Implementação Experimental de Filtro Ativo Paralelo de Potência com Aplicação a Gerador de Indução Trifásico

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1 UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE CENTRO DE TECNOLOGIA PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E DE COMPUTAÇÃO Implementação Experimental de Filtro Ativo Paralelo de Potência com Aplicação a Gerador de Indução Trifásico Paulo Vitor Silva Orientador: Prof. Dr. Ricardo Ferreira Pinheiro Co-orientador: Prof. Dr. Andrés Ortiz Salazar Dissertação de Mestrado apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação da UFRN (área de concentração: Automação e Sistemas) como parte dos requisitos para obtenção do título de Mestre em Ciências em Engenharia Elétrica. Número de ordem PPgEEC: M273 Natal-RN, junho de 2010

2 Divisão de Serviços Técnicos Catalogação da Publicação na Fonte. UFRN / Biblioteca Central Zila Mamede Silva, Paulo Vitor. Implementação experimental de filtro ativo paralelo de potência com aplicação a gerador de indução trifásico / Paulo Vitor Silva. - Natal, RN, f. Orientador: Ricardo Ferreira Pinheiro. Co-orientador: Andrés Ortiz Salazar. Dissertação (Mestrado) - Universidade Federal do Rio Grande do Norte. Centro de Tecnologia. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação. 1. Gerador de indução - Dissertação. 2. Filtro ativo paralelo de potência - Dissertação. 3. Potências instantâneas - Dissertação. 4. DSP - Dissertação. I. Pinheiro, Ricardo Ferreira. II. Salazar, Andrés Ortiz. III. Universidade Federal do Rio Grande do Norte. IV. Título. RN/UF/BCZM CDU (043.3)

3 Implementação Experimental de Filtro Ativo Paralelo de Potência com Aplicação a Gerador de Indução Trifásico Paulo Vitor Silva Dissertação de Mestrado aprovada em 28 de junho de 2010 pela banca examinadora composta pelos seguintes membros: Prof. Dr. Ricardo Ferreira Pinheiro (orientador) DCA/UFRN Prof. Dr. Andrés Ortiz Salazar (co-orientador) DCA/UFRN Prof. Dr. Fernando Luiz Marcelo Antunes DEE/UFC Prof a Dr. Manoel Firmino de Medeiros Júnior DCA/UFRN

4 Aos meus pais - José Hermano e Auristela Vitor À minha irmã - Priscilla Ao meu irmão - Pablo À minha namorada - Fernanda

5 Agradecimentos À Deus, por permitir que esse momento tão importante acontecesse em minha vida. Aos meus pais Hermano e Auristela e aos meus irmãos Priscilla e Pablo, que sempre estiveram do meu lado não só na realização deste trabalho, mas em todos os momentos da minha vida. À minha namorada Fernanda, por todo apoio, carinho e compreensão. Aos Professores Ricardo Ferreira Pinheiro e Andrés Ortiz Salazar, pelos ensinamentos e orientações acadêmicas. A todos os meus familiares e amigos, que me incetivaram e me apoiaram nessa etapa de minha vida. Aos amigos companheiros do PPGEEC que me ajudaram sempre que precisei, em especial, à Valci Victor, Luciano Júnior, Marcos Milfont e Jefferson Dolan que me transmitiram seus conhecimentos e experiências profissionais durante este período. Aos funcionários da UFRN e a todos que, direta ou indiretamente, contribuíram para a realização deste trabalho.

6 Resumo Este trabalho descreve a implementação experimental de um filtro ativo paralelo de potência aplicado a um gerador de indução trifásico. A estratégia de controle do filtro ativo voltou-se para o controle de excitação da máquina e para a minimização dos harmônicos na corrente de saída do gerador. Envolveu a implementação de um chaveamento PWM digital, tendo sido realizada a comparação de duas técnicas para obtenção das correntes de referência. A primeira técnica se baseia no método referencial síncrono dq e a segunda na teoria das potências instantâneas. A comparação é realizada via simulação e resultados experimentais. Para obtenção dos resultados experimentais, foi montada uma bancada experimental e o controle e comunicações necessárias foram implementados utilizando-se um DSP - TMS320F2812. Os resultados de simulação e experimentais obtidos comprovaram a eficiência do filtro para a aplicação, com destaque para a técnica das potências instantâneas. Palavras-chave: Gerador de Indução, Filtro Ativo Paralelo de Potência, Potências Instantâneas, DSP.

