Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto LEEC- Ramo APEL Relatório do Projecto de Final de Curso Farol Acústico com Controlo Remoto

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2 ÍNDICE. ENQUADRAMENTO.... OBSERVAÇÃO OCEANOGRÁFICA.... VEÍCULOS SUBMARINOS AUTÓNOMOS.... NAVEGAÇÃO DE VSA S...4. DESCRIÇÃO DO TRABALHO...5. FAROL ACÚSTICO COM CONTROLO REMOTO...5. ORIENTAÇÕES DO PROJECTO...5. PROJECTO DO SISTEMA...7. PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO...7. ESQUEMAS GERAIS E PROJECTO DO SISTEMA...7. IMPLEMENTAÇÃO DO PROJECTO PLACA DE RECEPÇÃO COM AMPLIFICAÇÃO E PLACA AUXILIAR DESCRIÇÃO DE FUNCIONAMENTO Placa de recepção de sinais com amplificação Placa de recepção auxiliar IMPLEMENTAÇÃO Placa de recepção de sinais com amplificação Andar de amplificação Filtros analógicos Implementação dos filtros Circuito de detecção Calibração COMPONENTES PLACA DE EMISSÃO DESCRIÇÃO DE FUNCIONAMENTO Primeiro Bloco Segundo Bloco Terceiro Bloco DESCRIÇÃO DE FUNCIONAMENTO E CARACTERÍSTICAS DE COMPONENTE PLACA DE CONTROLO INTRODUÇÃO A ESCOLHA DOS COMPONENTES O microcontrolador Outros componentes FUNCIONALIDADES E IMPLEMENTAÇÃO CONSIDERAÇÕES SOBRE O PROGRAMA DO MICROCONTROLADOR Fluxogramas Definição dos SFR s (Special Function Registers) DESENHOS EM PCB CONCLUSÕES DESENVOLVIMENTOS FUTUROS BIBLIOGRAFIA...44 ANEXO ESQUEMAS E INFORMAÇÃO RELATIVA À PLACA DE RECEPÇÃO ANEXO ESQUEMAS E INFORMAÇÃO RELATIVA À PLACA DE EMISSÃO ANEXO ESQUEMAS E INFORMAÇÃO RELATIVA À PLACA DE CONTROLO ANEXO 4 PROGRAMAS DE MATLAB USADOS PARA PROGRAMAR EPROM S /45

3 . Enquadramento. Observação Oceanográfica Com o crescente interesse da sociedade e em particular da comunidade cientifica por pelo meio ambiente e sendo os rios e os mares uma das suas componentes mais importantes, surge a necessidade da recolha de dados científicos que possam ajudar a compreender toda a complexidade que envolve estes ecossistemas. Estes dados que podem ajudar também a identificar as alterações nestes ambientes, como consequência da actividade do Homem. Os dados interessantes de recolher podem abranger diversas áreas, como por exemplo a biologia, tomando a forma de informação relativa a alterações nos leitos dos rios, e nas características da água como por exemplo a salinidade ou concentrações específicas de diversos elementos. Mas os dados recolhidos podem também incidir noutros aspectos como a monitorização de estruturas subaquáticas, de leitos de barragens e de adutores submarinos. Essa recolha de informação tem como grandes dificuldades o facto de tradicionalmente envolver estruturas complexas com elevados custos como mergulhadores ou submarinos de grande porte. É ainda de realçar o facto destas técnicas não apresentarem muitas vezes uma cobertura total e sistemática da área a inspeccionar.. Veículos submarinos autónomos Com os avanços tecnológicos ocorridos nos últimos anos é já possível fazer a recolha dos dados oceanográficos com veículos não tripulados, de pequenas dimensões, nos quais se possam integrar um número elevado de sensores e que possam varrer áreas relativamente grandes sem a intervenção do homem, estando continuamente a recolher dados. Estes veículos são designados por Veículos Submarinos Autónomos (VSAs) e têm como grande vantagem o facto de que depois das missões serem programadas (com a rota e os dados que têm de ser recolhidos), serem colocados na água e não necessitarem de mais nenhuma acção humana, a não ser a sua monitorização para ter a certeza de que a missão está a ser correctamente desempenhada. Os VSAs foram inicialmente desenvolvidos para missões militares como detecção de minas, mas o seu verdadeiro potencial foi compreendido pelos cientistas quando começaram a ser usados como sensores móveis, recolhendo dados em cenários adversos e com baixos custos. O crescente interesse por estas tecnologias tem resultado em VSA s cada vez mais operacionais e capazes de responder a missões mais e mais complexas. O Isurus, veículo operado pelo Laboratório de Sistemas e Tecnologia Subaquática, é um VSA da classe REMUS (Remote Enviroment Measuring Units) e tem como características físicas,5 m de comprimento, 0 cm de diâmetro e 0 quilos de peso fora de água. Pode atingir 4 nós de velocidade máxima, navegar durante 0 horas e chegar a profundidades de 00 m. Este tipo de veículo, devido às suas dimensões tem uma elevada operacionalidade (facilidade de transporte e de movimentação) e é de baixo custo quando comparado com o uso de mergulhadores ou submarinos de grande porte já que não necessita de um treino especifico ou estruturas complexas de apoio. No entanto, envolve muita tecnologia considerada state-of-the-art e o seu desenvolvimento envolve um esforço de engenharia muito grande principalmente nas área do controlo, da navegação, da integração de sensores e do software. /45

