INVERSOR TRIFÁSICO ZVS PWM COM GRAMPEAMENTO ATIVO UTILIZANDO UM ÚNICO INTERRUPTOR AUXILIAR.

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1 INVRSOR TRIFÁSICO ZVS PWM COM GRAMPAMNTO ATIVO UTILIZANDO UM ÚNICO INTRRUPTOR AUXILIAR. MARCLLO MZAROBA**, DNIZAR CRUZ MARTINS*, IVO BARBI* * Instituto de letrônica de Potência, Depto. de ng. létrica, Universidade Federal de Santa Catarina Caixa Postal 5119, CP , Florianópolis SC **Universidade do stado de Santa Catarina, Departamento de ngenharia létrica CP: Joinville Santa Catarina Brasil mails: mezaroba@joinville.udesc.br, denizar@inep.ufsc.br, ivobarbi@inep.ufsc.br Resumo ste artigo apresenta um Inversor trifásico ZVS PWM com Grampeamento Ativo de tensão que utiliza a energia de recuperação reversa dos diodos. A estrutura é particularmente simples e robusta, pois utiliza um único interruptor auxiliar. As perdas por comutação são reduzidas com a implementação de um circuito snnuber simples e regenerativo que provém comutação ZVS para todos os interruptores. la é muito atrativa para aplicações de alta potência. Suas principais vantagens são: stratégia de controle simples, robustez, baixo peso e volume, baixo conteúdo de distorção harmônica da corrente de saída e alta eficiência. Principio de operação em regime permanente, análise matemática, procedimento de projeto e resultados experimentais de um protótipo de laboratório são apresentados. Palavras chave Inversores; Comutação Suave Abstract Abstract This paper presents a ZVS PWM ThreePhase Inverter with active voltage clamping technique that use the recovery energy of the diodes. The structure is particularly simple and robust because use only a single auxiliary switch. Switching losses are reduced due to implementation of the simple active snubber circuit that provides ZVS conditions for all switches, including the auxiliary one. It is very attractive for high power applications. Its main features are: Simple control strategy, robustness, lower weight and volume, lower harmonic distortion of the output current, and high efficiency. The principle of operation for steadystate conditions, mathematical analysis and experimental results from a laboratory prototype are presented. Keywords Inverters; Soft Commutation; 1. INTRODUÇÃO A história recente nos revela um grande esforço por parte dos pesquisadores de todo o mundo na tentativa de reduzir o conteúdo harmônico e o ruído audível na saída de inversores. ssa medida traz benefícios, como a redução do peso e volume dos elementos magnéticos, mas passa a criar algumas dificuldades como as elevadas perdas por comutação que degradam a eficiência do conversor e o surgimento de interferência eletromagnética. sses fatores ocorrem principalmente em topologias inversoras que utilizam as configurações de interruptores em braço. Nessas topologias, na entrada em condução, o interruptor principal faz com que ocorra o fenômeno de recuperação reversa do diodo antiparalelo do interruptor complementar. sse fenômeno caracterizase por submeter os interruptores a grandes derivadas e picos de corrente, que elevam as perdas por comutação e causam interferência eletromagnética. Para sanar esse problema, diversos trabalhos foram desenvolvidos pela comunidade científica nos últimos anos e podem ser divididos em dois grupos: Técnicas Passivas [6], [7], [8] e [9] e Técnicas Ativas [1],[], [3], [10], [11] e [1]. Dentro das técnicas ativas, algumas pesquisas foram feitas recentemente com o objetivo de utilizar a energia da recuperação reversa dos diodos para obtenção de comutação suave dos interruptores controlados em retificadores préreguladores com alto fator de potência[4,5]. ]. Recentemente a técnica de aproveitamento da energia de recuperação reversa tem sido utilizada para efetuar a comutação suave em inversores monofásicos. [13, 14]. sse trabalho apresenta um novo inversor em Trifásico que opera com comutação suave do tipo ZVS e apresenta tensão grampeada sobre todos os interruptores. O inversor proposto utiliza a técnica do aproveitamento da energia de recuperação reversa dos diodos para obter a comutação suave.. APRSNTAÇÃO DO CIRCUITO O conversor proposto é apresentado na Fig.1. le possui a configuração clássica do Inversor de Tensão Trifásico com a inclusão de uma chave, um capacitor e um pequeno indutor. O capacitor é responsável pelo armazenamento da energia da recuperação reversa dos diodos e grampeamento da tensão nas chaves. O indutor é responsável pelo controle da derivada de corrente na recuperação dos diodos. O interruptor auxiliar opera com razão cíclica fixa em toda a faixa de operação. As principais vantagens deste conversor são a utilização de apenas um interruptor auxiliar, o grampeamento da tensão e a comutação ZVS em todos os interruptores. Lfa Rca Lfb Rcb Figura 1. Inversor Proposto. 3. TAPAS D OPRAÇÃO (Semiciclo Positivo) O inversor possui simetria de funcionamento para os estágios de funcionamento. Sendo assim, será feita a análise apenas para apenas uma combinação das correntes de carga. Para a análise das etapas de operação do conversor são consideradas algumas simplificações: A tensão no capacitor e as correntes na são consideradas constantes durante um período de chaveamento. Primeira etapa: (tot1): Neste intervalo, a corrente é conduzida através do circuito formado pelo indutor, pela fonte e pelo diodo D5. Ao encontrar o nó a corrente se divide em duas parcelas, e Lfc Rcc

2 . A corrente é conduzida pelo diodo D4 enquanto é conduzida pelo diodo D. Ao mesmo tempo a corrente adicional i está fluindo no laço formado por Qa, e.no final desta etapa a corrente i atingirá seu máximo valor, If. Segunda etapa (t1t): Inicia com o bloqueio do interruptor auxiliar Qa. A corrente i se divide iniciando a carga da capacitância Ca de 0 à e a descarga de C1, C3 e C6 de à zero. Terceira etapa (tt3): Inicia quando a tensão sobre C1, C3 e C6 atingem zero e são grampeadas pelos diodos antiparalelo D1, D3 e D6 possibilitando a entrada em condução ZVS para Q1, Q3 e Q6. É aplicada sobre o indutor a tensão de entrada fazendo com que a corrente decresça linearmente. Quarta etapa (t3t4): Começa quando a corrente i atinge o valor da corrente de carga e passa a circular por Q1, Q3 e Q6, iniciando a recuperação dos diodos D, D4 e D5 com sua corrente reversa limitada pela derivada de corrente no indutor. No final desta etapa a corrente em é igual a 3.Ir. Quinta etapa (t4t5): Inicia com o término da recuperação de D, D4 e D5. A corrente i se divide e inicia a carga de C, C4 e C5 de 0 a e a descarga de Ca de a 0. Sexta etapa (t5t6): Começa quando a tensão sobre o capacitor Ca zera e é grampeada pela entrada em condução de Da, possibilitando a entrada em condução de Qa com comutação ZVS. A correntes i cresce devido a aplicação da