7 Abstract This work describes the experimental implementation of a shunt active power filter applied to a three-phase induction generator. The control strategy of active filter turned to the excitation control of the machine and to decrease the harmonics in the generator output current. Involved the implementation of a digital PWM switching, and was made a comparison of two techniques for obtaining the reference currents. The first technique is based on the synchronous dq reference method and the second on the theory of instantaneous power. The comparison is performed via simulation and experimental results. To obtain the experimental results, was mounted a bench trial and the control and communications needed were implemented using DSP - TMS320F2812. The simulation results and experimental data proved the efficiency of the filter to apply, highlighting the technique of instantaneous power. Keywords: Induction Generator, Shunt Active Power Filter, Instantaneous Power, DSP.

8 Sumário Sumário Lista de Figuras Lista de Tabelas Lista de Símbolos e Abreviaturas i iii v vii 1 Introdução Considerações Preliminares Demanda de Energia Revisão Bibliográfica Topologias de Aerogeradores Filtros Ativos de Potência Harmônicos na Rede Conclusão Fundamentação Teórica Teoria de Máquinas Teoria Generalizada das Potências Instantâneas Introdução Modelagem Método de Sincronismo Estratégias para a Determinação das Correntes de Referência Referências de corrente através de Referencial Síncrono dq Referências de corrente através das Potências Instantâneas Conclusão Projeto Experimental Estrutura Laboratorial Motor CC Gerador de Indução Capacitor de Compensação Bloco dos Sensores Interface de Comando dos Pulsos Inversor i

9 3.1.7 Carga Não-linear Recursos Computacionais DSP - TMS320F Algoritmo Implementado - Diagramas de Blocos Esquema Geral de Montagem Conclusão Resultados Resultados de Simulações Referencial Síncrono dq Referencial pelas Potências Instantâneas Resultados Experimentais Referencial Síncrono dq Referencial pelas Potências Instantâneas Conclusão Conclusão e Sugestões para Trabalhos Futuros Conclusão Sugestões para Trabalhos Futuros Referências bibliográficas 53 A Esquemáticos 59 A.1 Sensor de Tensão ca A.2 Sensor de Tensão cc A.3 Esquemático - Driver

10 Lista de Figuras 1.1 Gerador de Indução - Gaiola de Esquilo Gerador Síncrono DFIG Filtro Ativo de Potência Paralelo Filtro Ativo de Potência Série Filtro Ativo de Potência Híbrido Filtro Ativo de Potência Universal Transformação 123 para dq Diagrama de Cálculo das Potências Instantâneas Seno e cosseno obtidos a partir do uso do método de sincronização proposto Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica Máquina CC Máquina de Indução de rotor bobinado Conjunto: Motor CC + Gerador de Indução Capacitor de Compensação Bloco de Sensores Placa de Condicionamento dos Pulsos PWM Placa de Condicionamento conectada aos Drivers Inversor Indutor de Acoplamento Carga não-linear DSP TMS320F Visão Geral do Módulo Leituras de Sinais via DSP Representação do algoritmo implementado - Técnica Representação do algoritmo implementado - Técnica Visão Geral do Sistema Quadro - acionamento Visão Geral do Sistema Tensão trifásicas da rede Corrente de Carga - Fase A Espectro de Freqüências - Corrente de Carga Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica iii

11 4.5 Corrente do Filtro - Fase A Corrente da Fonte - Fase A Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A Tensão no Barramento cc Corrente da Fonte / Corrente de Carga Tensão da Fonte / Corrente da Fonte Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica Potência Ativa Instantânea Potência Reativa Instantânea Potência Ativa Oscilante Potência Ativa Real Corrente do Filtro - Fase A Corrente da Fonte - Fase A - Parcela reativa Corrente da Fonte - Fase A - Parcela ativa oscilante Corrente da Fonte - Fase A Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A Tensão no Barramento cc Corrente da Fonte / Corrente da carga Tensão da Fonte / Corrente da Fonte Tensões trifásicas de entrada Correntes da Carga não-linear Espectro de Freqüências - Corrente de Carga Tensão e Corrente da fonte - Fase A Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga Tensão e Corrente da Fonte - Fase A Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga - Fase A Corrente do Filtro - Via DSP Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Técnica Tensão da Fonte e Corrente da Fonte - Fase A Tensão da Fonte / Corrente da Fonte / Corrente de Carga - Fase A Aspectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Técnica Corrente do Filtro - Via DSP Potências Instantâneas Ativa e Reativa, respectivamente Potências Ativa Oscilante e Real, respectivamente A.1 Sensor de Tensão ca A.2 Sensor de Tensão cc A.3 Esquema - Driver