4 . Navegação de VSA s A utilização de um VSA requer que lhe seja fornecida a informação necessária para conseguir levar a cabo a missão que dele se pretende. Esta consiste na definição do caminho a percorrer e nos dados oceanográficos a recolher. Para percorrer o caminho planeado o veículo precisa de conhecer a sua posição em cada instante. Esta tarefa é habitualmente designada por navegação e recorre a um conjunto de sensores instalados no veículo ou a sistemas de apoio externos. A odometria, o recurso a inclinómetros e bússolas e a utilização de sensores inerciais constituem uma forma de saber o espaço percorrido pelo veículo. No entanto, estes métodos têm algumas desvantagens porque recorrem à integração de valores (no caso dos sensores inerciais duas vezes), e consequentemente vão acumulando um erro, que será tanto maior quanto o tempo decorrido desde o início da missão. As correntes marítimas (que estes sensores não contabilizam) podem também levar a desvios significativos entre a posição fornecida por estas métodos e a posição real. É então necessário dar ao veículo um conjunto de pontos de referência que lhe permitam corrigir a posição fornecida por aqueles métodos. Isto é feito colocando faróis na área de operação do submarino em locais por ele conhecidos. Interrogando estes faróis o veículo pode determinar a sua distância a cada um deles. Os sinais trocados entre o veículo e os faróis são de natureza acústica, dadas as boas características de propagação do som na água. Utilizando um algoritmo de triangulação ele é capaz de determinar a sua posição, com um erro que não cresce com o tempo. É usual recorrer-se ao uso destes faróis apenas para conhecer a posição do veículo no plano horizontal, uma vez que a sua profundidade pode ser determinada sem erros cumulativos utilizando sensores de pressão. O VSA Isurus usa a técnica de navegação acústica designada por navegação esférica em Long Baseline. Nesta técnica o submarino envia sinais (pings) aos faróis e com base na soma entre o tempo que o sinal leva a chegar ao farol e o tempo que o sinal de resposta farol leva a chegar ao submarino, isto é o tempo que o submarino capta uma resposta depois de enviar um ping, então o submarino consegue estimar a distância a cada um dos faróis e assim saber onde é que se encontra, no plano horizontal. Isto é, se o sistema usar ou mais faróis o submarino consegue saber exactamente onde está, mas no esquema usado no LSTS são só usados dois, isso implica que o submarino sabe onde realmente se encontra mas só se permanecer de um dos lados da linha traçada pelos dois transponders, isto é, o submarino sabe onde está não sabe é se está do lado de cá ou do lado de lá da linha. Se for garantido que o submarino não ultrapassa aquela linha e se mantêm do lado onde inicialmente foi colocado não existem problemas. Os faróis que actualmente guiam o Isurus são faróis comercialmente disponíveis. São dificilmente configuráveis, não permitem a integração de novas funcionalidades, têm grandes dimensões e um elevado custo. Estes faróis só permitem receber um sinal numa frequência (por exemplo 7 KHz) e responder numa outra frequência (por exemplo 4KHz) e usam placas de emissão e recepção que tornam difícil a sua utilização noutro tipo de equipamento. Também existem versões comerciais de faróis reconfiguráveis mas o seu custo é ainda mais elevado. O Projecto Farol Acústico com Controlo Remoto enquadra-se no desenvolvimento do VSA Isurus que tem sido levado a cabo no Laboratório de Sistemas e Tecnologia Subaquática (LSTS). Este projecto consiste no desenvolvimento de novos faróis, facilmente reconfiguráveis, de baixo custo, pequenas dimensões e com novas funcionalidades. 4/45

5 . Descrição do trabalho. Farol Acústico com Controlo Remoto O projecto iniciou-se com o estudo da tecnologia associada à recepção e transmissão de sinais acústicos num meio aquático. Um segundo passo consistiu no projecto e implementação de novas placas de transmissão, recepção que possam ser reconfiguráveis manualmente ou por controlo remoto com o auxilio duma terceira placa. O terceiro passo foi o projecto desta placa de controlo. Esta placa permite fazer o controlo das outras duas placas, e terá também como funções: interpretar os comandos que possam ser recebidos por um módulo de rádio que será posteriormente integrado, reconfigurar as placas (em termos de frequências de recepção e emissão) com base nestes comandos, enviar informação para terra através do modulo de rádio, que vai estar instalado no farol e que terá uma antena fora de água para conseguir comunicar com terra. Essa informação pode ser também proveniente de um GPS que também poderá ser instalado e que irá permitir saber onde os transponders estão neste momento, sendo que o interesse dessa informação pode estar por exemplo: na utilização de coordenadas precisas dos faróis para fazer a programação do submarino, para ser possível encontralos para os retirar da água, etc. A introdução desta placa vai permitir que o sistema fique totalmente reconfigurável e permita a introdução de novas funcionalidades através uma porta série.. Orientações do projecto Uma orientação a seguir é a busca de modularidade para conseguir a versatilidade desejada para estas placas, de forma a que elas possam ser utilizadas também no próprio Isurus e no sistema LAS (Localizador Acústico Subaquático), que é um aparelho destinado a monitorizar a distância ao Isurus a partir de um barco ou de terra. Estes sistemas utilizam um esquema de recepção e de emissão semelhante aos dos faróis. 5/45

6 Outra requisito a cumprir foi o baixo consumo, dado que estas placas serão usadas em aplicações em que a energia é fornecida por pilhas. Assim tentámos utilizar componentes de baixo consumo, minimizar o número de componentes, e interligar os componentes de forma a reduzir o consumo (caso do oscilador como é explicado mais à frente). Foi também uma orientação tornar o sistema o mais expansível possível, de forma a permitir adicionar mais funcionalidades ou adaptar as existentes, sempre que se revelar necessário. Outra das orientações foi reduzir tanto quanto possível o tamanho das placas, para poderem caber no veículo Isurus e podermos fazer os invólucros dos faróis também com uma dimensão pequena. 6/45

7 . Projecto do Sistema. Princípio de funcionamento A medição de distâncias baseia-se na contagem do tempo de propagação de ondas sonoras no meio subaquático, assumindo um valor constante para a velocidade média de propagação do som neste meio, como base nesta constatação é necessário um que transdutor emita um sinal acústico a uma dada frequência, sendo este sinal sintonizado pelo dispositivo respectivo, que responde com outro sinal acústico. A contagem do tempo entre a emissão e a recepção permite calcular a distância ao dispositivo, assumindo um valor médio para a velocidade de propagação do som na água. Partindo dessas distâncias e sabendo o VSA quais deviam ser as distâncias correctas, ele corrige a sua posição com base nas duas distâncias.. Esquemas gerais e projecto do sistema Basicamente existem dois tipos de configurações possíveis com as placas que projectamos: uma configuração base com placa de recepção e de emissão mas sem a placa de controlo e outra com a placa de controlo podendo ainda em cada uma das configurações ser integrada a placa auxiliar de recepção. Configuração sem placa de controlo Sinal Recebido Placa de recepção com amplificação Sinal de reconhecimento Placa de emissão Sinal de resposta Sinal amplificado Vref Sinal digital de recepção de sinal Placa de recepção auxiliar Com esta primeira configuração temos uma maneira muito simples de executar a tarefa de recebendo um sinal, enviar um sinal como resposta a esse mesmo sinal. 7/45

