v DS - V 2

49 (e) Velocidade de comutação C gs e C dg carga/descarga v GS V GS(TO) B A V 1 Constante de tempo determinada por R, C gs e por C dg ( V 1 ) v DS I L i DT V 1 I L A B R v DG Cdg - + v GS C gs i DT C ds + v DS - V 2

50 (e) Velocidade de comutação v GS B A V 1 V GS(TO) V M Perdas entre t 0 e t 2 : v DS - Carga de C gs (grande) e descarga de C dg (pequena) com V M - Cruzamento tensão-corrente entre t 1 e t 2 (perdas) i DT I L i DT P VI t 0 t 1 t 2 t 3 C dg v GS i DT v DS V 2 C gs C ds -

51 (e) Velocidade de comutação Perdas entre t 2 e t 3 : v GS V GS(TO) v DS B A V M V 1 - Descarga de C ds até 0 e inversão da carga de C dg de V 2 -V M até -V M - Cruzamento tensão-corrente entre t 2 e t 3 (perdas) i DT I L i Cdg +i Cds +I L i Cdg i DT = I L P VI t 0 t 1 t 2 t 3 C dg v GS C gs + - C ds i Cds + v DS - I L

52 (e) Velocidade de comutação v GS B A V 1 - Finalização de carga de C gs e C dg Perdas a partir de t 3 : V GS(TO) v DS V M até V 1 - Não há cruzamento tensãocorrente, somente as perdas em condução i DT I L i Cdg i DT = I L P VI t 0 t 1 t 2 t 3 C dg v GS i L C gs C ds + v DS - I L

53 (e) Velocidade de comutação Dados velocidade de comutação em relação à carga armazenada G-S IRF 540 BUZ80 MOSFET de 1984 MOSFET anos 2000

54 (e) Velocidade de comutação Outros dados dinâmicos: comutação com carga resistiva V DS V GS 90% 10% t d(on) t F t d(off) t R t R : tempo de subida t F : tempo de descida t d(on) : atraso de condução t d(off) : atraso de bloqueio IRF 540

55 Perdas nos Mosfets de Potência v GS v DS Perdas em condução P cond = R DS(on) i DT(rms) 2 i DT P VI W on Perdas em comutação P comu = f S (w on + w off) Perdas em condução W off

56 Perdas em MOSFET de Potência Perdas circuito de comando v GS i V1 i V1 Q dg V 1 R Q gs t 0 t 2 t 3 Circuito teórico Q g P V1 = V 1 Q g f S

57 O diodo parasita dos MOSFETs de potência O diodo intrínseco parasita pode apresentar perdas adicionais, principalmente nos MOSFETs de alta tensão IRF 540 D G S

58 O diodo parasita dos MOSFETs de potência - Diodo parasita em um MOSFET de alta tensão

59 Características térmicas dos MOSFETs de potência Este fabricante denomina mounting base a cápsula e informa a R THja = R THjc + R THca

60 Perdas em diodos de Potência Perdas estáticas (em condução) i D i D ideal r d V γ V r V F P D (t) = v D (t) i D (t) = (V γ + r D i(t)) i(t) P D = 1 T T 0 P D (t) dt P D = V γ I D + r D I ef 2 I D : Valor médio I ef : Valor eficaz

61 Perdas em um diodo Perdas dinâmicas (Perdas em comutação) - As comutações não são ideais v(t) V FP P1 = 05, ( VFP VF ) Io trf f P 2 = Q rr V f s Bloqueio indutivo V S t i(t) t off t rr t rr Qrr 3 di dt F t on di dt Q r t I RM Q di F rr 4 3 dt

62 Características Térmicas As perdas geram calor e este deve ser evacuado O silício perde suas propriedades semicondutoras a partir de 150º j Equivalente elétrico R THjc R THca a c P (W) Si j junção c cápsula a ambiente P (W) T a T a : Temperatura ambiente

63 Características Térmicas A resistência térmica junção cápsula é baixa ( 0,5 ºC/W) A resistência térmica cápsula- ambiente éalta ( 50 ºC/W) Para reduzir a temperatura pode-se colocar um radiador (dissipador) Conectamos uma resistência em paralelo com a R THca j R THjc R THca a c P (W) R TH radiador T a

