Universidade Federal de Itajubá Graduação em Engenharia Elétrica Ênfase em Eletrônica

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1 Universidade Federal de Itajubá Graduação em Engenharia Elétrica Ênfase em Eletrônica INVERSOR DE FREQUÊNCIA DO TIPO PONTE H COM CONTROLE PWM POR MICROPROCESSADOR BRUNO BANDINA, FELIPE R. RIBEIRO Orientador: RONDINELI R. PEREIRA Coorientador: VALBERTO F. DA SILVA Instituto de Engenharia de Sistemas e Tecnologia da Informação, Universidade Federal de Itajubá Caixa Postal 50, , Itajubá, MG, BRASIL s: Abstract This paper aims to mount a frequency inverter to be controlled by a board of development Arduino Due. The complete system of this converter is composed of an H-bridge IGBT's, the trigger circuit using the driver IR2110, the dead-time circuit and a development board Arduino Due. The frequency converter developed will be an important tool in the laboratory classes of power electronics in UNIFEI, as well as in the implementation and development of control techniques for frequency inverters made in future works. Keywords Frequency Inverter, PWM, Arduino Due, H Bridge, IGBT, drive circuit, IR2110 Resumo Este artigo tem como proposta a montagem de um inversor de frequência que é controlado por uma placa de desenvolvimento Arduino Due. O sistema completo deste conversor é composto por uma ponte H de IGBT s, pelo circuito de disparo utilizando o driver IR2110, circuito de tempo morto e uma placa de desenvolvimento Arduino Due. O conversor de frequência desenvolvido tem como objetivo ser uma importante ferramenta nas aulas de laboratório de eletrônica de potência na UNIFEI, bem como, na implementação e desenvolvimento de técnicas de controle para inversores de frequência realizadas em futuros trabalhos. Palavras-chave Inversor de Frequência, PWM, Arduino Due, Ponto H, IGBT, circuito de disparo, IR Introdução Com o advento de novos tipos de semicondutores de potência como o GTO na década de 80 e do IGBT e IGCT na década de 90, a topologia do conversor estático denominado de Inversor Fonte de Tensão (Voltage Source Inverter) também conhecido popularmente como Inversor de Frequência, passou a ter um número maior de fabricantes além de ganhar um amplo espectro de aplicação nas áreas de sistemas industriais e de sistemas de potência. [3] Fundamentalmente o Inversor de Frequência é um dispositivo elétrico capaz de converter um sinal elétrico CC (corrente contínua) em um sinal elétrico CA (corrente alternada) de acordo com as seguintes aplicações: [3] Sistemas UPS (Sistemas de Fornecimento Contínuo de Energia) - tensão CA de amplitude e frequência fixas para a carga; Acionamentos de Motores CA tensão CA de amplitude e frequência variáveis; Sistemas de potência tensão CA de amplitude e fase variáveis com a frequência fixa. A topologia abordada neste artigo é a de um inversor de frequência PWM (Pulse Width Modulation), que realiza o controle da frequência e da tensão na seção de saída do inversor. A tensão de saída é uma amplitude constante e através de chaveamento ou modulação por largura de pulso, a tensão média é controlada. [6] 1

2 2 - Descrição do Sistema Módulo de Potência A Figura 1 representa o diagrama em blocos do módulo de potência que é composto pela alimentação da conexão CC (Link CC), das conexões dos IGBT s que formam a Ponte H, dos circuitos de proteção e de amortecimento (Snnuber) utilizados para cada IGBT, e da carga experimental (Load) utilizada para posterior mensuração da tensão alternada gerada pela comutação dos IGBT s. A conexão CC utilizada é de 30 Volts, podendo variar até 500V. Os IGBT s IRG4BC30SPbF, que têm como característica técnica uma corrente de operação máxima de 18A e um V CE máximo de 600V limitam a operação de uma conexão CC de maior tensão. A carga utilizada é puramente resistiva, com valor de 50Ω e potência dimensionada para 50W, de forma a permitir aproximadamente 600mA de corrente na carga Circuito de Amortecimento (Snubbers) O circuito de amortecimento é formado por um resistor, com um diodo em paralelo, ligados em série com um capacitor, cuja finalidade é amortecer os