8 Como contrariedade temos que apontar que este sistema tem uma configuração difícil de se concretizar (por mudança de jumpers), e que não consegue explorar todas as potencialidades que o conjunto formado pela placa de recepção e pela placa de emissão oferecem. Assim toda a selecção de sinais a identificar, a escolha do sinal com que vamos responder a determinado sinal recebido é feito manualmente. Podendo assim receber e identificar um de oito sinais e responder com um de oito sinais. Configuração com placa de controlo Sinal Recebido Placa de recepção com amplificação Sinal digital de recepção de sinal Placa de emissão Sinal de resposta Sinal amplificado Vref Sinal digital de recepção de sinal Sinal de reconhecimento Placa de recepção auxiliar Placa de controlo Com esta configuração, que já inclui a utilização de um microcontrolador, já é possível explorar todas as potencialidades do conjunto, dado que podemos responder a vários sinais diferentes e em frequências que poderão ser também diferentes. Tudo isto é assim possível porque com a inclusão no microcontrolador, essa escolha é feita por software. Assim tendo a placa de controlo como informação a chegada de determinado sinal, tem na sua memória qual o sinal com que se irá responder, actuando na placa de emissão, através da selecção do sinal pretendido. Poderá inclusivamente e dependendo do desenvolvimento do software e do hardware, serem integradas diversas funcionalidades que podem ser implementadas com base na porta-série do micro. Como síntese podemos então referir que fazendo os três blocos (recepção, emissão e controlo). Implementação do projecto Para projectar uma placa é necessário definir as funcionalidades que se esperam dela, partindo dessas funcionalidades é necessário idealizar os esquemas que as podem implementar, os componentes que são necessários e que se podem utilizar, isto é, que se 8/45

9 conseguem encontrar no mercado, sendo que no nosso projecto temos de projectar cada placa com a preocupação de poupar o máximo de energia e utilizar o mínimo espaço. Depois da idealização partimos para a realização dos desenhos esquemáticos, onde é necessário desenhar as figuras para representar cada um dos componentes e projectar os esquemas idealizados tendo em consideração que os desenhos esquemáticos vão ser implementados na placa de PCB (placa de circuito impresso. Desenhados os esquemáticos é necessário definir o layout dos componentes no PCB, as pistas de ligação entre eles, passos estes que devido à extrema preocupação com o espaço tiveram de ser realizados manualmente. Depois de executados estes passos, deixamos o software de lado e passamos à realização física das placas, que no nosso caso foi executada usando o método fotográfico de realização de PCB s. Depois de a placa estar feita, é necessário fazer os furos para cada componente, soldar cada componente, calibrar os componentes e testar o seu funcionamento. Foi também necessário fazer as bobinas e um transformador usado na placa de emissão, a partir de Kits comprados onde é preciso enrolar um numero preciso de voltas de fio, para conseguir obter a indutância pretendida. Para fazer os programas que simulam as ondas e produzem o ficheiro binário com as ondas de emissão amostradas usamos programas em Matlab ( Sigd e Makeprom ), já existentes no LSTS, que geram os ficheiros que vamos colocar nas Eprom s, tivemos também de fazer o programa que irá correr no microcontrolador da placa de controlo. 9/45

10 4. Placa de recepção com amplificação e Placa auxiliar 4. Descrição de funcionamento 4.. Placa de recepção de sinais com amplificação Esta placa destina-se a receber os sinais que são captados pelo transdutor, amplificá-los e filtrar o sinal, criando uma saída digital alta () quando é detectado um dos sinais que é pretendido identificar. Essa saída implicará uma resposta no canal correspondente ao sinal que foi recebido. A partir desta etapa a placa tem dois modos de funcionamento: o primeiro que se destina a funcionar sem placa de controlo, em que a partir da saída digital que serve de reconhecimento da chegada do sinal seleccionado pelo jumper (podendo ir até 8 sinais possíveis se estiver ligada a placa de recepção auxiliar) cria-se então um atraso de 50ms para depois se emitir um sinal de reconhecimento de ms, que é enviado para a placa de emissão; no segundo modo a placa está a funcionar com a placa de controlo ligada, neste modo a placa de controlo tem todas as saídas de reconhecimento (podendo ir novamente até 8 sinais) ligadas a si, sendo assim possível programar na placa de controlo o sinal ou sinais a que queremos responder. Será necessário ainda explicar que o sinal 50ms chamado de Turnaround Delay é o intervalo de tempo entre a recepção de um sinal à frequência correcta e o envio da resposta. O desenho esquemático desta placa está no anexo. 4.. Placa de recepção auxiliar Esta placa limita-se a receber o sinal amplificado da placa de recepção com amplificação, a filtrar, criando uma saída digital alta quando é detectado um dos sinais que é pretendido identificar. Essa saída é produzida no canal correspondente ao sinal que foi recebido, sendo em tudo idêntico ao módulo de filtragem da placa anterior. O sinal amplificado e a referência a utilizar pelos amplificadores são entregues pela placa de recepção com amplificação à placa de recepção auxiliar para permitir a filtragem de mais 4 sinais, sendo assim possível a filtragem de quatro sinais na placa com amplificação e de mais quatro na placa auxiliar, perfazendo assim o total de 8. O desenho esquemático desta placa está no anexo. 4. Implementação 4.. Placa de recepção de sinais com amplificação O sinal é recebido pelo transdutor que está ligado ao conector J4, de referir a utilização de conectores de dois terminais em vez de um só, para evitar o aparecimento de folgas no conector, este sinal é entregue num módulo que vai proceder à sua amplificação. O sinal já amplificado será então disponibilizado para a placa auxiliar, e para o conjunto de 4 módulos de filtragem desta placa. Cada um destes módulos independentes correspondente a uma frequência de detecção, sendo constituído por um filtro analógico de Q elevado, seguido de um circuito de detecção (detector de envolvente). 4.. Andar de amplificação 0/45

