Cap.2. Chaves Estáticas

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1 UNIVERSIDADE FEDERAL DO PARÁ CENTRO TECNOLÓGICO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA E DE COMPUTAÇÃO NOTAS DE AULA TE05107 Eletrônica de Potência Prof. Petrônio Vieira Junior Cap.2. Chaves Estáticas Índice 2.1. Introdução às Chaves Controladas 2.2. Classificação 2.2. Diodo de Potência 2.4. Diodo Schottky 2.5. Tiristor 2.6. Transistor Bipolar de Potência 2.7. MOSFET de Potência 2.8. IGBT 2.9. GTO Perdas em Semicondutores de Potência Circuitos de Proteção de Chaves Estáticas Cálculo Térmico e Dissipadores 2.13.Conclusão Seleção de Chaves estáticas

2 2. INTERRUPTORES ESTÁTICOS DE POTÊNCIA A Engenharia Elétrica era dividida em três áreas de grande importância: Eletrônica, Eletrotécnica e Controle. A Eletrônica abrangia o processamento de energia na forma de sinais de baixa potência, normalmente de comunicações e dados. A Eletrotécnica se encarregava da conversão e transporte da energia. O Controle era aplicado através de dispositivos eletromecânicos; nesta área, foram desenvolvidas técnicas usando chaves em seus métodos. Até antes do surgimento dos semicondutores, estas três áreas estavam desvinculadas. Entretanto, com o advento dos semicondutores como o diodo, tiristor e transistor, a eletrônica passou a desenvolver o controle na conversão de energia pois estes dispositivos (usados como interruptores estáticos) passaram a permitir correntes cada vez maiores e submetidos a tensões também superiores. A esta eletrônica que desenvolve correntes e tensões elevadas para o controle da conversão de energia se passou a chamar de Eletrônica de Potência, como mostra a Fig. 2.1 Fig As três grandes áreas que a Eletrônica de Potência agrega. O campo da eletrônica de potência se desenvolveu desde a obtenção de controle de motores CC, fontes chaveadas e se alastrou por todas as áreas da eletrotécnica, até mesmo na transmissão de energia em extra alta tensão e na correção de fator de potência ela está presente. A melhoria do desempenho dos semicondutores para atender conversores de performance cada vez mais exigentes obrigou o surgimento dos mais variados dispositivos e técnicas de chaveamento a semicondutor INTRODUÇÃO ÀS CHAVES CONTROLADAS As características de chaveamento são importantes, pois definem a velocidade de mudança de estado e, ainda, determinam as perdas no dispositivo relativas às comutações. 20

3 CARACTERÍSTICAS IDEAIS DE UMA CHAVE CONTROLADA Quando fechada (ON), conduz uma grande corrente e a tensão cai a zero; Quando aberta ( OFF ), não flui corrente e há uma grande tensão reversa; Mudança instantânea de ON para OFF e vice versa; Baixa potência requerida para comutá la ( ON OFF ) CARACTERÍSTICAS DESEJADAS DE UMA CHAVE CONTROLADA Em um projeto real deve ser levado em consideração a dissipação de potência (calor),que em um grande número de aplicações, pode danificar a chave e outros componentes do sistema. Os fatores que geram esta dissipação são os mesmos para todos os projetos, por isso o projetista deve entender quais são estes fatores e minimizá-los. É importante ressaltar que a potência perdida em uma chave semicondutora varia linearmente com a freqüência de chaveamento e com o tempo de chaveamento. Estas perdas de energia são observadas, principalmente, durante o período de transição dos estados, devido a essas transições não serem instantâneas. Também é observada grande dissipação de potência quando a chave opera no modo ON (fechada). Desta forma, as características desejadas de uma chave controladas são: Pequeno vazamento (passagem) de corrente durante o estado OFF (chave aberta); Pequena queda de tensão quando a chave estiver operando no modo ON (fechada); Curta transição entre os estados para permitir que o projeto seja usado em altas freqüências de chaveamento; Capacidade de bloquear a tensão reversa. O que minimiza a necessidade, de algumas aplicações, por conexões em série; Coeficiente de temperatura no estado ON positiva; Pequena potência necessária para o controle da chave. Isto simplifica o projeto do circuito controlador; Capacidade de opor-se a variação de tensão e corrente simultaneamente. O que elimina a necessidade por proteção externa (snubber) sobre o projeto; 2.2. CLASSIFICAÇÃO As chaves podem ser classificadas quanto ao número de portadores e quanto ao número de camadas. Esta classificação refere-se as características intrínsecas do semicondutor como descrito a seguir. 21

4 CLASSIFICAÇÃO QUANTO AO NÚMERO DE PORTADORES (a) Interruptores bipolares Os interruptores bipolares funcionam com a injeção de portadores minoritários que, por usarem efeitos de armazenamento de energia, exigem maiores intervalos de comutação. O preenchimento das junções com portadores resulta em baixas perdas e, portanto, maior capacidade de condução. As grandes camadas responsáveis por suportar maiores tensões, entretanto, impõe menor ganho de corrente. Nos interruptores com disparo controlado é necessário um fluxo de corrente no comando, associado a um pequeno ganho de corrente. Exigem uma potência de comando relativamente alta. Exemplos: transistor bipolar,tiristor e diodo. (b) Interruptores unipolares Os interruptores unipolares funcionam sob controle da condutância por tensão. Permitem maior rapidez nas comutações com menor potência de comando. Durante a comutação, como o cristal não está preenchido com portadores minoritários, o valor da queda de tensão cresce e são maiores as perdas, portanto reduzida a sua capacidade de corrente. Exemplo: MOSFET (c) Interruptores Híbridos Os interruptores híbridos procuram reunir as características dos interruptores unipolares e bipolares. Suas principais características são o controle do dispositivo com sinais de baixa potência e a baixa queda de tensão quando em condução. Exemplos : IGBT, BIMOS e TMOS thyristor CLASSIFICAÇÃO QUANTO AO NÚMERO DE CAMADAS (a) Interruptores de 3 camadas Os interruptores de 3 camadas não possuem capacidade de bloqueio. Possuem menor capacidade de sobrecarga, pois a tensão de condutância está intimamente ligada ao sinal de comando. Exemplos: transistor bipolar e MOSFET (b) Interruptores de 4 camadas Os interruptores de 4 camadas possuem boa capacidade de tensão reversa. Como o comando e a queda de tensão reversa são quase independentes, possuem também capacidade superior de sobrecarga. Exemplos: tiristores ( SCR, UJT, TRIAC, GTO, etc.. ) 22

5 2.3. DIODO DE POTÊNCIA Um diodo semicondutor é uma estrutura P-N que permite a passagem de corrente em um único sentido. A Fig. 2.2(a) mostra, simplificadamente, a estrutura interna de um diodo. Aplicando-se uma tensão entre as regiões P e N, a diferença de potencial aparecerá na região de transição, uma vez que a resistência desta parte do semicondutor é muito maior que a do restante do componente (devido à concentração de portadores). Quando se polariza reversamente um diodo, ou seja, se aplica uma tensão negativa no anodo (região P) e positiva no catodo (região N), mais portadores positivos (lacunas) migram para o lado N, e vice-versa, de modo que a largura da região de transição (junction) aumenta, elevando a barreira de potencial REPRESENTAÇÃO A + V - F K I F (a) Representação (b) Simbologia (c) Modelo aproximado Fig Representação gráfica e matemática CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS O Diodo semicondutor "ideal" é um elemento de condução unidirecional, pois para tensões diretas (v F > 0), apresenta resistência nula, operando como uma chave fechada, e para tensões reversas (v F < 0), ele apresenta resistência infinita, operando como uma chave aberta. Desta forma, o Diodo ideal, quando polarizado diretamente, não apresenta nenhuma perda de energia e quando polarizado reversamente é capaz de bloquear uma tensão infinita. A característica tensão-corrente de um Diodo ideal está representada na Fig A característica estática de um Diodo real, representada Fig. 2.4, difere um pouco das condições ideais. Esta característica é fornecida pelo fabricante do Diodo. Em condução ele é representado por uma força eletro-motriz V(TO) associada em série com uma resistência r F. A equivalência está representada na Fig. 2.2(c). A tensão reversa máxima que o Diodo pode bloquear é limitada. Na Fig. 2.4, essa tensão está representada por V(BR). Tensões superiores a esse valor são destrutivas para o componente, 23

6 porque ele entra em condução, mantendo a tensão elevada e conseqüentemente gerando grande quantidade de calor na junção. Constata-se também que quando polarizado reversamente, mesmo sem atingir a tensão de ruptura, circula no Diodo uma corrente de baixo valor. Existe ainda um grande número de aplicações em que o emprego de um Diodo rápido (fast-diode) é de grande interesse ou até mesmo indispensável. Fig Características ideias Fig Características reais CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO As características de comutação de um semicondutor compreendem os tempos que este dispõe para a mudança de um estado desligado para um estado ligado (turn-on) ou de um estado ligado para desligado (turn-off). Estas características podem ser observadas na Fig. 2.5, onde: Região direta: onde uma tensão está polarizando diretamente o diodo é aplicada (forward voltage). Região reversa: onde uma tensão está polarizando inversamente o diodo é aplicada (reverse voltage). Fig Comportamento da tensão e corrente na comutação. 24