transientes de alta tensão (Spikes) que ocorrem na comutação da carga. Estes transientes tanto podem causar interferências como manter o IGBT ligado em momentos em que deveria estar desligado, forçando o dispositivo de comutação chegando a causar sua queima. O circuito de amortecimento utilizado no projeto foi calculado de acordo com a dv/dt Taxa de Variação de Tensão máxima direta permissível (1) para que o IGBT não entrasse em condução através do disparo capacitivo, que ocorre pela variação de tensão V CE entre o coletor e emissor ao se desligar o IGBT. [2] Na Figura 2, foi utilizado um circuito de amortecimento do tipo RCD, composto pelo resistor, capacitor e diodo, de carga e descarga, que teve seus valores calculados de modo a se limitar o aumento de tensão quando o IGBT é desligado, no intuito de que o coletor e o emissor do IGBT voltem para suas tensões no seu estado desligado em dt microsegundos. [2] Quando o IGBT desliga, admite-se que a corrente está no seu valor de pico. Utiliza-se a seguinte equação (2) para determinar a capacitância necessária para limitar o tempo de subida: =. (1) =. (2) Quer se corrigir apenas a borda de subida da tensão de modo a aumentar a constante de tempo (4) e (5) do elemento RC (3) em uma fração do período. Para a escolha de R utiliza-se:. = (3) Determinado = (4) = (5) A energia armazenada no capacitor (6) é totalmente dissipada a cada ciclo pelo resistor, de forma que a potência do mesmo é dada por: =. =... (6) Figura 1. Circuito de amortecimento RCD para o IGBT Figura 2. Diagrama de blocos do módulo de potência 2

3 2.2 - Módulo de Disparo Os Disparadores (Drivers) são circuitos eletrônicos para fazer a interface entre o Módulo de Controle das Figuras 3 e 4 e o Módulo de Potência. O circuito de disparo utilizado, Figura 5, possui o disparador IR2110 como CI (Circuito Integrado) da IR (International Rectifier) especializado no controle de disparo/bloqueio de IGBT s ou MOS Power, e possui as seguintes características: [3][5] A alimentação do CI deve ser de 5V no estágio de entrada, 15V no estágio de saída e ter o terra nos terminais 9 e 13; O sinal H IN controla o IGBT superior (highside) Q1; O sinal L IN controla o IGBT inferior (low-side) Q4; O sinal SD (Select) bloqueia ou libera o disparo de Q1 e Q4 (GND libera / 5V bloqueio); A alimentação do estágio de saída é conectada entre os pinos 3 (+15V) e pino 2 (GND); O circuito do tipo reforçador de tensão (bootstrapping) deve existir entre os pinos 5 e 6; O circuito de carga/descarga do capacitor do reforçador de tensão é feito pelo circuito fonte V CC, C1 e ora IGBT Q2 ora IGBT Q4, quando se encontram em condução. Figura 3. Diagrama de blocos do módulo de disparo Figura 4. Placa do módulo de disparo No estágio de saída do IR2110, a saída H O nível lógico alto ou baixo - não é em relação ao terra, mas com relação à V S. [4] V S é o retorno virtual de alimentação do IGBT superior do estágio de saída. Quando em nível lógico alto, a tensão em H O é igual à tensão em V B, em relação a V S. Quando em nível lógico baixo, a tensão em H O é igual a V S, em relação a V S, efetivamente zero. [4] A saída em L O é em relação ao terra. Quando em nível lógico alto, a tensão em L O é igual à tensão V CC, com relação ao V SS. Quando em nível lógico baixo, a tensão em L O é igual à tensão em V SS, em relação à V SS, efetivamente zero. [4] Figura 5. Esquemático do circuito de disparo do IR2110 D1, C1 e C2 em conjunto com o IR2110 formam o circuito do reforçador de tensão. Quando L IN = 1 e Q2 está ligado, C1 e C2 são carregados até o nível de tensão em V B, que é -0.7V abaixo de +V CC por causa do diodo. Quando L IN = 0 e H IN = 1, a tensão em C1 e C2 é usada para ser adicionada à tensão V B, acima da tensão de alimentação de Q1, para que Q1 conduza como esperado no IGBT superior. [4] Uma capacitância elevada o bastante foi escolhida para C1, para que o mesmo fosse capaz de suprir a tensão para manter o Q1 ligado durante o tempo de T ON de H IN. C1 não pode ter uma capacitância excessivamente elevada de forma a carregar devagar e consequentemente não carregar à tensão necessária para manter o IGBT ligado. [4] Quanto maior o tempo de T ON, maior a capacitância necessária. Assim, quanto menor a frequência, maior a capacitância para C1. Quanto maior o ciclo de trabalho (Duty Cycle), maior a capacitância para C1. [4] 3