11 O funcionamento do receptor acústico assenta num conjunto de andares amplificadores e de filtros analógicos, implementados com amplificadores operacionais, que a seguir se descrevem: Os andares de amplificação baseiam-se em amplificadores operacionais 0-5V (U4A, U4B, U4C e U5A), com referência a,5v e ganho, (aproximadamente db). Entre os andares existem condensadores de 0nF, constituindo filtros passaalto em série com as resistências de 8,5kΩ, de frequência inferior de corte de,9khz. Estes filtros eliminam a componente DC do sinal. Os condensadores de 0pF que se encontram em paralelo com as resistências de 00kΩ, na realimentação, constituem filtros passa-baixo, com frequência superior de corte de 59,4KHz, para eliminar ruído. Os 4 andares de amplificação têm díodos limitadores, que limitam a amplitude do sinal a ±V D (aproximadamente ±0,7V). O º andar (U4D) apresenta uma configuração passa-banda, de ganho H o, frequência central f o e Q o dados por ( Operational Amplifiers Design and Applications, Eds. Tobey, Graeme, Huelsman, McGraw-Hill 97, Ch.8, pp.9): Ho = R R 8 5 C + C 6 = 5 Wo Wo = + =,9 0 rad s fo = = 0, KHz R C 6C R8 R4 π 5 = α = Q R7 + R5 R6 C C C C 6 7 Q = = No último andar encontra-se um circuito sintonizador (UA, UA, UC, UC) à frequência f =, em que o valor de C é de 4,7 nf. Existem 4 π LC andares destes ligados em paralelo com o objectivo de cada um deles sintonizar uma de 4 frequências (6 KHz, 7 KHz, 8 KHz, 9KHz. Nesta placa, cada uma das bobinas é construída de modo a que o valor de L esteja muito perto do necessário para obtermos a frequência de ressonância desejada. Como a bobina é de núcleo variável, o ajuste final é feito alterando a sua posição. Depois do andar de sintonia temos um amplificador operacional (UB, UB, UD, UD) que está a ser usado como comparador. Dando como exemplo o andar de 6 KHz podemos explicar o seu funcionamento: /45

12 a entrada negativa está ligada a um divisor de tensão, constituído por R 9 e R. Como R 9 varia entre 0 e 00kΩ, pode-se variar a tensão da entrada negativa entre (68/68*V CC ) e V CC. A entrada positiva está ligada ao emissor de Q. Este transístor está ligado como díodos - um para evitar que o condensador C 7 descarregue para trás e outro para evitar que a tensão de saída do amplificador operacional UA seja maior do que V CC. A configuração R 6, R 8 e C 7 (juntamente com o transístor) funciona como um detector de envolvente quando a tensão de saída de UA começa a subir, o condensador C 7 carrega com uma constante de tempo τ=r 6.C 7 (muito rápido). Assim que a tensão de saída de UA decresce, a junção Base-Emissor do transístor fica contra-polarizada e o condensador descarrega lentamente por R 8. O condensador volta a carregar assim que a saída de UA voltar a ultrapassar o seu valor de tensão. O comparador UB é activado assim que o valor da tensão de saída de UA ultrapassar em 0,7V o valor definido pelo divisor de tensão constituído por R 9 e R. 4.. Filtros analógicos Cada filtro analógico foi projectado através da incorporação de um par LC paralelo na realimentação de um amplificador operacional, conforme se pode ver na figura abaixo: R C L R VIN + VOUT V+ Esquema de um Filtro Passa-Banda Numa configuração LC paralelo ideal, as impedâncias da bobina, do condensador e do circuito paralelo equivalente são dadas por, respectivamente: ZL = j π f L Z C = j π f C Z eq ZL ZC = = ZL + ZC j π L C f L + j π f C j π f L = 4π f LC A frequência de ressonância corresponde a uma impedância equivalente infinita, e é dada por: /45

13 f o = π LC A esta frequência, os amplificadores passam à configuração inversora normal, em que o ganho é simplesmente ditado pelo quociente entre as resistências (-R /R, no caso da figura 4). Quando a frequência se afasta da frequência de ressonância, a impedância equivalente do paralelo LC tem um valor finito e, portanto, o valor absoluto do ganho total do amplificador é menor. Para se calcular o ponto onde o ganho decresce db, é necessário resolver a seguinte equação: Zeq R R Zeq / / R = R = Zeq = Zeq + R Zeq + R Uma vez que Z eq e R são ortogonais, pode-se dizer que as frequências correspondentes a atenuações de db ocorrem quando: Zeq = R Zeq = R Resolvendo em ordem à frequência, resulta em: f 4CR + + = L 4π CR f = 4CR + + L 4π CR O factor Q do filtro é dado por: fo LC Q π CR f f LC R C = = = = L π CR Numa situação real, um condensador tem uma resistência de fugas, em paralelo com os seus terminais, e uma bobina tem uma resistência DC não nula em série com a indutância, devido à resistividade do condutor usado no enrolamento (R=ρ.l/s). Em relação aos condensadores, é frequente encontrarem-se valores de dezenas ou centenas de MΩ para a resistência de fugas, pelo que não afectam de maneira significativa o valor da frequência de ressonância. O caso das bobinas é diferente, uma vez que possuem frequentemente valores significativos para a resistência DC, particularmente para indutâncias elevadas. Neste caso, o valor da frequência de ressonância anteriormente calculado é afectado, passando a ser dado por : Para se deduzir esta expressão, é necessário somar o valor da resistência DC à impedância da bobina e seguidamente achar a frequência para a qual o valor da impedância equivalente é puramente resistivo. /45

14 f ' o = L C π R L DC Uma análise às equações atrás indicadas permite identificar alguns compromissos nas escolhas dos valores: Para melhorar a separação de cada filtro, devemos ter um Q elevado; Aumentando muito o valor de Q torna o filtro muito dependente da estabilidade de L e C; Aumentando o quociente C/L torna a frequência de ressonância mais dependente do valor da resistência DC da bobina; Para valores reduzidos de indutâncias (i.e. para minimizar tamanho e reduzir resistência DC), tem de se elevar o valor da capacidade, o que é difícil com boas tolerâncias à temperatura; Aumentando o valor de R torna-o comparável com o valor da impedância do paralelo LC Implementação dos filtros Uma vez que os cenários onde esta placa de recepção é usada apresentam algumas variações nas condições ambientais (em particular de temperatura), é necessário utilizar componentes de elevada precisão e, acima de tudo, de baixa variação com a temperatura. Em relação aos condensadores, o ideal seria utilizar componentes NPO/COG, mas tais tecnologias normalmente estão apenas disponíveis para valores muito baixos de capacidade (até cerca de nf) e são difíceis de encontrar no mercado. De um modo geral, podem-se usar condensadores cerâmicos multilayer, que também apresentam pouca variação com a temperatura e são fáceis de encontrar, ou então adquirir condensadores de precisão Silvered Mica, com tolerância de %. Estes condensadores têm um custo bastante elevado, mas deverão ser utilizados no andar de sintonia para assegurar grande estabilidade na frequência de ressonância. No que diz respeito às resistências, nos circuitos de filtragem analógica foram utilizadas resistências de filme metálico com uma precisão de %. Em relação às bobinas, optou-se por modelos de núcleo ajustável uma vez que desta forma é possível fixar um valor de capacidade (para condensadores de precisão há poucos valores standard) e depois calibrar o valor de L até se obter a sintonia à frequência desejada. Foram escolhidos kits de bobinas onde é necessário enrolar o fio necessário, de acordo com a equação aproximada: n = L AL onde L é a indutância desejada, em nh, e A L é uma constante dependente das dimensões do kit que, neste caso, vale 50 neste caso porque para o caso do transformador e para a outra bobina de alisamento usou-se bobinas com A L de 400. As bobinas foram projectadas para um valor nominal próximo dos valores pretendidos e calculando assim o numero de voltas necessários. Após a sua construção, os valores mínimos, máximos tanto da resistência como da indutância foram medidos nas oficinas do DEEC: 4/45