tensão. No final desta etapa a corrente em chega a zero. Sétima etapa (t6t7): Inicia quando a corrente i inverte seu sentido e passa a circular pelo interruptor Qa. A corrente i continua a crescer linearmente. Oitava etapa (t7t8): Inicia quando a chave Q1 é bloqueada. Devido à, o capacitor C1 passa a se carregar de 0 a e o capacitor C passa a se descarregar de a 0. ste intervalo termina quando o capacitor C se descarrega e é grampeado pelo diodo antiparalelo D. m alguns casos, nessa etapa, a corrente i se inverte e é forçada a passar por Da. Nona etapa (t8t9): Inicia quando o capacitor C se descarrega e é grampeado pelo diodo D. A corrente i continua crescendo. Décima etapa (t9t10): Inicia quando a chave Q3 é bloqueada. Devido à, o capacitor C3 passa a se carregar de 0 a e o capacitor C4 passa a se descarregar de a 0. ste intervalo termina quando o capacitor C4 se descarrega e é grampeado pelo diodo antiparalelo D4. m alguns casos, nessa etapa, a corrente i se inverte e é forçada a passar por Da. Décima primeira etapa (t10 t11): Inicia quando o capacitor C4 se descarrega e é grampeado pelo diodo D4. A corrente i continua crescendo. Décima segunda etapa (t11t0): Inicia quando a chave Q6 é bloqueada. Devido à, o capacitor C6 passa a se carregar de 0 a e o capacitor C5 passa a se descarregar de a 0. ste intervalo termina quando o capacitor C5 se descarrega e é grampeado pelo diodo antiparalelo D5. m alguns casos, nessa etapa, a corrente i se inverte e é forçada a passar por Da. ssa etapa termina quando a tensão em C5 zera e é grampeada pelo diodo D5, retornando à primeira etapa de operação. Na Fig.. podese observar os circuitos equivalentes das etapas de operação descritas. As principais formas de onda, relativas a um período de funcionamento do inversor proposto,são mostradas na Fig QUACIONAMNTO BÁSICO Para garantir a comutação sob tensão nula é necessário que na segunda etapa de operação, a corrente que circula em seja suficientemente grande para efetuar a descarga da capacitância C1, C3, C6 e carga da capacitância Ca. Desta forma, por inspeção pode ser formulada a seguinte condição: If ( Ca C1 C3 C6)( V Vg) (1) Onde If é a corrente máxima em.e é aproximadamente constante para um período de chaveamento. Assumindo << temos: Ca C1 C3 C6 If min () Para o dimensionamento dos interruptores e do capacitor é necessário que se conheça o comportamento da tensão de grampeamento,. A corrente média no capacitor de grampeamento deve ser zero para um período de chaveamento em regime permanente. i avi = 1 t 7 9 t ( t 3Ir) dt ( t 3Ir ) dt Ts 0 t7 t11 t1 ( t 3Ir ) dt ( t 3Ir ) dt (3) t9 t11 Onde: Ts Período de Chaveamento Resolvendo a integral e considerando: t7 t9 t11 D1 = ; D3 = ; D6 = ; t1 Ts;, i av = 0 (4) Ts Ts Ts Temos: = [ 3 Ir ( D1 D6) ( D1 D3) ] (5) Ts As correntes de saída são dada por: ma = senωt Zca ma π = sen ωt Zcb 3 ma 4 π = sen ωt Zcc 3 (6) (7) (8)