12 Lista de Tabelas 1.1 Potência eólica instalada de 1997 à Fonte: Atlas de Energia Elétrica do Brasil - 3 a edição Potência eólica instalada em Fonte: Atlas de Energia Elétrica do Brasil - 3 a edição v

13 1.5cm

14 Capítulo 1 Introdução 1.1 Considerações Preliminares Demanda de Energia O sistema elétrico brasileiro vem demonstrando uma crescente necessidade por novas fontes de energia para suprir a demanda energética decorrente do crescimento populacional, das necessidades do crescimento econômico e dos avanços tecnológicos. A partir do racionamento de energia ocorrido em 2001, várias políticas públicas foram criadas para incentivar a exploração de novas fontes de energia, com a finalidade de melhorar a confiabilidade no abastecimento de energia, principalmente através de fontes renováveis (PEREIRA, 2004). Uma dessas políticas foi o Programa Emergencial de Energia Eólica (PROEÓLICA), que tinha como objetivo incentivar investimentos na área da geração eólica por meio de benefícios, tais como, garantir a compra de energia gerada por um prazo mínimo de 15 anos e garantir preços determinados pela Agência Nacional de Energia elétrica (ANEEL). Através da Lei n de 15 de abril de 2002, foi regulamentado o Programa de Incentivo às Fontes Alternativas de Energia Elétrica (PROINFA), que estabeleceu a contratação de MW de energia no Sistema Interligado Nacional em esquema de geração distribuída produzidos por, biomassa, pequenas centrais hidrelétricas e fontes de energia eólica (MME). De um modo geral, esses projetos procuram diversificar a matriz energética brasileira, o que também resultou em um crescente interesse das empresas em investirem no desenvolvimento de novas tecnologias (ANEEL). Nessa procura pela diversidade de fontes, a energia eólica se tornou uma das mais vantajosas opções, o que também está fortemente relacionado à questão ambiental, devido ao baixo impacto causado por essa fonte de energia, tema muito discutido atualmente. Dentre as principais vantagens encontradas na energia eólica, podem-se destacar: Mínimo impacto ambiental (baixo ruído, energia limpa e renovável); Pequena área de construção e movimentação de terra; Incidência nula sobre as características físico-químicas do solo; Fonte inesgotável; Não emite gases poluentes nem gera resíduos de longa duração;

15 2 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO Os parques eólicos são compatíveis com outros usos e utilizações do terreno (como, por exemplo, a agricultura ou a pecuária); Os recursos eólicos do mundo, viáveis de serem utilizados, são maiores que a demanda mundial de energia. A energia eólica já vem sendo utilizada há muito tempo, porém suas aplicações se resumiam a atividades voltadas para geração de energia mecânica, como movimentação de barcos, bombeamento de água e moagem de grãos. Para geração de energia elétrica, os estudos se iniciaram no século XIX, mas foi somente em 1976, na Dinamarca, a ligação do primeiro aerogerador ligado a rede elétrica (MME). Inicialmente, o custo para implantação das turbinas eólicas era muito elevado em comparação a outras fontes de energia. No entanto, com os avanços tecnológicos, essa relação custo-benefício vem decrescendo bastante, tornando essa alternativa cada vez mais competitiva. Alguns desses avanços foram: Avanço no estudo da aerodinâmica das pás tornando a turbina mais eficiente, resistente e segura; Redução de custos e aumento da robustez de equipamentos de eletrônica de potência; Desenvolvimento de novas estratégias de controle e operação de aerogeradores. Avanço na tecnologia de engenharia de materiais; Diversas pesquisas comprovam o crescimento da energia eólica no cenário mundial. De acordo com a ANEEL, a capacidade instalada mundial da energia eólica aumentou 1.155% entre 1997 e 2007, como é mostrado na Tabela 1.1: Tabela 1.1: Potência eólica instalada de 1997 à Fonte: Atlas de Energia Elétrica do Brasil - 3 a edição. Durante esses anos, os principais países que investiram nessa área foram Alemanha, Estados Unidos e Espanha, de acordo com a Tabela 1.2, que concentram quase 60% da capacidade total instalada em Pode-se também destacar a posição do Brasil em 25 lugar. Outro dado muito importante é que estimativas apontam que o potencial eólico do mundo chegue a 500 mil TWh por ano. Embora apenas 10% desse total seja tecnicamente