15 Frequência dos Filtros(KHz) Bobina Indutância Mínima (mh) Indutância Máxima (mh) Condensador (nf) 6 L-Placa c/ amp,608mh,7808mh 4,7 7 L-Placa c/ amp,840mh,577mh 4,7 8 L-Placa c/ amp,0060mh,470mh 4,7 9 L4-Placa c/amp,776mh,08mh 4,7 Quadro Com estes valores, foram escolhidas combinações de condensadores e bobinas de tal modo que o valor da frequência de ressonância pretendida estivesse englobado pela variação da indutância (através da actuação na posição do núcleo ajustável). Finalmente, no que diz respeito aos amplificadores operacionais, os circuitos de sintonia foram implementados com circuitos integrados TLV64 e TLV6, com a diferença entre eles a residir no facto de terem 4 ou amplificadores. Estes circuitos cumprem os requisitos necessários a um sistema como o que foi desenvolvido: baixo consumo energético, operação rail-to-rail e alimentação com uma tensão única (single supply). Um parâmetro adicional que é extremamente importante para os circuitos de sintonia é uma taxa máxima de variação (slew rate) bastante alta, de tal modo que os sinais de entrada não tenham o crescimento limitado pelos amplificadores operacionais. Existe uma variação directa do consumo energético com a slew rate, pelo que escolhemos este modelo de modo a que permita trabalhar com a máxima frequência e amplitude envolvidas, mas sem as exceder em demasia, de modo a evitar um aumento desnecessário do consumo Circuito de detecção Tal como foi atrás referido, a saída de cada filtro de sintonia passa por um circuito de detecção, constituído por um detector de envolvente e por um comparador, segundo o esquema apresentado na figura abaixo: VCC Q R5 VOUT R VCC Detect R C R R4 C Esquema do Circuito Detector Neste circuito, o amplificador operacional está a ser usado como comparador. A entrada negativa está ligada a um divisor de tensão, constituído pela resistência R e 5/45

16 pelo potenciómetro R 4, pelo que a tensão negativa pode variar entre V CC * R / (R +R 4 ) e V CC. A entrada positiva está ligada ao emissor de Q, passando pela resistência R. Este transístor está ligado como díodos - um para evitar que o condensador C descarregue para trás e outro para evitar que a tensão de saída V OUT seja maior do que V CC. A configuração R, R e C (juntamente com o transístor) funciona como um detector de envolvente quando a tensão de saída (V OUT ) começa a subir, o condensador C carrega com uma constante de tempo τ = R *C (muito rápida). Assim que V OUT decresce, a junção Base-Emissor do transístor fica contra-polarizada e o condensador descarrega lentamente por R. O condensador volta a carregar assim que V OUT exceder em 0.7V a tensão aos seus terminais. Pela análise anterior, verifica-se que o sinal de detecção é activado (nível lógico High) sempre que o valor da tensão V OUT ultrapassar em 0.7V o valor definido pelo divisor de tensão constituído por R e R 4. Desta forma, consegue-se calibrar a sensibilidade do circuito, actuando no potenciómetro R para subir ou descer o limiar de detecção. Em zonas de baixo ruído acústico, pode-se usar um valor relativamente baixo para este limiar, conseguindo aumentar a máxima distância detectada. Com valores elevados de ruído, é necessário aumentar o limiar de detecção para evitar que haja detecções falsas provocadas pelo ruído. Tal como no caso dos circuitos de sintonia, escolheram-se resistências de precisão para o divisor de tensão constituído por R e R 4, uma vez que é a parte do circuito que maiores problemas poderá causar caso exista uma variação dos valores dos componentes. No que diz respeito aos amplificadores operacionais, tal como os circuitos de filtragem, os circuitos de detecção foram implementados com circuitos integrados TLV64. Num último estágio desta placa são feitas as temporizações já referidas atrás, 50ms de espera e o envio de um sinal de ms. Para este efeito usamos o integrado 74HC458, este componente cria na sua saída um impulso de duração programável quando há uma transição positiva na sua entrada. Assim para implementarmos a espera de 50ms programamos deste dispositivos para gerar um impulso de 50ms. Como este componente tem saídas, uma normal e uma invertida, usamos a saída invertida de forma a que apresentasse uma transição positiva ao terminar esta temporização. Esta transição por sua vez vai fazer com que um segundo componente deste género crie um sinal de ms de duração Calibração Para a calibração dos filtros, as bobinas são ajustadas para um valor perto do nominal é necessário ligar o gerador de sinais de modo a termos uma sinusóide à entrada da placa, com a frequência de ressonância de cada módulo. De seguida ajustasse o núcleo da bobina de modo a maximizar o valor da tensão de saída, o que é executado ligando um multimetro antes do detector de envolvente e variando o valor da bobina até obter uma tensão eficaz máxima no multimetro. Para obter uma saída digital só a partir de certas frequências (margem de 00-00Hz em torno da frequência nominal) é necessário seleccionar no gerador de funções o sinal com uma margem de 00-00Hz em volta da frequência nominal, regular o potenciómetro de saída de modo ao detector ser activado quando está sobre essa margem e não depois. 6/45