4 Há muitos parâmetros envolvidos para os cálculos de C1, como a corrente de fuga do capacitor, então foi estimado que para altas frequências de saída do inversor, tomando em consideração que no caso deste projeto o valor pode variar entre 3kHz à 5kH Z, uma capacitância entre 22µF à 47µF seria suficiente. [4] Como C1 é um capacitor eletrolítico, é necessário o uso de um capacitor cerâmico em paralelo com o mesmo para suprir as tensões negativas que passam pelo circuito reforçador de tensão. [4] D2 e D3 são responsáveis por descarregar as capacitâncias nas Portas (Gates) dos IGBT s rapidamente, desviando a corrente dos resistores, reduzindo o tempo de desligamento (T OFF ) dos mesmos e podendo ser utilizados para controlar o tempo-morto (Dead-time) juntamente com os resistores R1 e R2, responsáveis também por limitar a corrente nas portas dos IGBT s. [4] Módulo de Controle O módulo de controle é caracterizado por um Arduino DUE, mostrado na Figura 6, que é baseado no micro controlador Atmel SAM3X8E ARM Cortex-M3, o primeiro da família de placas de desenvolvimento Arduino a utilizar a plataforma ARM de 32 bits. [1] Figura 6. Arduino Due Tem-se a seguir as principais características da placa Arduino que são utilizadas neste projeto e que podem ser observadas no diagrama de blocos do módulo de controle na Figura 7. Características técnicas: Frequência de 84MHz para se utilizar uma maior velocidade de processamento de dados; 54 Pinos de Entrada e Saída (0 a 3,3V) dos quais somente 4 estão sendo utilizados para geração dos pulsos de comando, onde o restante dos Pinos de Entrada e Saída podem ser utilizados posteriormente para outras funções e expansões do circuito; 1 Entrada Analógica utilizada para ler o valor de tensão sobre um potenciômetro de 10kΩ, que é responsável por variar entre 1Hz e 220Hz a frequência de amostragem dos vetores de sinais V REF, V REF e V TRI, com um tamanho de 120 pontos, que se encontram na programação do micro controlador, em uma biblioteca de sinais contendo o valor de todos os pontos analógicos dos sinais senoidais de referência V REF e V REF, e da portadora triangular V TRI ; 2 DAC s integrados utilizados para gerar os sinais analógicos das bibliotecas de V REF e V TRI para serem medidas pela osciloscópio. Figura 7. Diagrama de blocos do módulo de controle Programação (Software) Para controle da tensão e frequência dos motores CA, há necessidade de um tradicional conversor CC CA, e para que o sinal seja o mais próximo possível de um sinal senoidal, utiliza-se o PWM, que consiste na comparação de dois sinais de tensão, um senoidal de baixa frequência (referência V REF ) e o outro de alta frequência (portadora V TRI ), resultando em um sinal alternado com frequência e largura de pulso variável. [6] O sinal da portadora é um sinal, normalmente, triangular de frequência, superior à frequência da referência, na prática, é necessário pelo menos 10 vezes para que se tenha uma boa reprodução do sinal na saída do inversor. [6] A largura do pulso na saída do modulador varia de acordo com a amplitude do sinal de referência. O programa, que segue o fluxograma das Figuras 8, 9 e 10, é responsável por gerar as ondas senoidais de referência e a portadora triangular nas saídas dos DAC s, a partir de uma biblioteca contendo todos os valores que estas ondas devem assumir analogicamente. É escolhido então o tipo de modulação PWM, Bipolar e Unipolar que irá se realizar, definindo-se no programa o índice de modulação em frequência, de valor igual a 11 para modulação Bipolar e 12 para modulação Unipolar, de forma que o vetor da portadora seja processado 11 ou 12 vezes mais rápido do que as ondas de referência. Posteriormente, por meio de uma comparação entre os sinais de V REF e V TRI que se encontram na biblioteca e conforme a escolha do tipo de modulação PWM, gera-se então os pulsos de comandos de +3.3V nas saídas digitais correspondentes que vão para o módulo de disparo. 4