16 1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 3 Tabela 1.2: Potência eólica instalada em Fonte: Atlas de Energia Elétrica do Brasil - 3 a edição. utilizado, já representam mais de 250% da produção mundial de energia elétrica em 2007, que foi de 18,9 mil TWh. Com isso, pode-se justificar o crescente interesse em investir no desenvolvimento de tecnologias para a produção de energia eólica. 1.2 Revisão Bibliográfica Nesta seção do trabalho é apresentada uma revisão bibliográfica envolvendo as topologias de aerogeradores existentes, assim como um maior detalhamento sobre Filtros Ativos de Potência, explorando as suas características, classificações e modelos Topologias de Aerogeradores Os aerogeradores podem ser classificados quanto a diversos fatores, tais como: tipo de máquina (síncrona ou assíncrona), controle de potência e formas de conexão à rede elétrica. Atualmente existem três configurações básicas para os aerogeradores: gerador de indução com rotor em gaiola, gerador síncrono e gerador de indução com rotor bobinado duplamente excitado (DFIG) (BAZZO, 2007). Gerador de Indução - Gaiola Na primeira configuração, vista na Figura 1.1, é necessária uma caixa multiplicadora de velocidade, devido ao baixo número de pólos do gerador, o estator é ligado diretamente

17 4 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO à rede elétrica e o gerador opera com velocidade fixa (com uma pequena variação devido ao escorregamento que varia com a carga). Apesar dessa configuração apresentar vantagens em relação ao DFIG no que diz respeito ao custo de implantação e manutenção e à simplicidade do rotor tipo gaiola, o fato de operarem com velocidade fixa impede o aproveitamento da potência máxima para velocidades de vento diferentes da nominal (BAZZO, 2007 e NUNES, 2003). Figura 1.1: Gerador de Indução - Gaiola de Esquilo Gerador Síncrono No aerogerador com gerador síncrono, apresentado na Figura 1.2, o elevado número de pólos dispensa a utilização de uma caixa de engrenagens. Como a freqüência gerada varia diretamente em relação a velocidade da turbina, ou seja, com a velocidade do vento, a conexão com a rede elétrica se dá através de um conversor de freqüência. Comparada à configuração anterior, apesar de necessitar de um gerador mais caro e de um conversor de freqüência, ela dispensa a caixa de engrenagens e pode trabalhar com velocidade variável, o que resulta num melhor aproveitamento energético (OLIVEIRA, 2006). Figura 1.2: Gerador Síncrono DFIG A última configuração é uma máquina de indução com rotor bobinado, cujo estator é ligado à rede de forma direta e o rotor é conectado na rede elétrica através de um con-

18 1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 5 versor de potência bi-direcional conhecido como back-to-back (FERREIRA, 2005). A Figura 1.3 apresenta de forma esquemática a configuração. O DFIG também opera com velocidade variável, multiplicador de velocidade e utiliza o conversor no circuito do rotor. Apesar de algumas desvantagens como a necessidade da caixa multiplicadora de velocidade, diversas vantagens podem ser destacadas, como por exemplo: A maior parte da potência é transferida diretamente do estator da máquina para a rede elétrica; Opera com velocidade variável; Tamanho reduzido do conversor de freqüência, pois os mesmos são dimensionados para cerca de 30 % da potência total do sistema; Flexibilidade para controle, já que o conversor conectado ao rotor amplia recursos de controle; Controle independente de potência ativa e reativa. Figura 1.3: DFIG Entre os trabalhos realizados sobre o DFIG, podem-se destacar aqueles com objetivo de realizar estudos sobre a conexão à rede elétrica (ZHANG et al, 2006), a modelagem (GHENNAM at al, 2009), o aprimoramento e desenvolvimento das técnicas de controle (VIEIRA et al, 2008 e YIN et al, 2006) e os dispositivos extras utilizados nessa configuração (ZHANG, 2007) Filtros Ativos de Potência Introdução Inicialmente, os projetos realizados para compensação de harmônicos focavam o uso de elementos passivos, em geral, filtros formados praticamente por capacitores e indutores. Apesar das vantagens com relação à facilidade no projeto dos componentes e ao baixo custo, a filtragem por elementos passivos apresenta problemas em relação ao tamanho elevado dos componentes, valores de compensação fixos e o fato dos elementos poderem entrar em ressonância com a rede de alimentação (DAS, 2004). Com os avanços dos dispositivos semicondutores, iniciaram-se os projetos voltados para os filtros ativos de potência. Esses filtros são classificados de acordo com a topologia,