64 Projeto de Dissipadores Para Semicondutores de Potência

65 Os semicondutores não são ideai, portanto, considerando-se o fluxo de corrente e suas características semicondutoras, dissiparão energia (perdas) A dissipação de potência de perdas se traduzirá em aumento de temperatura Como informado, o silício (Si) perde suas propriedades semicondutoras em temperaturas superiores a 150 ºC Portanto, devemos assegurar que a Tj (temperatura de junção) esteja abaixo dos limites especificados pelo fabricante do componente - A evacuação de calor do interior do dispositivo até o meio ambiente dependerá enormemente do tipo de encapsulamento - Cada dispositivo tem características geométricas que lhe proporcionam uma certa capacidade de evacuar calor Portanto, caso o encapsulamento próprio não seja suficiente para dissipar todo o calor gerado pelas perdas no mesmo, será necessário o uso dos RADIADORES (Dissipadores)

66 Encapsulamentos típicos TO 220 AC D 61 DOP 31 DO 5 TO 247 B 44 Em general, quanto maior e quanto mais superfície metálica têm, maior será a capacidade de evacuação de calor

67 Equivalente elétrico j R THjc R THca a c P (W) Si j junção c cápsula a ambiente P (W) T a T a : Temperatura ambiente

68 Equivalente elétrico A resistência térmica junção cápsula é baixa ( 0.5 ºC/W) A resistência térmica cápsula - ambiente éalta ( 50 ºC/W) j R THjc (0.5 ºC/W) c R THca (50 ºC/W) a T ca = R THca P = 50ºC/W 1W = 50ºC T jc = R THjc P = 0.5ºC/W 1W = 0.5ºC P (1W) T jc T ca T a (25 ºC) T j = T a + T ca + T jc = = = 75.5 ºC T j < 150 ºC Correto A temperatura de junção é praticamente a temperatura de cápsula!! O salto térmico ocorre entre a cápsula e o ambiente!!!

69 Equivalente elétrico Para reduzir a temperatura se pode colocar um Dissipador Proporcionamos um caminho de saída alternativo ao calor (de menor impedância térmica) Equivale conectar una resistência em paralelo com a R THca A R TH do radiador deve ser baixa o suficiente, em comparação com R THca, para que seja efetivo o dissipador empregado Exemplo: R THra = 5 ºC/W R R R R + R THca THra THeq = = = THca THra 4.5ºC / W P (1W) j R THjc (0.5 ºC/W) c R THra (5 ºC/W) R THca (50 ºC/W) a T ca = R THeq P = 4.5ºC/W 1W = 4.5ºC T jc = R THjc P = 0.5ºC/W 1W = 0.5ºC T j = T a + T ca + T jc = = = 30 ºC T a (25 ºC) Sem radiador, T j = 75.5ºC

70 Modelos de radiadores

71 Modelos de radiadores Dentro outros tantos adaptados para todos os tipos de encapsulamentos: TO-220, TO-247, etc

72 Modelos de radiadores Os radiadores grandes normalmente se vende em barras de 1 ou 2 metros O projetista deve cortar a longitude (comprimento) desejada A resistência térmica depende da longitude O fabricante proporciona uma curva com R TH de cada perfil em função da longitude A curva é assintótica: a partir de uma certa longitude, por mais que aumentemos o comprimento, não diminuirá R TH

73 União do semicondutor ao Dissipador Nos semicondutores, a parte metálica (cápsula) normalmente é o cátodo ou o dreno ou o coletor do dispositivo Isto implica que quando o circuito está funcionando haverá tensão nessa parte metálica Se unirmos diretamente o semicondutor ao dissipador, ao haver o contato elétrico, o radiador estará conectado ao mesmo valor de tensão 400 V 400 V Tipicamente, os radiadores são facilmente accessíveis aos usuários Portanto, resultando em risco operacional. 400 V Logo, há a necessidade de isolação elétrica!!!

74 União do semicondutor ao Dissipador Atenção ao sistema de fixação!!! Um parafuso metálico resulta numa conexão elétrica, rompendo o isolamento Portanto, deve-se utilizar isolantes para os mesmos!!!

75 União do semicondutor ao Dissipador A lâmina isolante resulta também em uma resistência térmica adicional Dependendo do material utilizado, a R TH variará Mica de espessura 60 μm: R TH : 1.4 ºC/W Mica de espessura 100 μm: R TH : 2.2 ºC/W Alumina de espessura 250 μm: R TH : 0.8 ºC/W Para melhorar o contato térmico, utilizam-se pastas de silicone que reduzem a resistência térmica ao redor de 30% j R THjc c R THca a Isolante r Radiador T a Para fazer o cálculo da R THra necessária, pode-se desprezar a resistência do próprio dispositivo (R THca )