7 2.4. DIODO SCHOTTKY Quando é feita uma junção entre um terminal metálico e um material semicondutor, o contato tem, tipicamente, um comportamento ôhmico, ou seja, a resistência do contato governa o fluxo da corrente. Quando este contato é feito entre um metal e uma região semicondutora com densidade de dopante relativamente baixa, o efeito dominante deixa de ser o resistivo, passando a haver também um efeito retificador. Um diodo Schottky é formado colocando-se um filme metálico em contato direto com um semicondutor, como indicado na Fig O metal é usualmente depositado sobre um material tipo N, por causa da maior mobilidade dos portadores neste tipo de material. A parte metálica será o anodo e o semicondutor, o catodo. Numa deposição de Al (3 elétrons na última camada), os elétrons do semicondutor tipo N migrarão para o metal, criando uma região de transição na junção. Note-se que apenas elétrons (portadores majoritários em ambos materiais) estão em trânsito. O seu chaveamento é muito mais rápido do que o dos diodos bipolares, uma vez que não existe carga espacial armazenada no material tipo N, sendo necessário apenas refazer a barreira de potencial (tipicamente de 0,3V). A região N+ tem uma dopagem relativamente alta, a fim de reduzir as perdas de condução, com isso, a máxima tensão suportável por estes diodos é de cerca de 100V. A aplicação deste tipo de diodos ocorre principalmente em fontes de baixa tensão, nas quais as quedas sobre os retificadores são significativas. Na figura 1.4.(b) tem-se uma forma de onda típica no desligamento do componente. Note que, diferentemente dos diodos convencionais, assim que a corrente se inverte a tensão começa a crescer, indicando a não existência dos portadores minoritários no dispositivo. (a) Estrutura de diodo Schottky Fig Descrição do diodo Schottky (b) Forma de onda típica no desligamento 25

8 2.5. TIRISTOR Tiristor é um nome genérico de componentes e semicondutores de 4 camadas, alguns destes relacionados na Tab Entre estes componentes existe o SCR (Silicon Controlled Rectifier), que, por ser mais popular, é chamado de "tiristor". Tab Tipos de Tiristores Denominação JEDEC Denominação popular Reverse Blocking Diode Thyristor Silicon Unilateral Switch SUS Reverse Blocking Triode Thyristor Silicon Controlled Rectifier SCR Reverse Conducting Diode Thyristor Reverse Conducting Triode Thyristor Bidirectional Diode Thyristor Diac, Silicon Bilateral Switch SBS Bidirectional Triode Thyristor Triac Turn-Off Thyristor Gate Turn Off Switch - GTO JEDEC é abreviadura de Joint Electron Device Engineering Councils, co-patrocinada pela Electronic Industries Association EIA e pela National Electrical Manufacturers Association NEMA. Pela sua maior popularidade não se faz distinção entre o termo SCR ou tiristor. A análise do SCR é essencialmente a mesma para qualquer quadrante de operação do Triac porque um Triac pode ser considerado como dois SCRs ligados em anti-paralelo. SCR permite a passagem de corrente quando polarizado diretamente e após aplicada corrente na porta. Para a interrupção da corrente pelo SCR é necessário que este esteja submetido a uma tensão reversa e que a corrente que passa pelo mesmo diminua, tornando-se nula (ou quase) ou negativa. Neste texto também se faz referência ao tiristor dual; assim, para melhor dissociação de nomenclatura, chama-se o tiristor também de tiristor normal REPRESENTAÇÃO Fig. 2.7(a) mostra o símbolo esquemático do SCR, a Fig. 2.7(b) representa simbolicamente a estrutura do SCR. O modelo de dois transistores mostrado na Fig. 2.7(c) apresenta a interconexão entre os dois transistores. Nesta, a corrente em injetada na porta (gate) em um transistor causa uma realimentação que mantém os transistores conduzindo mesmo com a retirada da corrente da porta. m V AK (tensão Anodo-Catodo) positiva e com a aplicação de um pulso de corrente na base do Transistor T2, este conduz polarizando diretamente T1, que reforçará a corrente de base de T2, mantendo-o em condução. Devido a esta característica de regeneração de corrente, o Tiristor não precisa de corrente de gatilho durante o estado condutivo. Entretanto, como dito antes, no momento em que se encerrar o pulso de corrente de gatilho (IG), a corrente de anodo-catodo (IAK) do Tiristor deve ter alcançado um valor mínimo I L (corrente de retenção ou latching current) sob pena do dispositivo não conseguir se manter em condução. 26

9 (a) Símbolo esquemático (b) Estrutura P-N-P-N (c) Modelo dois transistores Fig Representações do SCR PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO As condições de bloqueio (tensão catodo-anodo) do SCR são semelhantes aos do diodo. Na aplicação de máxima tensão reversa menor que a tensão de ruptura (breakdown voltage) uma pequena corrente flui. Para tensão crítica reversa, uma súbita e elevada corrente podemdestruir o componente. Na condição de tensão anodo-catodo positiva, a corrente do anodo depende da corrente da porta (gate); com a corrente da porta nula, a corrente que flui é relativamente pequena até a tensão de disparo (breakover voltage). No disparo do SCR, tem-se uma baixa impedância com queda de tensão em torno de 1,5 V. Aumentando a corrente da porta reduz-se a tensão de disparo até zero. A amplitude da corrente da porta é a menor possível, somente a requerida para o disparo (triggering). Uma vez disparado, a porta perde o controle do SCR. A remoção da corrente da porta não influência na corrente do anodo, contando que esta corrente esteja acima de um valor mínimo (latching current). Para que o SCR volte a bloquear, é necessário que a corrente do anodo se reduza a um nível mínimo (holding current). Geralmente esta corrente pode ser zero CARACTERÍSTICA ESTÁTICA A Fig. 2.8 mostra as características de um tiristor para vários valores de corrente da porta. Sendo: Vrb - Tensão reversa de bloqueio ou tensão de ruptura (Reverse breakdown voltage) Vbo - Tensão direta de disparo (Forward breakover voltage) Igt - corrente da porta (gate current) 27

10 Fig Características estáticas do SCR CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO (a) DISPARO (Turn - on) Quando a corrente da porta é acionada, o SCR não comuta instantaneamente. Para um curto período de tempo, o SCR continua a bloquear a tensão aplicada ao anodo. É necessário um tempo mínimo até ser estabelecida a corrente da porta, a partir da qual, a corrente do anodo passa a crescer (delay time). O intervalo de 10 a 90% da corrente de anodo estabelecida é chamado de tempo de subida (rise time). No tempo de subida, o componente é mais solicitado, pois, ao mesmo tempo suporta uma corrente crescente e a manutenção da tensão. Uma dissipação excessiva queimará o componente. Por isso, ao se ligar o componente, é necessário limitar o di/dt, o que é feito inserindo-se um indutor no circuito do anodo do SCR. A Fig. 2.9 mostra graficamente a entrada em condução do SCR, onde: td - tempo de atraso (delay time) tr - tempo de subida (rise time) ton - tempo de entrada em condução (turn on time) (b) BLOQUEIO (Turn - off ) No instante de bloqueio, o SCR exibe uma tensão reversa e uma corrente decrescente (sweep out). Esta súbita interrupção cria uma tensão indutiva. Por isso é apropriado instalar uma resistência e uma capacitância (snubber). A razão dv/dt deve ser limitada para evitar um falso disparo (trigger). Tipicamente em torno de 100 v/µ seg. 28

11 Fig Forma de onda do SCR sendo ligado a uma carga resistiva O tempo de recuperação (gate recovery time) depende de vários fatores. Os mais importantes são a temperatura de junção e a taxa de reaplicação de tensão. A Fig mostra a evolução da corrente e tensão num SCR ligado a uma carga resistiva, onde: tgr - tempo de recuperação da porta (gate recovery time) trr - tempo reverso de recuperação (reverse recovery time) toff - tempo de bloqueio (turn off time) Fig Forma de onda do SCR sendo desligado de uma carga resistiva. 29