5 Figura 10. Fluxograma para modulação Bipolar Integração dos Módulos A Figura 11 apresenta o diagrama de blocos da integração dos módulos de controle, de dois módulos de disparos para cada meia-ponte de IGBT s e do módulo de potência. A Figura 12 apresenta a montagem do circuito no laboratório. Figura 8. Fluxograma do escopo do programa Figura 11. Diagrama de blocos da integração dos módulos Figura 12. Inversor de frequência completo Figura 9. Fluxograma para modulação Unipolar 5

6 3 - Resultados Experimentais Modulação Bipolar Utilizando para a forma de onda da portadora triangular V TRI um Índice de Modulação em Frequência igual a 11 (número ímpar), obtêm-se as respectivas formas de onda para a Modulação PWM Bipolar. A geração da tensão Vo, V CARGA na Figura 13, é obtida pela comparação da tensão V REF com a tensão V TRI. Na figura 13, foram mensuradas as ondas de V REF pelo canal 1 (CH1) do osciloscópio, V TRI pelo canal 2 (CH2), V CARGA pelo canal 4 (CH4) e I CARGA pelo canal 3 (CH3). E os respectivos V CE s apresentarão a tensão da conexão CC quando os sinais de comando estiverem em nível lógico baixo, assim: V CE1 =V CE2 = +1.4V e V CE3 =V CE4 = + tensão da conexão CC, observados pelas figuras 15 e 16. Na figura 15, foram mensuradas as ondas entre o coletor e emissor dos IGBT s Q1 e Q4, V CE1 e V CE4, pelo osciloscópio nos canais 1 e 3 respectivamente (CH1 e CH3), em conjunto com as ondas de comando das Portas G1 pelo canal 2 (CH2) e G4 pelo canal 4 (CH4), responsáveis quando ativas por ligarem os IGBT s e fazer com que os V CE s fiquem no nível de tensão de +1.4V. Figura 15. Visualização entre os sinais de V CE1, G1, V CE4 e G4 respectivamente para modulação Bipolar Figura 13. Comparação entra as ondas V REF e V TRI em relação às ondas de tensão e corrente sobre a carga da modulação Bipolar 1) Em um primeiro momento, tendo-se V REF > V TRI, os sinais de comando terão a seguinte configuração: G1=G2= 1 e G3=G4= 0, observados pela Figura 14. Desta forma os IGBT s estarão ligados ou desligados de acordo com os sinais de comando nesta sequência: Q1=Q2= ON, Q3=Q4= OFF. Na figura 16, foram mensuradas as ondas entre o coletor e emissor dos IGBT s Q2 e Q3, V CE2 e V CE3, pelo osciloscópio nos canais 1 e 3 respectivamente (CH1 e CH3), em conjunto com as ondas de comando das Portas G2 pelo canal 2 (CH2) e G3 pelo canal 4 (CH4). Na figura 14, foram mensuradas as formas de ondas de comando das Portas G1 pelo canal 1 (CH1) do osciloscópio, G2 pelo canal 2 (CH2), G3 pelo canal 3 (CH3) e G4 pelo canal 4 (CH4). Figura 16. Visualização entre os sinais de V CE2, G2, V CE3 e G3 respectivamente para modulação Bipolar Figura 14. Visualização de todos os sinais de comando das Portas G1, G2, G3 e G4 da modulação PWM Bipolar 2) Logo em seguida, tendo-se V REF < V TRI, os sinais de comando terão a seguinte configuração: G1=G2= 0 e G3=G4= 1,observados pela Figura 14. Desta forma os IGBT s estarão ligados ou desligados de acordo com os sinais de comando nesta sequência: Q1=Q2= OFF, Q3=Q4= ON. 6

7 E os respectivos V CE s apresentarão a tensão da conexão CC quando os sinais de comando estiverem em nível lógico baixo, assim: V CE1 =V CE2 = tensão da conexão CC e V CE3 =V CE4 = +1.4V, observados pelas figuras 15 e 16. Na figura 18, foram mensuradas as formas de ondas de comando das Portas G1 pelo canal 1 (CH1) do osciloscópio, G2 pelo canal 2 (CH2), G3 pelo canal 3 (CH3) e G4 pelo canal 4 (CH4). A corrente Io para a modulação Bipolar, com valor obtido aproximado de 1.2A pico a pico, é apresentada na Figura 13 em fase com a tensão sobre a carga V CARGA Modulação Unipolar Utilizando para a forma de onda da portadora triangular V TRI um Índice de Modulação em Frequência igual a 12 (número par), obtêm-se as respectivas formas de onda para a Modulação PWM Unipolar. A geração da tensão Vo, V CARGA na Figura 21, é obtida pela comparação da tensão +V REF com a tensão V TRI e da tensão V REF com a tensão V TRI, Figura 17. Na figura 17, foram mensurados as ondas de V REF pelo canal 1 (CH1) do osciloscópio, V REF pelo canal 2 (CH2), G1 pelo canal 3 (CH3) e G3 pelo canal 4 (CH4). Figura 18. Visualização de todos os sinais de comando das Portas G1, G2, G3 e G4 da modulação PWM Unipolar Na figura 19, foram mensuradas as ondas entre o coletor e emissor dos IGBT s Q1 e Q4, V CE1 e V CE4, pelo osciloscópio nos canais 1 e 3 respectivamente (CH1 e CH3), em conjunto com as ondas de comando das Portas G1 pelo canal 2 (CH2) e G4 pelo canal 4 (CH4) para a modulação PWM Unipolar. Figura 17. Comparação entre as ondas de referência V REF, -V REF, e os sinais de comando G1, G3da modulação PWM Unipolar 1A) Tendo-se +V REF > V TRI, os sinais de comando G1 e G4 terão a seguinte configuração: G1 = 1 e G4 = 0, observados pela Figura 18. Desta forma os IGBT s estarão ligados ou desligados assim: Q1 = ON, Q4 = OFF. E os respectivos V CE s apresentarão a tensão da conexão CC quando os sinais de comando estiverem em nível lógico baixo, assim: V CE1 = +1.4V e V CE4 = + tensão da conexão CC, observados pela figura 19. 1B) Com +V REF < V TRI, os sinais de comando G1 e G4 terão a seguinte configuração: G1 = 0 e G4 = 1, observados pela Figura 18. Desta forma os IGBT s estarão ligados ou desligados assim: Q1 = OFF, Q4 = ON. E os respectivos V CE s terão os seguintes níveis de tensão: V CE1 = + tensão da conexão CC e V CE4 = +1.4V, observados pela figura 19. Figura 19. Visualização entre os sinais de V CE1, G1, V CE4 e G4 respectivamente na modulação Unipolar 2A) Para V REF > V TRI, os sinais de comando G2 e G3 terão a seguinte configuração: G2 = 0 e G3 = 1, observados pela Figura 18. Desta forma os IGBT s estarão ligados ou desligados assim: Q2 = OFF, Q3 = ON. E os respectivos V CE s terão os seguintes níveis de tensão: V CE2 = tensão da conexão CC e V CE3 = +1.4V, observados pela figura 20. 2B) Finalmente para V REF < V TRI, os sinais de comando G2 e G3 terão a seguinte configuração: G2 = 1 e G3 = 0, observados pela Figura 18. Desta forma os IGBT s estarão ligados ou desligados assim: Q2 = ON, Q3 = OFF. 7

8 E os respectivos V CE s terão os seguintes níveis de tensão: V CE2 = +1.4V e V CE3 = tensão da conexão CC, observados pela figura 20. A corrente Io para a modulação Unipolar é apresentada na Figura 21 em fase com a tensão sobre a carga V CARGA gerada pelos pulsos de comandos. Na figura 20, foram mensuradas as ondas entre o coletor e emissor dos IGBT s Q2 e Q3, V CE2 e V CE3, pelo osciloscópio nos canais 1 e 3 respectivamente (CH1 e CH3), em conjunto com as ondas de comando das Portas G2 pelo canal 2 (CH2) e G3 pelo canal 4 (CH4). Figura 2. Comparação entra a onda V REF de aproximadamente 120Hz em relação às ondas de tensão e corrente sobre a carga da modulação Unipolar 4 - Conclusões Figura 20. Visualização entre os sinais de V CE2, G2, V CE3 e G3 respectivamente para modulação Unipolar Na figura 21, foram mensuradas as ondas de V REF pelo canal 1 (CH1) do osciloscópio, V CARGA pelo canal 2 (CH2) e I CARGA pelo canal 3 (CH3) para uma frequência de 60Hz controlada pelo potenciômetro no módulo de controle. Figura 21. Comparação entra a onda V REF de 60Hz em relação às ondas de tensão e corrente sobre a carga da modulação Unipolar Na figura 22, foram mensuradas as ondas de V REF pelo canal 1 (CH1) do osciloscópio, V CARGA pelo canal 2 (CH2) e I CARGA pelo canal 3 (CH3) para uma frequência de aproximadamente 120Hz controlada pelo potenciômetro no módulo de controle. Neste trabalho abordamos a montagem de um inversor de frequência PWM controlado por uma placa Arduino DUE e na prática concluímos as operações e funcionalidades das configurações de uma Ponte H de IGBT s utilizando o circuito de disparo IR2110 com sinais de comando PWM Bipolar e Unipolar. Com as informações teóricas obtidas no curso de Eletrônica de Potência, e respeitando os limites dos circuitos e componentes, foram encontradas algumas áreas problemáticas durante o desenvolvimento do inversor, como o dimensionamento do tempomorto, para evitar que os IGBT s Q1 e Q4 ou Q2 e Q3 não entrassem em condução juntos, de forma a colocar a conexão CC em curto, danificando o restante do circuito devido