17 4. Componentes TLV64- O TLV464 é um integrado com quatro amplificadores operacionais que pertencem a uma família de amplificadores de baixa potência, rail-to-rail, especificados para aplicações portáteis. A saída do amplificador capacidade railto-rail com high-output-drive, resolvendo assim uma das limitações de amplificadores rail-to-rail mais antigos. O amplificador tem 6.4 MHz de largura de banda e,6 V/µs de slew rate mas só com um consumo de 500 µa de corrente, tendo uma boa performamce ac com baixo consumo. Está encapsulado num PDIP de 4 pinos. TLV6- Es te integrado tem as mesmas características do TLV64 mas só tem dois integrados, está encapsulado num pacote PDIP de 4 pinos. 74HCT458- Este integrado inclui dois multivibradores monoestáveis accionado por um trigger, no nosso caso usamos sempre o trigger feito pela transição positiva, apesar de ser também possível fazer o trigger pela transição negativa, possuem também resets separados. A duração do impulso é determinada pela inclusão de uma resistência e de um condensador externos, tendo uma variação muito pequena com a temperatura sendo definida pela expressão 0,7*R*C. A precisão do impulso pode ser muito afectado pelo valor de R e C, então não é aconselhado o uso de condensadores de capacidade elevada, dado que podem levantar problemas quando se descarrega o monoestavél devido á energia armazenada no condensador, não aconselhado também o uso de resistência superiores a MΩ. No nosso caso não usamos resistência superiores a 80 KΩ, nem condensadores superiores a µf. Com estes valores o temporizador apresentou impulsos bastante estáveis e precisos nos testes que realizámos. É um integrado da família CMOS e está num pacote DIP de 6 pinos. 7/45

18 5. Placa de emissão 5. Descrição de Funcionamento No seu funcionamento normal esta placa aguarda um sinal de reconhecimento e tem como função responder com um determinado sinal acústico de resposta. Este sinal de reconhecimento pode ser gerado quer pela placa de recepção (se o farol estiver a funcionar sem placa de controlo) ou pela placa de controlo (se o farol estiver a funcionar com a placa de controlo), sendo transparente para a placa de emissão qual é a placa que gera o sinal de reconhecimento. Esta placa para enviar o sinal de resposta para o submarino necessita ainda de saber qual é o sinal que realmente tem de enviar, já que esta placa foi projectada para ser possível responder em oito sinais diferentes isto é pode gerar 8 sinais de frequências diferentes que vão desde os KHz aos 9 KHz. Dependendo novamente do modo de operação a placa de emissão recebe a informação sobre qual o sinal a enviar pela informação que está presente no conector J, esta informação é enviada pela placa de controlo ou pela selecção que é efectuada nos comutadores. Para finalizar esta introdução pode-se dizer ainda que esta placa recebe como informação o sinal para iniciar o envio e a informação necessária para escolher o sinal a enviar pelo transdutor e tem como saída um sinal acústico. Outra finalidade desta placa ainda não referida, é que é esta placa que recebe o sinal que vai ser descodificado pela placa de recepção, como é a única placa que se encontra ligada ao transdutor a recepção também tem de ser feita através dela. A placa de emissão pode ser dividida em três blocos principais: o bloco que gera os endereços para as Eprom s através de dois contadores, o bloco que inclui a informação (contida nas Eprom s), que a retira e torna possível seleccionar qual a que vai ser usada naquele momento para a resposta e o bloco de potência que gera o sinal propriamente dito e recolhe o sinal que vai ser filtrado na placa de recepção. O desenho esquemático desta placa está no anexo. 5.. Primeiro Bloco No momento em que a placa de emissão recebe o sinal de reconhecimento (Sinal rec) que provêm do conector J, são desencadeados dois sinais: um é o sinal Trigger que irá possibilitar que os contadores possam começar a fazer a contagem quando o clock for ligado e o outro é sinal ON que é o sinal que comanda quanto tempo é que o circuito destinado a obter o sinal das Eprom s está ligado. Quanto ao sinal de trigger, quando o sinal de reconhecimento actua sobre o Flip- Flop (74HC74, U8A) como um clock colocando na saída (Q - pino 5) o valor que está presente na entrada (D pino ), sendo esse valor (ligado ao Vcc). A necessidade deste sinal é evidente dado que quando termina a contagem é colocado um 0 no clear do Flip-Flop pela NOR (74HC0 UA), activando o clear dos contadores. Este 0 é o resultado da passagem do valor 0 colocado pelo RCO (pino 9 do 74HC590 U6) num inversor (74HC04 UB), sendo o o resultado da inversão, quando é colocado na entrada da NOR força a sua saída a 0 o que motiva que seja feito o clear aos contadores, dado que em Q (pino 5 de U8A) vai aparecer um 0 forçado pelo clear do Flip-Flop. Na verdade este clear dos contadores acontece de duas maneiras distintas: a primeira já foi referida e a segunda acontece quando o detector de tensão (VC40, U) 8/45

19 detecta que a tensão Vcc é menor que o seu valor de referência, que neste caso para este detector é de 4, V, assim quando o detector de tensão detecta uma tensão no seu pino menor que 4, V interpreta-a como uma falha de tensão e coloca na saída (pino ) o valor 0, esse valor 0 passa num inversor (UA), o que aparece na saída do inversor força a saída da NOR a 0 independentemente da outra entrada, o que de resto já acontecia anteriormente. Sendo a saída da NOR 0, e como já foi referido, esse 0 irá fazer o clear no U8A, gerando o clear dos contadores. Como o Flip-flop é um dispositivo com memória quando é feito o clear, é colocado um 0 na saída Q do Flip-flop, que impede que se inicie a contagem, então a finalidade de aplicar o sinal de reconhecimento na entrada de clock do Flip-Flop é colocar um na saída Q do Flip-flop, alterando assim o seu estado, o que possibilita o inicio de contagem já que no pino de clear dos contadores passa a estar um. 0, uf Y CRYSTAL 4MHz C VCC VCC 4 U4 Vcc OSCin OSCout FREQ Vss HA 70 EN FREQ 00 nf Ouput VCC R 0K C UA 74HC04 VCC VCC VCC UA out vin UC HC RC CX +T -T GND 6 UA 74HCT458 6 Q VCC R Q 7 D CLK U VC40 4 PR CL gnd U8A 74HC74 5 Q Q 6 Sinal ON ms Trigger UD 74HC HC U0 G UB RCLK 74HC04 CCLR CCLKEN CCLK 74HC590 RCO QH QG QF QE QD QC QB QA VCC J CON 4 5 RC CX +T -T GND 8 0 U6 G RCLK CCLR CCLKEN CCLK 74HC590 RCO QH QG QF QE QD QC QB QA R 80K 8 uf sinal de rec ms C4 6 UB 74HCT458 0 Q VCC R Q 9 0,5 s VCC VCC Primeiro Bloco O sinal de reconhecimento irá fazer disparar o temporizador para gerar este impulso de 0,5 segundos que irá servir para garantir que depois de uma emissão não é transmitido nenhum sinal por indicação da placa de emissão dado que pode ter sido reconhecido por essa placa um sinal vindo do veículo e que de facto é o sinal que está ou estava a ser emitido a ser emitido, assim depois de cada emissão existe um tempo de repouso no transdutor e para fazer o disparo do sinal ON. O funcionamento do 9/45