76 Fatores que afetam a R TH Posição do radiador A R TH do fabricante é especificada em posição vertical. Na horizontal, o calor evacuará de forma pior!!!. Se produz um efeito chaminé PIOR Cor do radiador MELHOR O próprio calor cria uma corrente de ar ascendente que melhora a refrigeração Na horizontal pode ser 25% pior!!! Cada cor tem um coeficiente térmico distinto Existem variadas cores: negro, ouro, alumínio A melhor cor é: negro O fabricante informe coeficientes corretores para a R TH Modelo R TH K posição vertical K cor Rad ºC/W

77 Fatores que afetam a R TH Ventilação Para melhorar a capacidade de evacuação de calor é possível utilizar ventilação forçada Com isto se consegue reduzir a resistência térmica Atenção com a direção do fluxo de ar CORRETO INCORRETO

78 Fatores que afetam a R TH Ventilação O fabricante fornece uma curva com o coeficiente a aplicar em função do fluxo de ar A partir de um certo fluxo, também não haverá redução da resistência térmica

79 Cálculo dinâmico de radiadores Até o momento supomos que a potência dissipada era Constante! Obviamente, a potencia instantânea não é constante!!! P(t) P MAX P MED Temp Portanto, a temperatura estará variando em torno de um valor médio Que valor de potência devo utilizar para o dimensionamento do radiador/dissipador?

80 Cálculo dinâmico de radiadores As perdas são produzidas na bolacha de silício Como tem pouca massa, sua inércia térmica é muito pequena e pode resultar em rápida variação da temperatura O radiador tem muita massa. Logo, sua inércia é muito maior e as variações de temperatura são mais lentas Para modelar corretamente o comportamento, se deve incluir as capacitâncias térmicas para simular as inércias dos elementos j c r a Uma inércia grande se simularia com uma capacitância grande T a

81 Cálculo dinâmico de radiadores Na prática, se utiliza um método simplificado O fabricante proporciona curvas de impedância térmica transitória P P MAX Z THt D = 0.3 P Média Z t t 1 T D = t 1 /T t 1 Se desenvolve 2 circuitos: j c c r a Z t T C? R THra? Teremos 2 equações com 2 incógnitas: T C e R THra P MAX P Média T a

82 Cálculo dinâmico de radiadores Curvas reais da impedância transitória de um MOSFET Há uma curva para cada valor de ciclo de trabalho

83 Cálculo dinâmico de radiadores Com a impedância térmica e potência instantânea (P máx ), calcula-se a elevação transitória de temperatura (ΔT) Em regime permanente, tendo-se a T Jméd (temperatura de junção média), pode-se estimar a T Jmáx (temperatura máxima de junção) P(t) P MAX P MED Temp T Jméd (ΔT)

84 Proteções Elétricas de Semicondutores de Potência Para garantir a confiabilidade operacional dos circuitos com dispositivos de eletrônica de potência, além da proteção térmica, tornam-se necessárias as proteções elétricas: -Sobrecorrentes, e - Sobretensões. A denominação na língua inglesa é: SNUBBER Tais proteções têm ainda duas outras finalidades associadas: Distribuir as perdas em mais de um componente Facilitar o uso de semicondutores com especificações ajustadas (menores custos associados)

85 Proteções Elétricas de Semicondutores de Potência Fundamentalmente temos dois tipos de snubber: Tensão Corrente Os mais usados são os de sobretensão. Dentro desta categoria, existem também diversos tipos: para entrada em condução; para o bloqueio; Sobretensão (oscilações/sobretensões). Quanto às características do circuito, também são 2 tipos de snubbers: Dissipativos (não aproveitam a energia envolvida/dissipada) Não Dissipativos (a energia envolvida é devolvida ao sistema/aproveitada)

86 Snubber de Tensão: Entrada em Condução Este tipo de snubber não é muito usado Os semicondutores (transistores) são muito rápidos para entrar em condução. Por esta razão, não é crítico o uso de circuitos de proteção de entrada em condução para transistores (para Tiristores pode ser necessário) L S D S R S Snubber entrada em condução V DS I D A indutância L S reduz a derivada durante o aument da corrente A energía armazenada na bobina é descarregada posteriormente na resistência. Esta energia se perde: snubber dissipativo!!