sobre correntes, corrigindo este tempo por software como visto no fluxograma das Figuras 9 (Bipolar) e Figura 10 (Unipolar) utilizando um atraso de tempo-morto de 2µs quando os sinais de comando das portas mudavam de nível lógico baixo para alto. Foi respeitado também o dimensionamento do capacitor reforçador de tensão para chavear corretamente H O e o L O de forma que estes mantenham o nível de tensão de saída correta de + ou a tensão da conexão CC sobre a carga. Trabalhou-se com o valor da capacitância no circuito reforçador de tensão tomando em consideração que para altas frequências utilizar-se-ia uma baixa capacitância e para baixas frequências o ideal seria a de uma alta capacitância. Nota-se que tanto para a Modulação PWM Bipolar, quanto para a Unipolar, a saída de tensão sobre a carga, V CARGA, é modulada de acordo com a comparação do sinal de referência com o sinal da portadora, e que quanto mais a referência se aproxima do pico, maior ficam os pulsos de comando e quanto mais se afasta mais estreitos ficam. Porém, em qualquer momento a frequência muda. Agora, ao se alterar a frequência de referência controlada pelo potenciômetro externo ao Arduino, variando-a entre os limites aproximados de 1 Hz à 8

9 220 Hz, irá se alterar também a frequência de saída modulada. Notou-se também uma limitação de software, visto que, quanto maior for a amostragem do sinal de comparação, formado por V REF e V TRI, temos uma maior precisão na saída do circuito, e posteriores versões do software poderão ser aprimoradas neste aspecto. Pode-se concluir que todos os objetivos propostos foram cumpridos, uma vez que se conseguiu realizar a montagem de todo o inversor e mensurar a modulação dos sinais, utilizando tanto a configuração Bipolar como a Unipolar, com sucesso. Visando ainda futuras modificações e análises do projeto, seguem alguns aspectos e características que podem vir a ser implementados: Aprimoramento do algoritmo de programação com o aumento dos pontos dos vetores de sinais V REF e V TRI ; Análise dos espectros de frequência; Modificações na programação e no módulo de potência para o inversor de frequência trabalhar no modo trifásico; Análise da influência do fator de potência; Modificações nos circuitos impressos (layouts) dos módulos de potência e controle, para reduzirem ruídos causados pela alta frequência de chaveamento dos IGBT s; Adição de circuitos comunicando com o micro controlador com a função de monitorar os sinais gerados pelo circuito; Aprimoramento da interface homem-máquina, com a introdução de uma comunicação serial de dados e controle pelo computador, ou pela comunicação via dispositivo de rede pessoal sem fio (Bluetooth) para computadores portáteis táteis (tablets) ou celulares; Estudo do funcionamento e aplicações de novas tecnologias de controle que mesclam em um único CI as funções de controlador PWM analógico com micro controlador integrado para alta corrente, como os CI s da Microchip MCP19110 e MCP Agradecimentos Agradecemos aos nossos familiares e amigos por nos ajudarem e apoiarem durante todo o período universitário. Agradecemos também aos professores Valberto e Rondineli, por nos apresentarem mais esta oportunidade de aprendizagem e por nos orientarem durante todo o projeto. E também aos professores Carlos Henrique e Ismael Noronha, por nos ajudar no desenvolvimento do programa e na resolução de ruídos na montagem final do projeto, respectivamente. Referências Bibliográficas [1] Arduino (2013). Getting Started with Arduino. Italia, Vol.1, No. 1; pp [2] Daycounter (2004). Snubber Circuit Design Calculators. Riverton, Utah - USA. Vol.1. [3] Da Silva, V. F. (2013). Conversores eletrônicos de Potência. Universidade Federal de Itajubá, Itajubá MG. Vol.1, No. 3; pp [4] Mahbud, Syed T. (2013). Using the high-low side driver IR2110. Cornell University, New York - USA Vol. 1. [5] Rectifier, International (2005). High and Low side driver. IR world Headquarters, California- USA. Vol. 1. [6] Silva, Clodoaldo (2009). Inversor de Frequência. Clube da Eletrônica. Vol. 1. 9

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