20 74HCT458 no caso do impulso de 0,5 segundos é o seguinte: o sinal recebido na entrada +T (pino ) faz disparar o impulso na saída (Q - pino 0) de duração definido pela constante de tempo do conjunto condensador C4 e da resistência R, neste caso um impulso de 0,5 segundos, com C4 igual a uf e R igual a 80 KΩ. A esse impulso positivo que está a ser gerado na saída Q corresponde um outro na saída /Q (pino 9) negativo ligado na entrada -T obriga o temporizador a não ligar a novos sinais que possam aparecer na entrada +T durante esse período de 0,5 s. A transição de 0 a do sinal de 0.5 segundos na entrada +T temporizador (UA) faz o temporizador gerar o sinal ON, sinal com uma duração de ms que será o tempo que este bloco vai estar ligado. Esta temporização é conseguida recorrendo a um condensador de 00nF (C) e uma resistência de 0 KΩ (R) e é utilizada para definir o tempo durante o qual o Clock (HA70 U4) e as Eprom s (AM 7C5 U5 e U ) estão ligados. O Clock é gerado por um oscilador (U4) durante o período atrás definido sendo que o ENABLE (pino 8) do oscilador é feito pelo sinal ON. Este sinal de Clock tem um duty-cycle típico que ronda os 50 % (que é necessário para sabermos o tempo entre o clock do contador e do registos de saída ), o que dispensou a utilização de um Flip-flop. A saída do oscilador encontra-se ligada a um inversor dado que o oscilador só se encontra preparado para fazer o drive de cargas CMOS, assim ligando o oscilador a um inversor já não vamos ter problemas de sobrecarga dado que o inversor pode perfeitamente fazer o drive das cargas (UD, U5, U). O sinal proveniente da negação é usado para ser a frequência de contagem do contador, que funciona da seguinte maneira, a uma transição do CCLK (clock de contagem) é actualizado o valor do contador e esse valor é passado para o registo, o valor que está no registo só é colocado na saída quando ocorre uma transição no RCLK (clock do registo). O sinal de Clock é ligado ao CCLK do primeiro contador (U0), este clock determina a frequência de contagem do contador, isto é a frequência em que o contador passa ao valor seguinte e o coloca no registo. O valor que está no registo passa para a saída do contador depois do intervalo de tempo que passa entre uma transição positiva no CCLK e a transição positiva no RCLK sendo este intervalo de meio período do oscilador (5 ns), este intervalo é necessário por causa de considerações temporais que iremos analisar no próximo bloco. Quando o primeiro contador U0 chega ao fim de uma contagem, isto é quando tem na sua saída o valor correspondente a #FFh, o RCO ( pino 9 U0) do primeiro contador é activado (a 0 neste caso) e como este pino se encontra ligado ao CCLKEN do segundo contador U6, assim quando acontecer a próxima transição Low-High no sinal de clock vai motivar um incremento na contagem no segundo contador e o RCO passa ao estado inactivo dado que é colocado um novo valor (#00h) no registo de contagem do primeiro contador, o que possibilita que a cada contagem completa entre 0/45

21 Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto LEEC- Ramo APEL #00h e #FFh do U, o U6 vai incrementar o registo de contagem e tal como acontecia anteriormente o novo valor só é colocado na saída meio período de Clock depois. Assim acontece que só a cada contagem total do primeiro contador é que o segundo terá um novo valor, isto é durante só a cada 6,750 µs é que aparece um novo valor no segundo contador. Como já foi referido anteriormente quando o segundo contador chegar ao fim da contagem (depois de ter passado 6,565 ms e os dois contadores terem percorrido as #FFFFh posições de memória das Eprom s) é que feito o reset dos contadores. O sinal transmitido demora ms, sendo que o resto de informação guardada na Eprom é zeros, não ligando nenhum dos Mosfets. Como nota devemos acrescentar a terminologia segundo contador e primeiro contador é usada dado que o primeiro conta os primeiros 8 bits dos endereços e o segundo os últimos 8 bits dos endereços que são colocados nas Eprom s e que os contadores têm os sinais de activação permanentemente ligados (G pino 4) á massa, sendo que só assim é que os contadores funcionam. 5.. Segundo Bloco Quando são entregues os 6 bits de endereços (8 de cada um dos contadores) ás Eprom s (entrada de endereços do A0 ao A5) esse endereço é descodificado e em colocado na saída a informação que está armazenada na Eprom. Esta informação está codificada numa palavra de byte (8 bits), cada conjunto de oito bits contêm quatro sinais que são compostos por dois elementos, o sinal Txsig e o sinal Gate. De referir então que o sistema tem capacidade de armazenar 8 sinais diferentes já que cada uma 4 U5 AM7C5 uf uf VCC C OE CE A5 A4 A A A A0 A9 A8 A7 A6 A5 A4 A A A A0 VCC OE CE A5 A4 A A A A0 A9 A8 A7 A6 A5 A4 A A A A0 4 GND C5 GND Vcc 8 Vcc 8 O7 O6 O5 O4 O O O O0 U AM7C5 O7 O6 O5 O4 O O O O R4 00K R 00K U9 OC CLK D8 D7 D6 D5 D4 D D D 74HC Q8 Q7 Q6 Q5 Q4 Q Q Q U4 OC CLK D8 D7 D6 D5 D4 D D D HC574 Q8 Q7 Q6 Q5 Q4 Q Q Q J CON UE 0 74HC04 SW RSW RSW SW RSW SW C B A U7 G G B A C C C C0 C C C C0 74HC5 U G G B A C C C C0 C C C C0 74HC5 Y Y Y Y R5 00K R6 00K R7 00K Txsig VCC gate Segundo Bloco R8 00K R9 00K R0 00K /45