87 Snubber de Tensão: Bloqueio É o snubber mais utilizado O bloqueio é crítico para os semicondutores de potência Snubber de bloqueio R S D S C S Suaviza as formas de onda de tensão no bloqueio do transistor Parte das perdas de comutação são transladadas para o snubber As perdas não diminuem. Simplesmente são trasladadas para outros componentes!! A idéia básica é manter a tensão V DS nula enquanto a corrente cresce em C s Como não utiliza indutores, este snubber é mais barato

88 Snubber de Tensão: Bloqueio MOSFET conduzindo: MOSFET bloqueado: D S Indutâncias parasitas. Têm energia armazenada R S C S O capacitor se descarrega através da resistência O capacitor fica em paralelo com o MOSFET A tensão V DS cresce mais lentamente!! Para ajustar o snubber, a idéia é conseguir que a energia armazenada na Indutância se translade para o capacitor e que se descarregue sobre a resistência

89 Snubber de Tensão: Bloqueio Formas de onda I M I Df I M I Df I M I Df D f D S I C I C I C I M R S C S V DS V DS V DS C pequeno C ótimo C grande Até que a tensão V DS atinja seu pico, o MOSFET não se bloqueia O ótimo se obtém quando se sincroniza o capacitor e o MOSFET

90 Snubber de Tensão: Bloqueio Toda a energia armazenada no condensador é dissipada na resistência A resistência é mais fácil de refrigerar do que o transistor Não se dissipa mais energia pelo fato de se adicionar o snubber!!! A corrente de pico que o transistor manipula é a mesma, com ou sem snubber Na prática, o ajuste é por tentativa e erro, buscando-se o menor capacitor possível!!! Formas de onda reais Sem snubber Com snubber Oscilações

91 Snubber de Tensão: Sobretensão Também é um snubber muito usado Seu objetivo é limitar a tensão máxima das possíveis oscilações parasitas e evitar que o dispositivo se rompa Seu uso pode ajudar a selecionar um dispositivo de menor tensão!!! Snubber de sobretensão V in O diodo do snubber deve ser rápido A indutância parasita do circuito provoca oscilações indesejadas A energia das oscilações é transladada para o condensador Posteriormente, a energia será descarregada na resistência

92 Snubber de Tensão: Sobretensão V in V in V in V in V in V in O efeito do snubber é o seguinte: Neste caso, interessa ter um capacitor/condensador grande!!! O ajuste se faz com a resistência

93 Outros Snubber Nos diodos se utilizam um snubber de menor custo C R Snubber RC Sua função é limitar as oscilações na tensão ânodocátodo Este tipo de snubber também se usa nas configurações em ponte

94 Snubber de Corrente Se baseiam na utilização de indutores para reduzir as derivadas das formas de onda de corrente São utilizadas indutâncias saturáveis!!! Não são muito comuns para transistores, sendo que estes indutores não são padrões. Indutância saturável Toshiba: Spike killer

95 Snubber não dissipativo São estruturas mais complexas construídas não unicamente com bobinas e condensadores. A energia que utilizam é devolvida posteriormente ao sistema. Não têm resistências, que são elementos dissipativos. Forward com grampeamento ativo

96 Snubber não dissipativo Conversores Ressonantes nas Transições das Comutações CFP Boost ZCS (ZCZVS) Diodo principal L in D 1 I in (t) D r1 D r2 D 2 V in (t) S 1 L r1 L r2 S 2 C r C o V o D r3 D r4 Interruptor principal Componentes auxiliares

97 Fusíveis Em alguns casos pode-se utilizar fusíveis para proteger os semicondutores Contudo, se utilizam apenas fusíveis ultra-rápidos Areia Lâmina metálica muito fina Quando ultrapassar limite de corrente, a lâmina metálica se funde. Neste processo pode ser gerado um arco elétrico, que é suprimido pela areia Para ajustar o valor de corrente de fusão da lâmina, são adotadas determinados padrões para as mesmas.

98 Fusíveis Quando ocorrer uma falha, a corrente aumenta Isto resultará num aumento de temperatura Temperatura T MAX I Falha t Em função de como ocorre a evolução da corrente, a temperatura aumentará com uma velocidade ou outra Portanto, para dimensionar um fusível é necessário ter em conta o valor de corrente e o tempo: I 2 t

99 Fusíveis Evolução da corrente no fusível I F Haverá um incremento de temperatura máximo que será função de uma integral I 2 t Área t T ruptura T arco O fabricante proporciona o I 2 t do fusível Para que o fusível funcione corretamente, deve-se obedecer: I 2 t do fusível < I 2 t do semicondutor!!!!!

100 Fusíveis Dados do fabricante: I 2 t Calibração: corrente nominal de trabalho sem fundir I 2 t Ajuste 250 Ajuste 200 Ajuste 150 V NOMINAL Depende da tensão nominal, uma vez que a parte final do arco depende da tensão que terá que suportar Conhecendo-se a tensão de trabalho e a corrente nominal, podemos escolher o I 2 t correspondente