19 6 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO o tipo de conversor de potência utilizado, número de fases e o número de níveis. Nesse contexto, os filtros ativos apresentam uma forma dinâmica de correção, adaptando-se às variações da carga (AKAGI, 1996 e SINGH et al, 1999). Topologias Em relação às topologias, diversos trabalhos foram publicados sobre as diferentes classes de filtro ativo de potência, descrevendo o princípio de funcionamento, a estrutura, a viabilidade de implantação, as vantagens e as desvantagens individuais de cada um. Os filtros ativos podem ser classificados em relação à topologia como: paralelo, série, híbrido e universal. O filtro ativo em paralelo é um dos mais utilizados para compensação de harmônicos. Nesse tipo de filtro, visto na Figura 1.4, o inversor injeta uma corrente que, somada à corrente da fonte, ocasione o cancelamento dos harmônicos de corrente, resultando apenas na componente fundamental de corrente para abastecer o sistema. Essa topologia é utilizada para eliminar os harmônicos de corrente, a compensação de reativo e o balanceamento de correntes desequilibradas (CARDONER et al, 2007 e AREDES et al, 1997). Figura 1.4: Filtro Ativo de Potência Paralelo O filtro ativo em série, apresentado na Figura 1.5 tem como principais finalidades eliminar os harmônicos de tensão, além de balancear e regular a tensão no ponto terminal da linha ou da fonte. Esse modelo de filtro consiste na injeção de uma tensão em série com a tensão da fonte através do uso de um transformador de acoplamento. Essa tensão injetada terá um valor tal que, somado com o da fonte, resulte numa forma de onda senoidal livre de harmônicos. Uma das principais desvantagens consiste na corrente de carga ser a mesma que passa pelo filtro, resultando em maiores perdas por chaveamento, já que trabalha com correntes mais elevadas, mas leva vantagens no que diz respeito à eliminação de harmônicos de tensão e ao balanceamento de sistemas com desequilíbrios de tensão. O filtro ativo híbrido surgiu como uma forma de aliviar essa relação custo-benefício em relação ao filtro paralelo. Essa topologia, vista na Figura 1.6 representa a junção do filtro passivo e do filtro ativo, trazendo as vantagens de cada um, diminuindo o problema de ressonância dos elementos passivos e reduzindo os harmônicos de corrente e de tensão.

20 1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 7 Figura 1.5: Filtro Ativo de Potência Série Geralmente são encontradas as seguintes configurações nos filtros híbridos: filtro ativo paralelo com passivo paralelo e o filtro ativo série com passivo paralelo, sendo esse último o mais utilizado (VALDEZ et al, 2008 e CHEN et al, 2002). Figura 1.6: Filtro Ativo de Potência Híbrido O filtro ativo universal surgiu da junção dos filtros ativos série e paralelo. Sua estrutura, apresentada na Figura 1.7 é composta por dois conversores, um para a compensação de tensão e outro para a compensação de corrente, usualmente alimentados por um mesmo barramento. As principais desvantagens seriam o custo elevado, a forma de controle mais complexa, um maior número de chaves e de sensores e uma maior perda por chaveamento (GRAOVAC et al, 2007). Tipo de conversor Existem dois tipos de conversores de potência, o inversor PWM tipo fonte de corrente (CSI) e o inversor PWM tipo fonte de tensão (VSI). O primeiro apresenta um barramento CC, comportando-se como uma fonte de corrente, onde o elemento armazenador de energia é o indutor. No segundo, o barramento CC funciona como uma fonte de tensão, onde o elemento armazenador de energia é o capacitor (YUNUS, 1996). Neste trabalho foi utilizado o VSI.