22 das Eprom s pode armazenar 4 sinais distintos. As saídas das Eprom s estão ligadas independentemente a um conjunto de 8 Flip-flop s tipo D (74HC574), U9 no caso da Eprom U5 e U4 no caso da Eprom U, as linhas que fazem a ligação entre estes dois conjuntos estão também ligadas á massa através de resistências de Pull-Down de 00 KΩ para garantir que na inexistência de sinal as linhas estão realmente a zero. O clock destes Flip-flop s é o mesmo que o que está ligado ao CCLK do U0, assim o que acontece é que quando os contadores colocam os endereços nos seus registos saída (comandado pelo sinal negado de Clock), estes são constantes durante 50 ns (intervalo que demora a que seja incrementado o registo de contagem e que esse valor seja posto no registo de saída), esse tempo é suficiente para que a Eprom coloque na saída a palavra correspondente a esse endereço (90 ns), 5 ns depois do endereços estarem fixos nos contadores dá-se a transição positiva que coloca o valor presente em D a D8 em Q a Q8 até á próxima transição positiva no oscilador (ver gráfico temporal). Durante estes 50 ns que estes 4 sinais estão presentes em Q8 a Q e consoante os valores das linhas CBA (valores esses que podem ser definidos tanto manualmente como através de sinais enviados a partir da placa de controlo como já foi referido), é escolhido o sinal a enviar. Estes sinais CBA indicam o sinal pretendido através de um descodificador 74HC5, este descodificador com base nos valores das linhas BA selecciona dos 4 valores presentes na entrada do conjunto C, colocando-o na saída Y e selecciona dos 4 valores presentes na entrada do conjunto C, colocando-o na saída Y. A linha C actua como um seleccionador de bloco, isto é ou é escolhido o bloco (U) dos 4 sinais de mais baixa frequência (-5 KHz) ou é escolhido o bloco (U7)dos 4 sinais de mais alta frequência (6-9 KHz). /45

23 C B A Sinal seleccionado (KHz) Quadro Estes sinais Txsig e Gate são de facto a informação que se pretende transmitir, e são então entregues ao terceiro bloco da placa, o bloco de potência. Este sinais estão num ficheiro binário, que dará informação sobre qual dos Mosfets ligar e assim gerar uma onda negativa ou positiva. 5.. Terceiro Bloco Na entrada do bloco de potência existe um pequeno circuito de descodificação que tem como funções: não permitir a condução dos dois Mosfets (IRF 540 Q e Q) quando o sinal Gate estiver em 0 e produzir os sinais e - na saída. Cada onda é produzida por uma sucessão de pequenos degrau positivos ou negativos de tensão, a forma sinusoidal na corrente e da tensão são resultado do alisamento efectuado pela bobina e do transdutor (elemento capacitivo). Esses sucessivos degraus são o resultado da amostragem a 4 MHz das ondas dos sinais que pretendemos transmitir. A produção destes sinais está ligada á condução do Mosfet Q ou do Mosfet Q então quando o sinal Txsig for conduz o Q quando o sinal Txsig for 0 conduz o Q como exemplifica o quadro. Gate TxSig Saída Degrau 0 X Q off Qoff 0 0 Q off Q on Positivo Q on Q off Negativo Quadro O drive destes dois Mosfets é feito por um integrado TC447, U5A faz o drive do Q e o U5B faz o drive do Q, a necessidade deste interface prende-se com a necessidade que uma corrente elevada e uma tensão superior ao que o 74HC0 pode fornecer para o Mosfet entrar em condução, a partir destes buffer s é que realmente começa o circuito de potência. A corrente que os Mosfets vão conduzir será a corrente que vai gerar a tensão positiva para a onda positiva da sinusóide e a tensão negativa para a onda negativa da sinusóide. Essa corrente é produzida a partir da carga que está armazenada o condensador C9, que é um condensador electrolítico de elevada capacidade, que é carregado com a constante de tempo τ=r*c9 directamente a partir da fonte de tensão (que neste poderá ser um conjunto de pilhas). Este condensador vai armazenar essa energia /45

24 Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto LEEC- Ramo APEL necessária, já que sem ele a fonte não iria aguentar, dado que a cadencia de envio de sinais é grande. De referir a inclusão de dois díodos Zener para assegurarem a protecção dos Mosfets. O transformador vai garantir uma elevação da tensão no secundário, sendo que esta tensão elevada é necessária para garantir que o transdutor emite o sinal com a potência necessária. VPL uf C6 Q 7 U5A TC UB 6 5 uf C VCC R 0K R6 0K J CON0 U6B 7 OP9 TXD+ TXD- R5 M uf 0.0 uf R7 00 C4 L C0 Resistência de aumento de largura de banda R 5 T 5 Transformador 7 mh 00 D A C 6 4 * N400 C D N400 C uf A VCC + - R8.9K C5 U6A OP9 R4 00 C uf A C A C 0. uf D BZV85C 75V C8 D4 BZV85C 75V0 recv + R 00 W C9 000 uf J6 CON IRF 540 Q IRF HC0 VPL C7 uf U5B TC 447 UD 4 74HC0 0 UC 74HC0 9 8 UF 74HC04 Txsig gate 500 pf Terceiro Bloco Os degrau de tensão (positivos e negativos) que são aplicados no primário do transformador, são alisados pela passagem no transformador que filtra algumas componentes de alta frequência presentes nas ondas, mas a aplicação desta onda (mais ou menos quadrada) ao circuito constituído pela bobina L, pela resistência R e pelo transdutor (dispositivo capacitivo), faz com que a corrente tome uma forma de onda sinusoidal. O sinal é entregue ao transdutor no conector CON0 o qual é bastante grande para evitar que as duas pontas que levam o sinal de alta tensão estejam perto. No que toca á recepção, o sinal é recebido pelo transdutor e aplicado a díodos em anti-paralelo, o que provoca que a tensão que entra no circuito de recepção tem uma tensão que não ultrapassa os 0,7 V de pico. O sinal recebido passa por um condensador que filtra a componente continua, é então aplicado a uma referência de,5 V que tal como no andar de recepção permite que o amplificador não sature, esta referência é produzida pelo divisor de tensão constituído por R e R5, sendo o buffer (U6A OP9) necessário para introduzir uma alta impedância entre as duas partes do circuito e assim as possíveis variações não se propagarem e a tensão de referência ser sempre constante dado que a corrente que entra no amplificador ser praticamente nula. O condensador C5 em paralelo com as resistência R8 na realimentação, constituem filtros passa-baixo, com frequência de superior de corte de 8,659 KHz para eliminar o ruído, a resistência R7 e o condensador C4 constituem um filtro passa-alto com frequência inferior de corte de 59 Hz, para eliminar a componente DC do sinal. A R4 e C constituem mais um filtro passa-alto com frequência inferior de corte de 5,9 KHz de modo a evitar que o sinal que é entregue á placa de filtragem 4/45