3 Primeira etapa (tot1) Quinta etapa (t4t5) Nona etapa (t8t9) Segunda etapa (t1t) Sexta etapa (t5t6) Décima etapa (t9t10) Terceira etapa (tt3) Sétima etapa (t6t7) Décima primeira etapa (t10t11) Quarta etapa (t3t4) Oitava etapa (t7t8) Décima segunda etapa (t11t1) Figura. tapas de Operação onde Zca, Zcb e Zcc são as impedância de carga expressas por: Onde Ir é o pico de recuperação reversa do diodo antiparalelo e pode ser obtido por: Zca = Rca ( ω Lca) (9) 4 Ir = Qrr (14) 3 Zcb = Rcb ( ω Lcb) (10) Qrr Carga de Recuperação Reversa Zcc = Rcc ( ω Lcc) (11) Rca, Rcb e Rcc Resistência de Carga Lca, Lcb e Lcc Indutância de Carga Sabendo que: D = ma senωt (1) ma Índice de Modulação de Amplitude Combinando as qs. 7, 8 e 10 obtemos a expressão para tensão em. ma ma ma 4 π ( t) = 3 Ir senωt sen ωt senωt sen ωt Ts Zca Zca Zca 3 ma π ma π sen ωt sen ωt sen ωt (13) Zcb 3 Zcb 3 A expressão da corrente If pode ser obtida analisando o comportamento da corrente no capacitor. If ( t) = Ts 3 Ir (15) Combinando a q. 11 com a q. 13 e fazendo algumas simplificações obtémse a expressão que representa a evolução da corrente If. ma ma ma If ( t) = Ir senωt sen ωt senωt sen ωt Zca Zca Zca ma π ma π senωt sen ωt sen ωt Zcb 3 Zcb 3 4 π 3 (16)

4 Vg 3.Ir Ir Vg Ir Vg Ir vqa ida iq6 vq5 vq4 iqa vq6 id5 If 5.1. scolha do Indutor Auxiliar O indutor auxiliar é responsável pelo controle da derivada de corrente no funcionamento do inversor. A derivada de corrente está diretamente relacionada com o máximo valor que atingirá a corrente de recuperação reversa dos diodos antiparalelo. Além disso, uma derivada de corrente muito alta implica numa elevada taxa de interferência eletromagnética emitida. Para favorecer o projeto, escolhese uma derivada de corrente que seja usual em catálogos de diodos fornecidos pelos fabricantes de maneira a facilitar a obtenção de parâmetros fundamentais para o dimensionamento do inversor. Sendo assim, optouse pela utilização de uma derivada de 40A/µs. Sabendo que: Ir iq3 id4 vq3 Vg 400V = = = 10µ H (17) di 40 A µ s dt A impedância de carga é dada pela q. 16. Ir Ir vq iq1 vq1 id Vg Zout = 4Ω ( π 60Hz 575mH ) 4Ω (18) Como já foi descrito anteriormente, é interessante para o desempenho do inversor que o diodo escolhido seja lento. Optouse pela utilização do diodo de rede da SMIKRON SKKD 81/1, cujas características podem ser observadas abaixo. 3.Ir i I1 I3 I I4 I5 I6 If If Vrrm = 1.00V Tensão Reversa Máxima Ifav = 80A Corrente Média do Diodo Qrr = 10µC Carga de Recuperação Reversa Calculando o período de comutação: Ts 1 1 = = = 50 s fs 0KHz µ (19) 3.Ir i Vga A corrente de recuperação é obtida com a q V Ir = 10µ C = 80A (0) 3 10µ H Vg6 Vg3 D6 D3 Combinando a q. 7 com a q. 18, obtémse o gráfico da Fig.4. / Vg1 D1 104V t3 t4t5 t6 t7 t8 t9 t10 t11 t0 Figura 3. Principais Formas de Onda. Para garantir a comutação suave em toda faixa de carga o valor mínimo da corrente If deveser obtido a partir da q. 14 e esse valor deve ser superior ao encontrado a partir da q.. 5. XMPLO D PROJTO = 400V Vout = 17 V Pout 3φ = 1 kva fs = 0KHz f = 60Hz Lca = Lcb = Lcc = 575µH Rca = Rcb = Rcc = 4Ω ma=0,9 t1 t Tensão de barramento. Tensão de saída eficaz. Potência de saída trifásica. Freqüência de comutação. Freqüência na carga. Indutâncias de carga. Resistências de carga. Razão de modulação. 100V 96V ma=0,9 9V 0 π Figura 4. Variação da Tensão de Grampeamento Observase que a tensão máxima é aproximadamente 108V. Como já se destacou anteriormente, o acréscimo de tensão nos interruptores é pequeno. O comportamento da corrente If é obtido com a utilização da q.14 e da q., e pode ser visto na Fig.5. Observase que a corrente If possui um ponto de mínimo que esta situado em π/. Para garantir a comutação suave em toda faixa de carga o valor mínimo da corrente If, obtido a partir da q.14, deve ser superior ao valor da reta traçada a partir da q..