21 8 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO Figura 1.7: Filtro Ativo de Potência Universal Número de Fases Os filtros ativos são classificados também em monofásicos, trifásicos a três fios ou trifásicos a quatro fios. Os monofásicos possuem aplicações para cargas não-lineares monofásicas, como é o caso dos computadores pessoais (LINDEKE et al, 2004). Nos trifásicos a três fios, não há circulação da componente de seqüência zero pelo filtro e geralmente este sistema é usado na compensação de distúrbios presentes em uma rede trifásica à três fios (MASSOUD et al, 2007 e JACOBINA et al, 2008). Nos trifásicos à quatro fios, ocorre circulação da componente de seqüência zero pelo filtro e geralmente é utilizado para compensação de correntes de neutro, potência reativa e desbalanceamento de corrente (CARAVILHA et al, 2008). Número de Níveis Em relação ao número de níveis, os filtros ativos podem se dividir em dois níveis, para aplicações em baixas potências; em três níveis, para médias potências; ou em multiníveis, para altas potências e altas tensões (AKAGI, 1990). Controle de Referência No controle encontra-se a principal parte do projeto de um filtro ativo de potência. Nele, é de fundamental importância a escolha do modo como se vai gerar o sinal de referência e a melhor técnica de controle utilizada para sintetizar esse sinal gerado. Com isso, consegue-se obter uma melhor resposta dinâmica, uma maior estabilidade e propiciar uma maior robustez ao sistema (CAMARGO, 2002). As formas de obtenção do sinal de referência se dividem em dois grupos: os que utilizam o sinal no domínio do tempo e o sinal no domínio da freqüência. No domínio do tempo, destaca-se o método das componentes símetricas, onde Fortescue desenvolveu o teorema em que um sistema desequilibrado de n fasores pode ser decomposto em n sistemas de fasores equilibrados, denominado de componentes simétricas (YEUNG, 1983). No domínio da freqüência, utilizando a Transformada Rápida de Fourier (FFT), se destacam: o método das potências instântaneas, desenvolvido por Akagi; o método da

22 1.2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 9 Referência Síncrona d-q ou dos Eixos Girantes (FUGIKA et al, 2005), que utiliza a transformada de Park; o método da Sintonia Única (CAMARGO, 2002); controlador por modos deslizantes (MIRET et al, 2004) entre outros. Quanto à técnica de controle utilizada, pode-se dividir em controladores analógicos, que utilizam amplificadores operacionais, resistores e capacitores (SAETIEO et al, 1995) ou em controladores digitais, como os que utilizam os DSPs, como por exemplo (BOT- TERÓN et al (2001 e SONG et al, 1999). Os controladores analógicos possuem as vantagens de uma fácil implementação e uma boa resposta dinâmica, mas apresentam problemas com relação a sensibilidade a ruídos, enquanto os digitais possibilitam o desenvolvimento de algoritmos de controle, permitindo uma maior flexibilidade na implementação de diferentes estratégias de controle. Entre as principais técnicas de controle, existem os controladores que operam com freqüência variável, como o controlador por Histerese (MUTSCHLER e MEINHARDT, 1998), o controlador com Freqüência de Chaveamento Limitada e os controladores de freqüência fixa (CAMPOS et al, 1994), como controlador Proporcional-Integral (PI) e o controlador com Realimentação de Estado. Outros exemplos de técnicas utilizadas são os controladores que utilizam redes neurais e a lógica Fuzzy (JAIN et al, 2002). O controle em malha aberta, apesar de pouco utilizado, apresenta uma estratégia de controle mais simples. O controle em malha fechada, mais comumente utilizado, possui uma ampla faixa de aplicações, permitindo um comportamento dinâmico ao sistema. Nos filtros ativos, existem uma malha interna de controle, responsável pela compensação de corrente e uma malha externa, responsável pela regulação do barramento CC. Para garantir que o sinal gerado esteja na mesma fase com a rede elétrica, é necessário utilizar métodos de sincronismo, que, de modo geral, apresentem uma resposta rápida, livre dos distúrbios presentes na rede. Esses métodos também se dividem em malha aberta ou malha fechada (GHARTEMANI e IRAVANI, 2004 e ROLIM et al, 2006) Harmônicos na Rede Os sistemas elétricos vêm apresentando diversos problemas devido ao aumento de cargas não-lineares conectadas. Alguns exemplos dessas cargas são os retificadores, inversores, dispositivos de acionamentos de máquinas, fornos a arco, lâmpadas fluorescentes, fontes chaveadas e dispositivos magnéticos saturados (TEY, 2005). Dentre os principais distúrbios causados ao sistema de energia, podem-se destacar a excessiva corrente no neutro em sistemas trifásicos a quatro fios, o baixo fator de potência, o aumento das perdas, o mal funcionamento de alguns equipamentos e a injeção de harmônicos. Esses harmônicos acabam alterando significativamente as formas de onda de corrente e de tensão, ocasionando perdas excessivas nos motores devido ao aquecimento, ruptura no dielétrico de bancos de capacitores, sobretensão, interferências indutivas, oscilações mecânicas de máquinas de indução e síncronas. A harmônica representa uma componente adicional ao sinal que possui uma freqüên-