12 TÉCNICAS DE DISPARO Normalmente o fabricante fornece além de I L (corrente de retenção), outros dados muito importantes para um disparo seguro do Tiristor que são : IGT - Corrente mínima de disparo pelo gatilho; TP - Tempo mínimo de injeção de corrente de gatilho. A injeção de corrente de gatilho pode ser feita de 3 maneiras básicas : (a) disparo por injeção de corrente de gatilho, disparo por luz ou laser e disparo por V AK. Disparo por injeção de corrente de gatilho: - Pulso único - Este método pode ser visto na Fig. 2.11(a). Ele se utiliza da característica de regeneração do SCR. É o método mais simples, mas entretanto, é desaconselhável para operações com correntes I AK variáveis, já que se I AK assumir um valor inferior a corrente de manutenção I H, ele irá cortar, sendo ou não o momento adequado. - Pulso largo - Neste método adiciona-se ao pulso único anterior, uma corrente de valor igual a I GT, que deve durar enquanto for desejado que o Tiristor permaneça em condução, como pode ser visto na Fig. 2.11(b). - Trem de pulsos - Este método é mostrado na Fig. 2.11(c). A freqüência dos pulsos é da ordem de 10 khz e a razão cíclica deve ser de 0,25. Esse método é indicado para operação com cargas variáveis e requer menor potência do circuito de comando que o pulso largo. (a) Pulso único Pulso único (b) Pulso largo Fig Técnicas de disparo de tiristores (c) Trem de pulsos b) Disparo por luz ou laser : Método utilizado nos LASCR (Light Activated SCR). c) Disparo por V AK : Este método utiliza a característica de que o SCR tem uma tensão direta máxima bloqueavel que se for superada o colocará em condução. Este método de disparo pode levar o dispositivo a um envelhecimento precoce ou até mesmo a sua destruição. 30

13 CIRCUITO DE AJUDA A COMUTAÇÃO Todo Tiristor possui um valor máximo de dvak/dt que se for alcançado fará o mesmo disparar. Para evitar um falso disparo utiliza-se normalmente um circuito RDC série / paralelo (Snubbing circuit) em paralelo ao Tiristor como mostra a Fig Fig Circuito Snubber limitador de dv AK /dt. O capacitor colocado em paralelo ao Tiristor limita dv AK /dt durante o bloqueio do Tiristor. O capacitor se carrega através do diodo D durante o bloqueio do Tiristor e se descarrega através do resistor R durante a entrada em condução do Tiristor. O resistor serve para limitar a corrente de descarga do capacitor sobre o Tiristor. A potência do resistor R está ligada a freqüência de comutação do Tiristor, como mostra a equação 21.1). P R = 1 CV 2 2 C f Eq. 2.1 C = Capacitor Snubber V C = Tensão do capacitor Snubber f = Freqüência de comutação do Tiristor. Durante a entrada em condução do Tiristor é importante que a razão de crescimento da corrente de anodo-catodo (di AK /dt) seja mantida em níveis toleráveis pelo dispositivo. Isto se deve ao fato que o Tiristor começa a conduzir pela região mais próxima do gatilho e a expansão da área em condução é limitada com o tempo, como mostra a Fig Desta forma di AK /dt deve também ser limitado sob pena de queima do dispositivo por excesso de corrente na região próxima ao gatilho. Este fenômeno é conhecido como hot spot (ponto quente). G G G Fig Expansão da área de condução próxima ao gatilho. 31

14 A limitação de di AK /dt é feita normalmente com o uso de um indutor em série ao Tiristor conforme mostrado na. O diodo e o resistor servem para descarregar a energia armazenada no indutor evitando o aparecimento de sobretensões no Tiristor. Fig Proteção do SCR contra di/dt TRANSÍSTOR BIPOLAR DE POTÊNCIA O Transístor bipolar de potência é um dispositivo de três camadas unidirecional em tensão e corrente. Suas representações em camadas e elétrica estão indicadas na Fig REPRESENTAÇÃO A operação normal de um transistor é feita com a junção J1 (B-E) diretamente polarizada, e com J2 (B-C) reversamente polarizada. No caso NPN, os elétrons são atraídos do emissor pelo potencial positivo da base. Esta camada central é suficientemente fina para que a maior parte dos portadores tenha energia cinética suficiente para atravessá-la, chegando à região de transição de J2, sendo, então, atraídos pelo potencial positivo do coletor. O controle de Vbe determina a corrente de base, Ib, que, por sua vez, se relaciona com Ic pelo ganho de corrente do dispositivo. Na realidade, a estrutura interna dos TBPs é diferente. Para suportar tensões elevadas, existe uma camada intermediária do coletor, com baixa dopagem, a qual define a tensão de bloqueio do componente. A Fig mostra uma estrutura típica de um transistor bipolar de potência. As bordas arredondadas da região de emissor permitem uma homogeneização do campo elétrico, necessária à manutenção de ligeiras polarizações reversas entre base e emissor. O TBP não sustenta tensão no sentido oposto porque a alta dopagem do emissor provoca a ruptura de J1 em baixas tensões (5 a 20V). O uso preferencial de TBP tipo NPN se deve às menores perdas em relação aos PNP, o que ocorre por causa da maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas, reduzindo, principalmente, os tempos de comutação do componente. 32

15 Fig Representação em camadas e simbologia do transistor Por razões tecnológicas, em altas tensões apenas os do tipo NPN são produzidos. Para trabalhar como interruptor em um conversor estático, o Transístor bipolar deve operar na região de corte (circuito aberto) ou na região de saturação (curto-circuito), minimizando, desta forma, a dissipação de potência no mesmo. Além disso, é de vital importância o comportamento da transição do estado bloqueado para o estado saturado ou vice-versa, sendo caracterizado nestes casos pelos tempos de comutação. Quanto menores forem os tempos de comutação, melhor será o Transístor em Eletrônica de Potência. O Transístor apresenta como vantagens em relação ao Tiristor sua capacidade de bloqueio comandado e menores tempos de entrada em condução e de bloqueio que permitem operar em freqüências maiores. Como desvantagens ele necessita durante a condução da corrente principal (IC), uma corrente de comando (IB) da ordem de 5 a 20% de IC, necessitando com isso uma maior potência no circuito de drive, e apresenta menor capacidade de suportar sobrecargas. Os máximos níveis de tensões bloqueáveis de um Transístor bipolar está limitado em aproximadamente 1000 V, enquanto sua corrente direta máxima é da ordem de 400 A FUNCIONAMENTO A operação normal de um transistor é feita com a junção J1 (B-E) diretamente polarizada, e com J2 (B-C) reversamente polarizada. No caso NPN, os elétrons são atraídos do emissor pelo potencial positivo da base. Esta camada central é suficientemente fina para que a maior parte dos portadores tenha energia cinética suficiente para atravessá-la, chegando à região de transição de J2, sendo, então, atraídos pelo potencial positivo do coletor. O controle de Vbe determina a corrente de base, Ib, que, por sua vez, se relaciona com Ic pelo ganho de corrente do dispositivo. 33

16 Fig Funcionamento do transistor CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO Como já pode-se constatar pelo que foi exposto o TBP é controlado por corrente e para que tenha menores tempos de chaveamento deve-se projetar um circuito de controle adequado para que o forneça uma corrente de base adequada Fig A corrente de base típica, quando opera como interruptor de potência, é em torno de 10% a 15% da corrente de coletor. A corrente de base reversa, aplicada para permitir um bloqueio rápido, também é elevada. Estas características tornam o circuito de comando complexo e caro. (a) Característica da corrente de base Fig Disparo do transistor de potência (b) Circuito de gate simplificado As transições devem ser rápidas, para reduzir os tempo de atraso. Um valor elevado Ib1 permite uma redução de tri (tempo de subida). Quando em condução, Ib2 deve ter tal valor que faça o TBP operar na região de quase-saturação. No desligamento, deve-se prover uma corrente negativa, acelerando assim a retirada dos portadores armazenados. O arranjo de diodos para evitar a saturação mostrado na Fig. 2.17(b) a tensão mínima na junção B-C é zero. Excesso na corrente Ib é desviado por D3. D3 permite a circulação de corrente negativa na base. A maior vantagem que o Transístor bipolar apresenta em relação a outros interruptores são as suas baixas perdas em condução e uma maior capacidade de conduzir correntes elevadas, devido a sua baixa tensão de condução direta VCE(ON) que pode ser considerada como uma bateria durante a condução, permitindo a utilização deste interruptor em médias potências ( 15kW). Como desvantagem, o Transístor bipolar apresenta um elevado tempo de estocagem, que é o maior tempo na comutação do interruptor, limitando a freqüência de operação em aproximadamente 20 khz. 34

17 Vale ainda ressaltar que devido ao comando de base ser por corrente (maior complexidade no circuito de drive), seu baixo ganho (maior potência no circuito de drive) e os seus tempos de comutação que aumentam com a temperatura, o Transístor bipolar está caindo em desuso, principalmente nos projetos de pesquisas atuais e em equipamentos industriais que utilizam uma tecnologia ótima ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA (AOS) : A AOS representa a região do plano Vce x Ic dentro da qual o TBP pode operar sem se danificar. A Fig mostra uma forma típica de AOS. À medida que a corrente se apresenta em pulsos (não-repetitivos) a área se expande. A: Máxima corrente contínua de coletor B: Máxima potência dissipável (relacionada à temperatura na junção) C: Limite de segunda ruptura D: Máxima tensão Vce Para pulsos repetitivos deve-se analisar o comportamento térmico do componente para se saber se é possível utilizá-lo numa dada aplicação, uma vez que a AOS, por ser definida para um único pulso, é uma restrição mais branda. Esta análise térmica é feita com base no ciclo de trabalho a que o dispositivo está sujeito, aos valores de tensão e corrente e à impedância térmica do transistor, a qual é fornecida pelo fabricante. Fig Forma típica da Área de operação Segura - AOS CONEXÃO DARLINGTON A característica do dispositivo com coeficiente positivo de temperatura (IC cresce com o aumento de temperatura) provoca uma grande dificuldade de conectar Transístores bipolares em paralelo. Entretanto, a limitação de baixo ganho de corrente (IC/IB) pode ser razoavelmente superada pela associação de Transístores bipolares na configuração Darlington como mostra a Fig