5 If 150A 100A vq3 50A iq3 Ifmin 0 0 wt Figura 5. Variação da Corrente If. π 6. RSULTADOS XPRIMNTAIS Um protótipo de 1KVA do inversor operando com modulação PWM foi construído com o objetivo de comprovar os estudos teóricos. Para a implementação foram utilizados os seguintes parâmetros: 6.1 specificações do Protótipo Figura 7. Tensão e corrente em Q3, D3 e C3 scalas: 100V/div, 0A/div, us/div vqa Chaves Diodos Capacitancias Dissipador Braço de interruptores IGBT GA50TS60U da International Rectifier. SKKD 81/1 da SMIKRON. Intrínsecas dos interruptores.(1,5nf) 4 capacitores de 1000uF/350V em paralelo. 10uH ; Núcleo 65/39; 0 espiras, 57 fios AWG em paralelo). P16/300 da SMIKRON com ventiladores iqa Figura 8. Tensão e corrente em Qa,Da e Ca scalas: 100V/div, 50A/div, 10us/div 6. Formas de Onda xperimentais As Figs. 6, 7 e 8 mostram as formas de onda de tensão e corrente nos interruptores. Na Fig. 9 pode ser observada a corrente no indutor de auxilio a comutação em um período de chaveamento. A Fig. 10 apresenta as tensão sobre o capacitor de grampeamento durante um período de rede. Observase que a tensão sobre o capacitor é bem reduzida. As tensões e corrente sobre a carga podem ser observadas na Fig. 11. A eficiência do conversor à plena carga foi de 96,5%. 999 i Figura 9. Corrente em scalas: 50A/div, 10us/div vq1 iq1 Figura 6. Tensão e corrente em Q1, D1 e C1 scalas: 100V/div, 0A/div, us/div Figura 10. Tensão em scalas: 10V/div, 5ms/div

6 7. CONCLUSÃO Iout Figura 11. Tensão e corrente de saída scalas: 50V/div, 50A/div, 5ms/div ste artigo mostrou um novo inversor trifásico PWM com comutação ZVS e grampeamento ativo da tensão nos interruptores controlados com o auxílio de apenas um interruptor controlado. O reduzido número de componentes e simplicidade da estrutura faz com que seja muito interessante para aplicações industriais. Foram apresentadas as etapas de operação, equacionamento básico, principais formas de onda e resultados experimentais. As perdas por comutação são muito reduzidas com a implementação do circuito snubber, que torna a comutação ZVS em todos os interruptores. A tensão no capacitor de grampeamento mostrouse baixa, privilegiando o dimensionamento dos interruptores, que não vêem acrescidos seus esforços de tensão. O inversor proposto apresentou comutação suave em toda a faixa de carga confirmando os estudos teóricos. 8. RFRÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS [1] BINGN, G.; Utilisation de Transistor a Fort Current e Tension levee. Proceedings of First uropean Conference on Power lectronics and Applications, 1985, pp [] McMURRAY, W. Ressonant Snubbers with Auxiliary Switches. Conference Records of I IAS Annual Meeting, 1990 pp [3] D DONCKR, R. W.; LYONS, J. P. The Auxiliary Resonant Commutaded Pole Converter. Conference Records of I IAS Annual Meeting, 1990, pp [4] BASSTT, John A.; New Zero Voltage Switching, High Frequency Boost Converter Topology for Power Factor Correction. INTLLC 95, pp [5] PITKIWICZ, A.; TOLLIK, D.; New High Power SinglePhase Power Factor Corrector With Soft Switching. INTLC 96, pp [6] UNDLAND, Tore Marvin Switching Stress Reduction in Power Transistor Convertes. I Industry Applications Society 1976, pp [7] HOLTZ, J.; SALAMA, S. F.; WRNR, K.; A Nondissipative Snubber Circuit for HighPower GTO Inverters. I Industry Applications 1987, pp [8] TARDIFF,D.; BARTON, T.H.; A Summary of Resonant Snubbers Circuits for Transistors and GTOS" I 1989, pp [9] LANGR, H.G.; FRGIN,G.; SKUDLNY, H.C. A Low Loss Turnon Turnoff Snubber for GTO Inverters. I 1987, pp [10] CHRITI, A. A Rugged Soft Commutated PWM Inverter for AC Drivers. I PSC 1990, pp [11] DIVAN D. M. and SKIBINSKI G. "ZeroSwitchingLoss Inverters for HighPower Applications". I Trans. on Industry Applications, Vol 5, no., Jul. 1989, pp [1] VNKATAMARANAN. G. and Divan D. M. "Pulsewidth resonant DC link converter", Proc. of IAS 90, pp [13] MZAROBA, M, MARTINS, D. C., BARBI, I. "A ZVS PWM Inverter with Voltage Clamping Technique Using Only a Single Auxiliary Switch". PSC000, Galway. Irlanda. [14] MZAROBA, M, MARTINS, D. C., BARBI, I. "A ZVS PWM HalfBridge Inverter with Active Clamping Technique Using the Reverse Recovery nergy of the Diodes. PSC001, 001, Vancouver.CA