23 10 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO cia múltipla da componente fundamental. As componentes harmônicas causam distorção na forma de onda da corrente e quanto menor sua freqüência, maior será a distorção. Existem diversos métodos utilizados para quantificar o nível de distorções provocadas pela presença de harmônicos em um sinal, entre eles: o fator de potência, fator de crista, a potência de distorção e a taxa de distorção harmônica. Nesse trabalho será utilizado esse último método mencionado para analisar os resultados obtidos. O THD (Taxa de Distorção Harmônica), bastante utilizado para esse tipo de análise, é calculado através da seguinte equação: h max T HD = Mh 2 h=2 M 1 (1.1) onde: h é a componente harmônica; M é o valor rms da componente harmônica h do sinal; Normas e recomendações foram criadas para serem estabelecidos os limites dos valores dos harmônicos injetados na rede, entre elas: a IEC , que limita a injeção de harmônicos para equipamentos de baixa tensão, com correntes inferiores a 16A por fase; a IEC , que limita as variações de tensão devido a flutuações e cintilações em sistemas de baixa tensão para equipamentos com 16A por fase; a IEC , que limita a injeção de harmônicos para equipamentos de baixa tensão com corrente superior a 16A por fase e a IEEE 519, que estabelece limites de distorção harmônica no ponto de acoplamento comum (PAC). Devido a esses problemas, inúmeros trabalhos vem sendo desenvolvidos para melhorar a qualidade de energia visando à filtragem desses harmônicos, principalmente na área de filtros ativos de potência. 1.3 Conclusão Após um levantamento histórico sobre os problemas relacionados à presença de harmônicos no sistema de energia elétrica, destacando as causas e conseqüências, e uma revisão dos tipos de aerogeradores mais utilizados, foi realizado um estudo mais detalhado sobre os filtros ativos de potência existentes, descrevendo as vantagens e desvantagens de cada tipo, assim como as características relacionadas ao tipo de conversor utilizado, número de fases, números de níveis e o controle do sinal de referência. Com isso, o objetivo desse trabalho consiste em montar um sistema experimental através do qual seja possível aplicar um filtro ativo paralelo de potência a um Gerador de Indução trifásico, comparando duas técnicas para obtenção das correntes de refências do inversor, sendo uma delas baseada na Teoria Generalizada das Potências Instantâneas, para a aplicação de um Filtro Ativo de Potência Paralelo ao sistema proposto, utilizando para isso, o DSP -TMS320F2812.

24 Capítulo 2 Fundamentação Teórica Este capítulo apresenta a fundamentação teórica necessária para a concretização deste trabalho. É apresentada uma breve teoria de máquinas elétricas aplicada a geradores de indução, a Teoria Generalizada das Potências Instantâneas e as formas de obtenção das correntes de referência utilizadas no sistema de controle. 2.1 Teoria de Máquinas A máquina de indução é bastante utilizada em diversas aplicações, sendo dividida em duas categorias: a de rotor em gaiola de esquilo e a de rotor bobinado. A primeira categoria apresenta uma maior simplicidade no aspecto construtivo, onde o rotor é formado por barras curto-circuitadas através de anéis, não apresentando contato elétrico com o exterior; e a segunda categoria, apresenta três terminais livres em cada uma das bobinas do enrolamento, ligadas a três anéis coletores. Estes três anéis podem ser ligados exteriormente a um reostato de arranque constituído por três resistências variáveis, onde pode-se controlar o valor da corrente que passa pelas bobinas. Observa-se que, se é possível, através de resistores, retirar energia através do rotor da máquina, também será possível injetar energia. Esse é o princípio que dá origem a uma aplicação muito comum na atualidade, que é o gerador de indução duplamente excitado. As equações básicas que descrevem a modelagem de uma máquina de indução são facilmente encontradas na literatura. De um modo geral, para se reduzir a complexidade das equações de tensão que descrevem o modelo da máquina, elas são transformadas de um sistema trifásico para um sistema bifásico com eixos estacionários (transformação αβ0) e em seguida, em um sistema bifásico com eixos girantes (transformada de Park). Essa modelagem matemática é muito bem descrita em BARBI (1985) e serve como base para os resultados obtidos no decorrer deste trabalho. A finalidade desse artifício matemático consiste em realizar o controle da máquina CA como se fosse uma máquina CC, já que nessa, os eixos dos enrolamentos da armadura e do campo são sempre ortogonais, equivalentes ao sistema bifásico dq, onde as componentes ortogonais podem ser consideradas desacopladas, o que significa poder controlá-las de forma independente.