18 Fig Associação de transistores numa conexão Darlington As conexões Darlington que apresentam como principais características: Maior ganho de corrente ; T2 não satura, pois sua junção B-C está sempre reversamente polarizada ; Tanto o disparo quanto o desligamento são seqüenciais. No disparo, T1 liga primeiro, fornecendo corrente de base para T2. No desligamento, T1 deve comutar antes, interrompendo a corrente de base de T2. Os tempos totais dependem, assim, de ambos transistores, elevando, em princípio, as perdas de chaveamento. Embora seja um dispositivo tecnologicamente ultrapassado, os TBP representaram um importante passo no desenvolvimento de componentes de média potência, atingindo tensões de bloqueio da ordem de 1000V, conduzindo correntes de 500A. Que são suficientes para uma série de conversores para condicionamento de energia elétrica. O desenvolvimento posterior dos MOSFET e dos IGBT ocupou o espaço de aplicação dos TBP MOSFET Enquanto o TBP foi inventado no final dos anos 40, já em 1925 fora registrada uma patente (concedida em 1930 a Julius Edgard Lilienfeld) que se referia a um método e um dispositivo para controlar o fluxo de uma corrente elétrica entre dois terminais de um sólido condutor. Tal patente, que pode ser considerada a precursora dos Transistores de Efeito de Campo, no entanto, não redundou em um componente prático, uma vez que não havia, então, tecnologia que permitisse a construção dos dispositivos. Isto se modificou nos anos 60, quando surgiram os primeiros FETs, mas ainda com limitações importantes em termos de características de chaveamento. Nos anos 80, com a tecnologia MOS, foi possível construir dispositivos capazes de comutar valores significativos de corrente e tensão, em velocidade superior ao que se obtinha com os TBP. Atualmente, não existem transistores MOSFET para aplicações em potências muito elevadas. Os componentes disponíveis têm características típicas na faixa de: 1000V/20A ou 100V/200A. Sua principal vantagem é a facilidade de acionamento, feita em tensão, e a elevada velocidade de chaveamento, tornando-o indicado para as aplicações de freqüência elevada (centenas de khz). 36

19 REPRESENTAÇÃO O semicondutor Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (MOSFET), constitui-se de pota (gate), substrato (substrate), fonte (source) e dreno, conforme mostra a Fig. 2.20(a), sendo a porta isolada do canal. Sua representação simbólica é mostrada na Fig. 2.20(b) (a) Representação dos canais (b) Simbologia do Mosfet Fig Representação em camadas e simbologia do Mosfet CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS O MOSFET conduzindo é caracterizado pelos seguintes parâmetros: Rds(on) - resistência dreno fonte com o MOSFET conduzindo; Id - máxima corrente contínua que o componente pode conduzir; Vgs - máxima tensão entre porta e fonte que pode ser aplicada; Vgs(th) - tensão da porta suficiente para iniciar a condução ( 4,0V); Vds(on) - tensão dreno fonte com o MOSFET conduzindo:vds ( on) = Rds( on) Id ; V(br)ds - tensão de avalanche entre dreno e fonte. Fig Característica estática do Mosfet PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO A Fig. 2.20(a) mostra um MOSFET de canal n, uma barra condutora de material n, com uma região p à direita e a porta isolada à esquerda. Os elétrons livres podem fluir da fonte para o dreno, 37

20 através do material n. A região p é chamada substrato; ele reduz fisicamente o percurso condutor, formando um canal estreito ou mesmo bloqueando. É depositada uma camada fina de óxido de silício do lado esquerdo do canal. Dióxido de silício é o mesmo que vidro, que é um material isolante. Num MOSFET a porta é metálica. Pelo fato da porta ser isolado, o MOSFET adquire uma das suas maiores qualidades, ou seja, a corrente que flui pela porta é desprezível. O MOSFET de potência é um semicondutor que, comporta-se como um resistor entre Drain (dreno) e Source (fonte) depende da camada do substrato N (base). Para suportar elevadas tensões entre dreno e fonte, a espessura da camada do substrato N é incrementada, porém, em decorrência incrementa-se a resistência de condução dreno-fonte, limitando a capacidade de corrente pelo aumento das perdas de condução. Este é o principal motivo pelo qual o MOSFET não é adequado para tensões acima de 1000 V. A capacidade de corrente destes interruptores é menor do que dos transistores bipolares devido à resistência de condução que aumenta com o aumento da capacidade de tensão que podem suportar e aumenta com a elevação da temperatura da junção Uma pequena corrente de gate é necessária apenas para carregar e descarregar as capacitâncias de entrada do transistor, o que diminui consideravelmente a complexidade do circuito de comando que reduz seu custo. Estes transistores, em geral, são de canal N por apresentarem menores perdas e maior velocidade de comutação, devido à maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas. A máxima tensão Vds é determinada pela ruptura do diodo reverso. Os MOSFET não apresentam segunda ruptura uma vez que a resistência do canal aumenta com o crescimento de Id. Este fato facilita a associação em paralelo destes componentes. A tensão Vgs é limitada a algumas dezenas de volts, por causa da capacidade de isolação da camada de SiO2. No MOSFET não são observados retardos, que são resultado do tempo de estocagem ou recombinação de portadores minoritários de carga durante o bloqueio. Em relação ao TBP, apresenta menores tempos de comutação. Esta característica é particularmente importante em operação de circuitos de alta freqüência, onde as perdas por comutação são predominantes. E, ainda, a impedância de entrada do MOSFET é elevada, motivo pelo qual a corrente de gate é pequena em freqüências de operação típicas (centenas de quilohertz). O TBP tem coeficiente de temperatura positivo de tensão dreno-fonte (VCEsat) em estado de condução, o que favorece a equalização de correntes quando for efetuado o paralelismo. (a) MODO DEPLEÇÃO A Fig. 2.22(a) mostra um MOSFET com porta negativa. A alimentação VDD força os elétrons livres a passarem da fonte para o dreno. Estes elétrons fluem através do canal estreito à esquerda do substrato p. Quanto mais negativa a tensão da porta, menor a corrente do dreno. Quando a tensão da porta é suficientemente negativa, a corrente do dreno é cortada. Pelo fato da ação, com a porta 38

21 negativa, dos elétrons livres depender da depleção do canal, a operação da porta negativa chama-se modo de depleção. (b) MODO INTENSIFICAÇÃO Como a porta de um MOSFET é isolada do canal, pode-se aplicar uma tensão positiva na porta, como mostra a Fig. 2.22(b). A tensão positiva da porta aumenta o número de elétrons livres que fluem através do canal. Quanto mais positiva for a tensão da porta, maior será a condução entre fonte e dreno. O funcionamento do MOSFET com tensão positiva na porta depende da intensificação da condutividade do canal. Por esta razão, a operação com porta positivo é chamada modo de intensificação. (a) Modo Depleção (b) Modo Itensificação Fig Modos de funcionamneto de um Mosfet CARACTERÍSTICAS DE COMUTAÇÃO (a) Carga Resistiva Com uma carga indutiva, a corrente de carga pode ser considerada constante durante a comutação. As formas de onda correspondentes estão representadas na Fig Fig Características on-off do Mosfet 39

22 (b) Características de chaveamento carga indutiva : Entrada em condução: ou ligação Ao ser aplicada a tensão de acionamento (Vgg) Fig. 2.24, a capacitância de entrada começa a se carregar, com a corrente limitada por Rg. Quando se atinge a tensão limiar de condução (Vth), após td, começa a crescer a corrente de dreno. Enquanto Id<Io, Df se mantém em condução e Vds=Vdd. Quando Id=Io, Df desliga e Vds cai. Durante a redução de Vds ocorre um aparente aumento da capacitância de entrada (Ciss) do transistor (efeito Miller), fazendo com que a variação de Vgs se torne muito mais lenta (em virtude do "aumento" da capacitância). Isto se mantém até que Vds caia, quando, então, a tensão Vgs volta a aumentar, até atingir Vgg. Bloqueio ou Desligamento O processo de desligamento é semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa. O uso de uma tensão Vgg negativa apressa o desligamento, pois acelera a descarga da capacitância de entrada. Como o MOSFET não apresentam cargas estocadas, não existe o tempo de armazenamento, por isso são muito mais rápidos que os TBP. Pelo exposto é fácil concluir que o MOSFET, diferente do TBP, é controlado por uma tensão aplicada entre o gate e o emissor (source). (b) Curvas características Fig Chaveamento de carga indutica (b) Circuito equivalente As características dinâmicas de um MOSFET são representadas pelas capacitâncias intrínsecas entre os terminais do dispositivo. A Fig indica estas capacitâncias. Onde : Ciss = Cgd + Cgs - Capacitância de entrada (disparo); Coss = Cgd + Cds - Capacitância de saída (bloqueio); Crss = Cgd - Capacitância de transferência. 40

23 Os valores das capacitâncias são fornecidos pelos fabricantes e variam com a tensão V DS, mas não com a temperatura. Desse modo pode-se afirmar que os tempos de comutação são pouco afetados pela temperatura. Ciss é um parâmetro muito importante no comando e nos tempos de comutação: esse capacitor deve ser carregado e descarregado pelo circuito de comando de gate e os tempos de comutação dependem desses tempos de carga e descarga. Uma característica importante do MOSFET é a ausência do tempo de estocagem, que é o maior tempo na comutação de um Transístor bipolar. Fig Capacitâncias entre os terminais de um MOSFET CIRCUITO DE COMANDO DE GATE MOSFET : Os circuitos de comando de gate dos MOSFET's distinguem-se dos circuitos de comando de base dos Transístores bipolares pelas seguintes razões : a) A corrente de gate é praticamente nula, devido a uma camada de óxido de silício, isolante, entre gate e source. b) Não há necessidade de polarização reversa de base ou extração de corrente de base. c) Os tempos de comutação dependem praticamente somente da velocidade com que os capacitores de gate são carregados ou descarregados. Normalmente Cgs >> Cgd e Ciss = Cgs. Um exemplo de circuito de comando de gate está representado na Fig Quando T1 é fechado, é lançada uma corrente de gate, cujo valor depende de R1. D1 limita a tensão V GS. O MOSFET entra em condução. Quando T1 é aberto, Vs inverte de polaridade e D1 entra em condução no sentido SG. A energia acumulada na indutância de magnetização do transformador é dissipada no diodo zener D2. Outros circuitos isolados por trafo mais sofisticados podem ser empregados. 41

24 Fig Exemplo de circuito de gatilho do MOSFET ÁREA DE OPERAÇÃO SEGURA (AOS): A AOS do MOSFET é excelente, podendo suportar uma aplicação simultânea de elevadas correntes e tensões de curta duração. A Fig mostra a AOS dos MOSFET. Para tensões elevadas ela é mais ampla que para um TBP equivalente, uma vez que não existe o fenômeno de segunda ruptura. Para baixas tensões, entretanto, tem-se a limitação da resistência de condução. Fig Área de Operação Segura AOS do MOSFET (e) VANTAGENS DOS MOSFET's O MOSFET de Potência apresenta uma série de vantagens em relação ao transistor bipolar. Devido a sua elevada velocidade de chaveamento, é possível operá-lo com freqüências bastante elevadas. Esta velocidade depende da rapidez com que as capacitâncias intrínsecas dos MOSFET's podem ser carregadas e descarregadas, e para isto circuitos de gatilho com baixa impedância são requeridos. Estas capacitâncias praticamente não variam com a temperatura. Desta forma, com o aumento da temperatura as perdas dinâmicas dos MOSFET's permanecem baixas, enquanto que nos bipolares as perdas no chaveamento aumentam com o aumento da temperatura da junção. Outra vantagem dos MOSFET's é devido a porta ser eletricamente isolado da fonte que, como já foi visto, simplifica de sobremaneira o circuito de comando, além do que não existe a necessidade de 42

25 polarização reversa de base ou extração de corrente de base. Os MOSFET's não apresentam o fenômeno da segunda avalanche (como ocorre nos transistores bipolares) e, com isto, eleva sua capacidade de corrente a alta tensão (Vds), tendo somente como limitações a potência máxima, a corrente máxima (Id) e a tensão máxima (Vds). Os MOSFET's tem uma fina camada de dióxido de silício; esta camada é mantida a mais fina possível para dar a porta maior controle sobre a corrente do dreno. Pelo fato da camada isolante ser tão fina, ela é facilmente destruída pôr uma tensão Vgs acima da especificada. Além de aplicar diretamente uma Vgs excessiva, pode-se destruir a fina película isolante de formas mais sutis, como retirar ou inserir MOSFET com o circuito energizado (provocando transientes) ou depositar carga estática neste, com o simples manuseio do componente. Alguns MOSFET's são protegidos por diodos zener embutidos em paralelo com a porta e a fonte. A tensão zener é menor que a especificada Vgs(max.). Portanto o diodo zener arrebenta, antes de qualquer dano ocorrer a fina camada isolante. A desvantagem desta ligação é que reduz a alta resistência de entrada dos MOSFET's. Apesar disso, a troca é válida na maioria das aplicações, pois os MOSFET's são facilmente destruídos sem a proteção zener IGBT O IGBT ( Insulated Gate Bipolar Transístor ) é um dispositivo híbrido proveniente da tentativa de se obter, ao mesmo tempo, as características desejáveis dos interruptores bipolares e dos unipolares. Suas principais características são o controle com baixo nível de potência e o baixo valor de queda de tensão direta durante a condução. O símbolo do IGBT está representado na Fig Fig Representação simbólica de IGBT Onde : G - gate C - coletor E - emissor O IGBT, do ponto de vista do comando, tem características de um MOSFET, ou seja, necessita de baixa potência para ser comandado. Já do ponto de vista da saída, tem características de um Transístor Bipolar, pois, em condução, pode ser modelizado por uma fonte de tensão. Baseado no modelo do IGBT mostrado na Fig. 2.29, pode-se entender o seu funcionamento. Com a entrada em condução do transístor MOSFET (M 1 ), o Transístor Bipolar PNP (T 1 ) entra em condução, o mesmo acontecendo com o transístor bipolar NPN (T 2 ). Com o bloqueio de M 1, T 1 e T 2 bloqueiam. 43

26 Fig Modelo do IGBT Quanto à velocidade de comutação pode-se dizer que, no disparo, o IGBT tem uma rapidez de comutação comparável ao MOSFET. Entretanto, o tempo de abertura do IGBT é da mesma ordem de um transístor bipolar, provocando altas perdas de comutação durante a abertura. O IGBT conduzindo é caracterizado pelos seguintes parâmetros: a) I C - máxima corrente contínua que o componente pode conduzir; b) I CM - máxima corrente pulsada de coletor que o IGBT pode conduzir; c) V GE - máxima tensão entre gate e emissor que pode ser aplicada (positiva ou negativa); d) V GE(TH) - mínima tensão gate-emissor suficiente para iniciar a condução ( 4 V); e) V CE(SAT) - tensão coletor-emissor com o IGBT conduzindo ( 2,5 V). Bloqueado, o IGBT é caracterizado pela tensão de avalanche entre coletor e emissor, V (BR)CE. Assim como o MOSFET, o IGBT também possui uma série de capacitâncias que são dados de catálogo e que são assim definidas: Cies - capacitância de entrada Coes - capacitância de saída Cres - capacitância de transferência reversa Para que o IGBT comece a conduzir, é necessário que a capacitância de entrada esteja carregada com uma tensão maior que V GE(TH). Isto implica em um tempo de atraso entre o instante que o componente é comandado a conduzir e o momento que isto acontece. E devido à capacitância entre gate e emissor, também há um atraso na resposta quando o IGBT é comandado a abrir GATE TURN-OFF-THYRISTOR (GTO) : O GTO ( Gate Turn-Off Thyristor ) é um tiristor com bloqueio comandado pelo gatilho. Este dispositivo só recentemente ficou disponível no mercado, e permitiu a substituição do tiristor convencional e de seu circuito de comutação forçada por um único interruptor. É destinado a operar basicamente em níveis de tensão e corrente inacessíveis a transistores bipolares, MOSFET s e IGBT s. Como desvantagem, podemos citar a necessidade de um complexo circuito de comando. 44

27 O GTO, embora tenha sido criado no início da década de 60, por problemas de fraco desempenho foi pouco utilizado. Com o avanço da tecnologia de construção de dispositivos semicondutores, novas soluções foram encontradas para aprimorar tais componentes, que hoje ocupam significativa faixa de aplicação, especialmente naquelas de elevada potência, uma vez que estão disponíveis dispositivos para 5000V, 4000A REPRESENTAÇÃO E FUNCIONAMENTO O GTO possui uma estrutura de 4 camadas, típica dos componentes da família dos tiristores. Sua característica principal é sua capacidade de entrar em condução e bloquear através de comandos adequados no terminal de gate. O mecanismo de disparo é semelhante ao do SCR: supondo-o diretamente polarizado, quando a corrente de gate é injetada, circula corrente entre gate e catodo. Grande parte de tais portadores, como a camada de gate é suficientemente fina, desloca-se até a camada N adjacente, atravessando a barreira de potencial e sendo atraídos pelo potencial do anodo, dando início à corrente anódica. Se esta corrente se mantiver acima da corrente de manutenção, o dispositivo não necessita do sinal de gate para manter-se conduzindo. A Fig mostra o símbolo do GTO e uma representação simplificada dos processos de entrada e saída de condução do componente. Fig Representação simbólica do GTO e seu funcionamento A aplicação de uma polarização reversa na junção gate-catodo pode levar ao desligamento do GTO. Portadores livres (lacunas) presentes nas camadas centrais do dispositivo são atraídos pelo gate, fazendo com que seja possível o restabelecimento da barreira de potencial na junção J2. 45

28 Aparentemente seria possível tal comportamento também no SCR. As diferenças, no entanto, estão no nível da construção do componente. O funcionamento como GTO depende, por exemplo, de fatores como: - Facilidade de extração de portadores pelo terminal de gate - isto é possibilitado pelo uso de dopantes com alta mobilidade - Desaparecimento rápido de portadores nas camadas centrais - uso de dopante com baixo tempo de recombinação. Isto implica que um GTO tem uma maior queda de tensão quando em condução, comparado a um SCR de mesmas dimensões. - Suportar tensão reversa na junção porta-catodo, sem entrar em avalanche - menor dopagem na camada de catodo - Absorção de portadores de toda superfície condutora - região de gate e catodo muito interdigitada, com grande área de contato. Diferentemente do SCR, um GTO pode não ter capacidade de bloquear tensões reversas CARACTERÍSTICAS DA COMUTAÇÃO Desde que, geralmente, o GTO esteja submetido a condições de alto di/dt, é necessário que o sinal de porta também tenha rápido crescimento, tendo um valor de pico relativamente elevado. Deve ser mantido neste nível por um tempo suficiente para que a tensão V ak caia a seu valor de condução direta. É conveniente que se mantenha a corrente de gate durante todo o período de condução, especialmente se a corrente de anodo for pequena, de modo a garantir o estado "ligado". A Fig ilustra as formas de corrente recomendadas para a entrada em condução e também para o desligamento. Fig Característica da corrente turn-on e turn-off do GTO Durante o intervalo "ligado" existe uma grande quantidade de portadores nas camadas centrais do semicondutor. A comutação do GTO ocorrerá pela retirada destes portadores e, ainda, pela impossibilidade da vinda de outros das camadas ligadas ao anodo e ao catodo, de modo que a barreira de potencial da junção J2 possa se restabelecer. O grande pico reverso de corrente apressa a retirada dos portadores. A taxa de crescimento desta corrente relaciona-se com o temo de armazenamento, ou seja, o tempo decorrido entre a 46

29 aplicação do pulso negativo e o início da queda (90%) da corrente de anodo. Quanto maior for a derivada, menor o tempo. Quando a corrente drenada começa a cair, a tensão reversa na junção gate-catodo cresce rapidamente, ocorrendo um processo de avalanche. A tensão negativa de gate deve ser mantida próxima ao valor da tensão de avalanche. A potência dissipada neste processo é controlada (pela própria construção do dispositivo). Nesta situação a tensão V ak cresce e o GTO desliga. Para evitar o disparo do GTO por efeito dv/dt, uma tensão reversa de porta pode ser mantida durante o intervalo de bloqueio do dispositivo. O ganho de corrente típico, no desligamento, é baixo (de 5 a 10), o que significa que, especialmente para o GTO de alta corrente, o circuito de acionamento, por si só, envolve a manobra de elevadas correntes APLICAÇÕES DO GTO : Nas situações em que um componente único não suporte a tensão ou a corrente de uma dada aplicação, faz-se necessário associar componentes em série ou em paralelo. Nestes casos os procedimentos são similares àqueles empregados para os SCR. A tensão de estado ON do GTO ( 2-3 V) é desprezível em relação a do thyristor. A velocidade de chaveamento do GTO é da ordem de alguns microsegundo até 25µs. por isso tem grande capacidade de trabalho em altas tensões (acima de 4,5 KV) e grandes correntes (acima de alguns quiloampéres). O GTO é usado quando a chave é necessária para alta tensão e grande correntes com freqüência de chaveamento entre algumas centenas de Hertz até 10 khz PERDAS EM UM SEMICONDUTOR DE POTÊNCIA As perdas em um semicondutor de potência são divididas em 2 partes: - perdas em comutação; - perdas em condução. Para freqüências baixas (60 Hz), as perdas em comutação são sempre ignoradas. Porém, na freqüência de operação de uma fonte chaveada (50 khz) elas devem ser consideradas. As perdas em comutação em um componente dependem basicamente da freqüência de operação, dos tempos de comutação (t on e t off ) do dispositivo e da carga que está sendo controlada. Já as perdas em condução dependem da queda de tensão direta (V F ) e/ou da resistência de condução (R F ) do dispositivo em condução. As perdas em condução de alguns dispositivos semicondutores de potência são dadas a seguir. - Perdas em condução em diodos, tiristores e GTO s: 47

30 P COND = V (TO) x I md + R F x I 2 ef Eq Perdas em condução em TJB s e IGBT s: P COND = V CE(ON) x I md Eq Perdas em condução em MOSFET s: P COND = R DS(ON) x I 2 ef Eq. 2.4 Não se pode esquecer nos cálculos das perdas em MOSFET S que R DS(ON) varia com a temperatura CIRCUITOS DE PROTEÇÃO DE DISPOSITIVOS SEMICONDUTORES A operação confiável de um conversor requer a certeza de que todos os tempos e condições do circuito não excedam às especificações de potência dos dispositivos, fornecendo proteção contra sobretensões, sobrecorrentes e sobreaquecimento. Na prática, os dispositivos de potência devem ser protegidos de: Agitação térmica por dissipadores de calor; De dv/dt e di/dt por circuitos snubber ; Transientes de recuperação reversa; Transientes no lado da alimentação e da carga e condições de falta através de fusíveis. Neste momento serão estudados os circuitos snubber. Sendo as demais formas de proteção re - visitadas em momento mais oportuno Proteção nos tiristores: Proteção contra dv/dt: Um tiristor pode ser disparado inconvenientemente, se a taxa de crescimento da tensão anodo catodo (dv/dt) for elevada devido a corrente de carga nas junções capacitivas que compõem o tiristor. Este valor elevado de correntes de cargas pode danificar o tiristor e resultar em uma falha generalizada em todos os SCR do circuito. O dv/dt pode ser limitado através da conexão de um capacitor e um resistor em paralelo com tiristor ou através de um circuito ressonante RCD. Proteção contra di/dt: Um tiristor necessita de um tempo mínimo para espalhar a condução de corrente uniformemente por todas as junções. Se a taxa de crescimento da corrente de anodo for muito rápida (di/dt elevado), comparada a velocidade de espalhamento do processo de disparo, um ponto quente ( hot spot ) localizado ocorrerá, devido à elevada densidade de corrente e o dispositivo pode falhar. Como resultado da temperatura excessiva pode ocorrer a destruição completa do componente. O di/dt pode ser controlado pela colocação de um indutor de valor apropriado em série com a tiristor, de tal forma que o di/dt no sentido direto é descrito por: V L di = DRM Eq. 2.5 dt S 48

31 Onde, V DRM Máxima tensão de anodo; L S Indutância em série, incluindo qualquer indutância parasita (indutância snubber). No entanto, muitas cargas já possuem elevado efeito indutivo para limitar picos de corrente, sem a colocação de um indutor separado. Outros, porém, precisam usar o indutor para controlar a EMI (interferência eletromagnética). Sendo, nesses casos, necessário a duplicação do valor de L S. Principio de funcionamento: A estrutura clássica utilizada para proteção contra di/dt e dv/dt é mostrada na Fig C S R S L S R L SCR i L Fig Esquemático do circuito snubber. O diodo D S, conectado em paralelo com R S, curta o resistor durante a subida da tensão no anodo (quando o SCR é ligado). E a corrente no anodo do tiristor é desviada do resistor R S para o capacitor C S, que se carrega rapidamente fazendo com que a corrente volte a seguir seu caminho para a carga. De tal forma que a tensão anodo catodo torna-se: V AK V TR 0,632 V TR T t Fig Tensão anodo - catodo. O dv/dt poderá ser encontrado a partir de: 49

32 dv dt min V = 0,632 τ DRM V = 0,632 R C DRM S S Eq. 2.6 Há dois métodos para a especificação de C S e R S : Método de tempo constante e método ressonante; O segundo á o mais econômico, porém, não é tão eficiente. Método de tempo constante de controle do dv/dt: Neste método é necessário o conhecimento do máximo valor de dv/dt suportado pelo componente (fornecido pelo fabricante), para que se especifique C S e R S. Da Eq. 2.6 temos: 0,632 V τ = DRM ( dv )min dt Eq. 2.7 Onde, ( dv ) é uma especificação de projeto e deve estar abaixo do ( dv min )max dt Ainda da Eq. 2.6, é possível determinar: C e, R S τ = Eq. 2.8 R S V = DRM S Eq. 2.9 ( ITSM ITR ) fs dt Onde, I TSM Máxima corrente de pico, não repetitiva, suportada pelo SCR; I TR Corrente nominal do SCR; f S Fator de segurança (0,1<f s <0,4). A corrente no capacitor flui por um curto espaço de tempo, deste modo o aquecimento não é excessivo, quando a corrente de descarga é maior que i L e R S é limitado por di/dt. E, como o SCR não liga instantaneamente, qualquer R S maior que 1Ω levará a causar danos ao componente. assim, Considerando que a corrente de descarga pelo capacitor, no pior caso (t on =0), é: V I = R di dt DRM S V = R e DRM 2 S CS t R S C S e t R S C S 50

33 di dt max VDRM = 2 RS C S R Smin V DRM = Eq ( di dt) CS Como o diodo conduz de duas a trêz vzes a máxima corrente pelo tiristor, a cada meio ciclo; Ele deveser escolhido de tal forma que conduza rapidamente, cada vez que a tensão no anodo do tiristor se eleva. Método ressonante: Se R, L e C forem escolhidos por este método a tensão anodo-catodo será como o da Fig. V AK Fig Resposta do componente, quando o snubber é determinado pelo método ressonante t E, os componentes são especificados considerando o dv/dt através da sua freqüência. Desde que seja senoidal a forma de onda de V TR : V (t) TR = dv dt dv dt V DRM TR = max V V P P senwt w cos wt = V (w) = V P P 2πf dv dt f = Eq π Onde, dv dt max é o máximo valor, no estado desligado, do dv dt espeificadopelofabricante. De, 51

34 f 1 = 2 π L C S S C S 1 = Eq ( 2πf ) L S Considerando um overshoot de 30% escolhe-se o indutor conveniente e calcula-se R S : L R S = Eq C Proteção nos IGBT s: O problema de transientes de tensão durante o chaveamento é um importante assunto e que não pode ser ignorado, especialmente em aplicações utilizando IGBT de rápido chaveamento. Para solucionarmos este problema utilizamos circuitos snubber ou amaciadores para evitar problemas advindos de excessivos valores para dv/dt e di/dt. Quando ligada a chave há uma mudança abrupta do turn-on (t on ) para o turn-off (T off ). A energia armazenada no circuito é perdida na indutância característica do sistema e dissipada durante o chaveamento, causando um overshoot através do IGBT. A magnitude deste transiente de tensão é proporcional a soma das perdas na indutância, da variação da queda de tensão e da corrente. A situação piora para IGBT de chaveamento rápido. Os projetos de chaves, para alta corrente e pequeno tempo de duração aumentam o potencial destrutivo destes transientes. Os módulos de alta corrente normalmente consistem em vários IGBT em paralelo, cada IGBT carrega parte da corrente e da variação de corrente (di/dt), que é determinado pelo circuito de gatilho ( gate driver ). Onde, a corrente e o di/dt apresentados pelo circuito externo é a soma das correntes e di/dt s apresentados por cada IGBT. As variações de corrente produzidas poderiam alcançar correntes de alguns milhares de A/ µs, necessitando de atenção especial na proteção do dispositivo contra destruição. Acoplamento Capacitivo : Como mencionado anteriormente a magnitude do transiente da energia armazenada no circuito e perdida na indutância, devido ao chamado DC loop, representado por L s. Como medida preventiva deve ser melhorado o layout do circuito. Usando placas laminadas de cobre e escolhendo fontes com capacitância e indutância interna pequenas minimiza-se o DC loop. Estes são métodos para diminuir as perdas indutivas. 52

35 Principio de funcionamento: Com o Acoplamento Capacitivo nos terminais do IGBT, produz-se um caminho não indutivo, durante a operação de chaveamento. Eliminando, dessa forma, os rígidos transientes de tensão durante o chaveamento e ajudando a suavizar as formas de onda na saída. Devido ao temor de destruição do IGBT pela alta repentina da tensão causada pelo diodo reverso, o chaveamento é limitado por um resistor de gate R G de valor elevado. Com o Acoplamento Capacitivo o R G pode, dessa forma, ser reduzido a um pequeno valor. Desse modo permite-se que o IGBT tenha um t on mais rápido e reduz-se as perdas no chaveamento. O valor da capacitância snubber (C S ) pode ser aproximado por: C L I S o S = Eq ( Vpico Vcc ) Onde : L s Perdas na indutância característica do circuito; I o Máxima corrente de chaveamento ; V cc V pico Tensão de pico Permitida; Critério de escolha do capacitor: O critério de seleção do capacitor pode ser o da corrente limite (rms) do acoplamento. Para correntes de carga acima de 150 A e freqüências acima de alguns khz, o Acoplamento Capacitivo apresenta ótima proteção contra transientes. Em altas freqüências utiliza-se os capacitores de filme de polipropileno. As indutâncias internas são reduzidas drasticamente quando comparadas com capacitores convencionais. Limites de operação: Mesmo produzindo um menor caminho indutivo para a corrente, durante o chaveamento, ele não é o melhor remédio para o problema do layout do circuito. Pois, uma grande valor de L S resulta em uma grande corrente RMS no capacitor (C s ). Logo, acoplamentos capacitivos, conectados através dos terminais de IGBT s são construídos para serem utilizados em aplicações de baixa e média corrente. RCD Snubber : Os dois principais exemplos de snubber RCD, são mostrados na Fig Os dois circuitos reduzem transientes de tensão através da chave, no entanto o snubber de carga-descarga Fig. 2.35(b) objetiva, também, reduzir as perdas no t off do IGBT. 53

36 . (a) circuito grampeador (b) carga e descarga. Fig Circuitos snubber,rcd. Clamp Circuit ou Circuito Grampeador : O funcionamento deste circuito RCD durante o t on e o t off pode ser descrito, assim: o Turn-off : A função deste circuito é segurar a tensão, durante o tempo de condução. O capacitor Snubber (C S ) carrega-se até a tensão de bus e quando o IGBT é mudado para off a tensão através dele, V ce, sobe rapidamente. O DC loop indutivo, L S, pode causar um V ce acima da corrente do brramento ( bus ). Quando Isto ocorre, o diodo Snubber (D S ) é alinhado (polarizado diretamente) e o snubber é ativado. A energia armazenada em L S é desviada para o capacitor (C S ) que absorve a energia incrementada sem subida substancial de tensão. o Turn-on : A subida rápida da corrente combinada com as perda indutivas causam no FWD Free Wheel Diode (diodo de roda livre) uma recuperação reversa ininterrupta, causando um excedente na variação de tensão do IGBT. Para diminuir-se a tensão para valores seguros, a corrente era diminuída por um alto R G (resistor de gate), porém havia um aumento das perdas no chaveamento. O RCD clamp (grampeador), mostrado na Fig é mais efetivo na redução dos transientes de tensão. A subida de corrente e as perdas indutivas podem ser demonstradas assim O capacitor (C S ) carrega até V CC e o FWD se descarrega pelo resistor snubber (R S ). V CC di L S. dt A Fig mostra o circuito equivalente durante o t on. Os D S são polarizados reversamente e por essa razão não são mostrados. O caminho da corrente e mostrado na figura. Esta corrente de descarga (I S ) abastece parcialmente a recuperação reversa do FWD, deste modo a corrente total vista pela Ls é modificada. Este efeito é favorável para recuperação reversa do transiente de tensão no IGBT. Neste método, há a eliminação completa dos transientes bem como as ondulações próximas ao t on, outro fato interessante é a redução de perdas de energia. Por esta razão, este snubber não só grampeia a tensão do transiente no t on como possibilita a escolha de R G que produzam perdas mínimas. 54

37 Fig Circuito equivalente circuito snubber grampeador, durante o t on. Os valores dos componentes do snubber podem ser aproximados pelas expressões abaixo., baseadas nas indutâncias de perda (Ls), freqüência de chaveamento (F SW ), corrente máxima no chaveamento (I o ), tempo de subida da corrente no t on, nível DC (V CC ) e tensão de pico permitido (V pico ). o Capacitor Snubber ; 2 L S Io CS = Eq V V ( ) 2 pico CC o Resistor Snubber ; 1 R = S 6 C F Eq S SW o Energia dissipada no R S ; PRs = CS ( Vpico VCC ) F Eq SW 2 D S deve ser do tipo com recuperação rápida e suave para evitar grandes oscilações próximas a V pico do t off e o resistor deve ser do tipo não indutivo para evitar oscilação no t on. Crcuito snubber de Carga e Descarga : O circuito de carga-descarga pode ser usado para reduzir a dissipação durante o t off. Durante o t on o C S é descarregado totalmente e durante o t off ele é totalmente carregado, diferente do primeiro Fig. 2.35(a), que grampeia a tensão. Este, reduz a variação da subida de tensão através do IGBT no t off impondo um chaveamento suave e desse modo reduz as perdas no IGBT. As perdas neste Snubber são : P Rs 1 2 = CS Vpico FSW Eq Em comparação com Eq. 2.17, estas são substancialmente maiores. Apesar disso, neste método observa-se uma diminuição da variação de tensão no t off e, conseqüentemente, menor dissipação de energia durante o t off. A redução das perdas no t off depende diretamente da corrente na carga (corrente que passa pela chave), I o. Enquanto que as perdas com o snubber dependem predominantemente dos valores de C S e Vcc, variando só marginalmente com o acréscimo de corrente na carga. 55

38 Para aplicações em ponte, o C S através do IGBT oposto pode produzir uma alta extrema de corrente no IGBT. A magnitude desta corrente adicional é V 1 2 CS CC L, com largura de ( C L ) 1 S S 2 S π. O impacto desta corrente adicional, durante o t on, torna-se menos severa se a corrente na carga é aumentada. Este snubber impõe perdas no t on. Para aplicações não envolvendo configurações em ponte o snubber de carga-descarga pode ser usado considerando com atenção o t off. O FWD pode ser protegido por um snubber RC simples. Transiente de tensão durante um curto-circuito de corrente no t off : O curto-circuito de corrente gerado durante um defeito pode ser de cinco a dez vezes maior que a variação normal de corrente. Abrindo a chave nessas condições há uma ligeira alta de corrente que pode produzir um alto di/dt (variação de corrente) que é potencialmente destrutivo para os IGBT. Os circuitos snubber, discutidos anteriormente, não são indicados para proteção de transientes de tensão gerados durante condições de curto-circuito. O capacitor snubber necessário é proporcional ao quadrado da corrente através da chave. O capacitor médio necessário deveria ser de 25 a 100 vezes maior que quando operando em condições de chaveamento normal. Capacitores de valor elevado e que suportem altas tensões são grandes e caros, não sendo atrativos para módulos de IGBT. Igualmente importante, o circuito snubber, conectado aos terminais não deve aumentar o problema de alta corrente interna ou pico de tensão Considerações Sobre a Escolha do Snubber Apropriado : Tipo Vantagens Desvantagens Produz oscilação de tensão e corrente no DC Acoplamento Baixas perdas no snubber bus, forçando o uso de C S com alta corrente Capacitivo (RMS) limite. # Indicado para ser usado em baixas correntes. Redução do overshoot de tensão no t off. Altas perdas no snubber RCD de Carga e Redução de perdas do transistor no t off. Requer mais componentes Descarga Aumento de perdas para aplicações em ponte. Não oscilação no DC bus. Maior complicação na seleção de componentes. # Indicado para aplicações em alta corrente, baixa tensão de bus e aplicações em chopper. Baixas perdas no snubber Redução de overshoots de tensão no turn-off. E RCD Clamp efeito favorável sobre transientes de tensão no Requer um número maior de componentes. turn-on. Sem oscilações no DC bus. # Indicado para média e baixa corrente. 56

39 2.12. CÁLCULO TÉRMICO E DISSIPADORES A corrente que circula no componente produz calor, tanto na condução quanto na comutação. Esse calor gerado deve ser transferido para o meio ambiente, pois, caso contrário a temperatura da junção se eleva acima dos limites máximos permitidos e provoca a inutilização do componente. A corrente máxima e portanto a potência máxima que um semicondutor de potência pode comandar é limitada apenas pela temperatura da junção. Assim a determinação do dissipador e das perdas em um componente é de importância prática fundamental. Geralmente a máxima temperatura de junção para um transístor é igual à 150 o C e para um diodo pode alcançar 175 o C. A rigor pode-se afirmar que todo semicondutor tem uma vida limitada, ou seja, falhará. A máxima temperatura de junção é um compromisso em relação a uma vida útil aceitável. Para o cálculo térmico em regime permanente, vamos considerar o circuito equivalente reproduzido na Fig Fig Circuito equivalente para o cálculo térmico Onde : Tj - temperatura da junção ( o C) Tc - temperatura do encapsulamento ( o C) Td - temperatura do dissipador ( o C) Ta - temperatura ambiente ( o C) Rjc - resistência térmica junção-cápsula ( o C/W) Rcd - resistência térmica cápsula-dissipador ( o C/W) Rda - resistência térmica dissipador-ambiente ( o C/W) P - potência térmica produzida pela corrente que circula no componente e sendo transferida ao meio ambiente (W). A equação empregada para o cálculo térmico de um componente é a seguinte : Tj - Ta = P. Rja Eq Sendo Rja a resistência térmica total entre a junção e o ambiente ( o C/W), definida como : Rja = Rjc + Rcd + Rda Eq Existe uma analogia com um circuito elétrico resistivo, representado na Fig

40 Fig Analogia entre a resistência termica O objetivo do cálculo térmico é evitar que a temperatura máxima da junção alcance valores próximos da máxima temperatura permitida. É adotado o seguinte procedimento: a) P - calculado a partir das características do componente e da corrente que por ele circula. b) Tj - fornecida pelo fabricante do componente. c) Ta - valor adotado pelo projetista. d) Com a expressão da Eq. 2.19, determina-se a resistência térmica total entre a junção e o ambiente. Rja = Tj - Ta P Eq e) Com a expressão Eq determina-se a resistência térmica do dissipador. As resistências térmicas Rjc e Rcd são fornecidas pelo fabricante do componente. Rda = Rja - Rjc - Rcd Eq Com um catálogo de dissipadores pode-se escolher o mais conveniente. Caso o valor encontrado não seja comercial, deve ser escolhido o valor menor mais próximo. Exemplo de cálculo térmico : A partir da relação de dados técnicos do diodo de potência SKN 20/04, fornecidos pelo fabricante, obtém-se : Rjc = 2 o C/W (R thjc ) Rcd = 1 o C/W (R thch ) Tj = 180 o C (T vj ) Eo = 0,85 V (V TO ) Ro = 11 mω (R F ) Seja Ta = 50 o C. O diodo faz parte de um circuito retificador e suas correntes média e eficaz, calculadas, são : I md = 9,9 A I ef = 15,55 A 58

41 - Cálculo da potência dissipada : P = Eo x I md + Ro x I ef 2 = 0,85 x 9,9 + 11x10-3 x 15,55 2 P = 8, ,66 = 11,07 W - Cálculo do dissipador : Tj Ta C Rja = = P 11,07W Rja = 11,74 o C/W, logo : Rda = Rja - Rjc - Rcd = 11, Rda 8,7 o C/W 59

42 Fig Alguns perfis de dissipadores obtidos comercialmente (Semikrons Semiconducres) CONCLUSÃO SELEÇÃO DE CHAVES ESTÁTICAS A seleção do tipo de interruptor a ser usado num determinado conversor está basicamente ligado à potência a ser controlada por cada interruptor e à freqüência de comutação que lhe será imposta. Em baixas potências a escolha recai normalmente para o MOSFET de potência, principalmente nas aplicações que requerem uma alta freqüência de chaveamento (100 khz), como é o caso das fontes chaveadas utilizadas em microcomputadores. Devido aos seus pequenos tempos de comutação (ns), a potência de comutação dissipada no MOSFET é bem pequena, entretanto, as suas perdas em condução são consideráveis devido ao seu alto valor de R DS(ON), limitando a máxima potência de operação. Em médias potências o uso do MOSFET se torna crítico devido as altas perdas em condução, principalmente se I D for superior a 50 A. Desta forma, o interruptor predominante nesta faixa é o IGBT, que com a simplicidade do seu circuito de comando de gate (comparável ao MOSFET), superou o transístor bipolar convencional. A utilização do IGBT limita a freqüência de operação em 50 khz, entretanto as perdas em condução são reduzidas (comparável ao bipolar convencional). 60

43 Em altas potências o GTO é o principal elemento de controle atualmente em uso. Nestes níveis de potência, o elevado custo de seu comando o torna viável economicamente. O SCR só é empregado em aplicações em que se pode obter comutação pela linha ou pela carga. A Fig mostra uma distribuição dos componentes semicondutores, indicando limites (1994) para valores de tensão de bloqueio, corrente de condução e freqüência de comutação. Fig Distribuição dos semicondutores de potência para seleção da aplicação. Obviamente estes limites evoluem com o desenvolvimento tecnológico e servem como uma ilustração para a verificação, numa primeira aproximação, das faixas de potência em que cada componente pode ser utilizado. Como regra prática podemos adotar os seguintes critérios para a escolha da chave apropriada para o projeto, levando em consideração as condições e necessidades de cada projeto. Um primeiro critério é o dos limites de tensão e de corrente. Os MOSFET possuem uma faixa mais reduzida de valores, ficando, tipicamente entre: 100V/200A e 1000V/20A. Já os TBP e IGBT atingem potências mais elevadas, indo até 1200V/500A. Tais limites, especialmente para o IGBT têm se ampliado rapidamente em função do intenso trabalho de desenvolvimento que tem sido realizado. Como o acionamento do IGBT é muito mais fácil do que o do TBP, seu uso tem sido crescente, em detrimento dos TBP. Outro importante critério para a seleção refere-se às perdas de potência no componente. Assim, aplicações em alta freqüência (acima de 50kHz) deve ser utilizado MOSFET. Em freqüências mais baixas, qualquer dos 3 componentes podem responder satisfatoriamente. No entanto, as perdas em condução dos TBP e dos IGBT são sensivelmente menores que as dos MOSFET. Como regra básica: em alta freqüência: MOSFET em baixa freqüência: IGBT 61

44 LIMITAÇÕES DAS CHAVES ESTÁTICAS Apesar dos avanços tecnológicos existem limites de tensão e corrente que impõem associações série e paralela aos dispositivos como mostra a Fig Fig Limites da aplicação dos semicondutores pela potência 62