25 12 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA Figura 2.1: Transformação 123 para dq. 2.2 Teoria Generalizada das Potências Instantâneas Introdução Hoje bastante conhecida na literatura, diversos trabalhos na área de filtragem ativa utilizam a Teoria Generalizada das Potências Instantânes, desenvolvida por AKAGI et al (1983). Nos trabalhos que se seguiram, essa teoria, além de aplicações em controle de filtro ativo, também permitiu a sua utilização em problemas aplicados a sistemas desbalanceados ou não, apresentando distorções (WATANABE e AREDES). A técnica utiliza a transformação do sistema tradicional abc para o sistema αβ0, onde se pode calcular as potências real e imaginária, decompostas em uma parcela constante e outra oscilante. Esse detalhamento será demonstrado na próxima seção do trabalho Modelagem O cálculo das potências instantâneas em um sistema trifásico é dado por: p(t) = v a i a + v b i b + v c i c (2.1) Em termos das componentes αβ0, a equação pode ser escrita como: p(t) = v α i α + v β i β + v 0 i 0 (2.2) de onde se obtem a potência ativa instantânea. As componentes do eixo zero só passam a existir caso o circuito apresente o fio neutro e sua carga apresente desequilíbrios, o que não representa o sistema estudado nesse trabalho. Diferente do cálculo da potência ativa, a potência reativa instantânea surge da multiplicação vetorial, representada pela equação (AKAGI, 1999): q = q. 0 + q. α + q. β (2.3) A partir disso, pode-se compor uma matriz para obtenção das equações encontradas,

26 2.2. TEORIA GENERALIZADA DAS POTÊNCIAS INSTANTÂNEAS 13 dadas por: p q q q = v α v β v 0 v β v α 0 0 v 0 v β v 0 0 v α. i α i β i 0 (2.4) O diagrama de blocos da Figura 2.2 representa o esquemático para a obtenção das potências instantâneas a partir das medições das tensões e correntes do sistema trifásico. Figura 2.2: Diagrama de Cálculo das Potências Instantâneas. onde: p é potência real instantânea; p é potência real oscilante; p é potência real constante; q,q,q são as parcelas da potência imaginária. Através de manipulações algébricas e sabendo-se que, instantaneamente a soma das parcelas da potência reativa é igual à zero e que o sistema é à três fios, é possível obter as correntes sobre os eixos αβ0: i α i β i 0 = 1 v β v 2 ( ) v α v β v 2 β + v2 0 v α v 0 v 2 β v α v β v β v 0 ) (v v β v 0 v α v 0 2 α + v 2 β. p q q (2.5) de onde, v 2 = ( ) v 2 α + v 2 β + v2 0 (2.6) A partir desse estudo inicial, aplicamos a Teoria Generalizada das Potências Instantâneas ao controle do filtro ativo, buscando a obtenção das correntes de referências. Para isso, separa-se as parcelas que deverão ser supridas pelo filtro ativo ( p,q,q ) da parcela que deverá ser suprida pela fonte de alimentação ( p). A partir disso, podem ser

27 14 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA recalculadas as correntes fornecidas pela fonte: ( ) i α f onte i β f onte = 1 v α v β v 2 β + v2 0 v α v 0 i 0 f onte v β v 2 v 2 β v α v β v β v 0 ) v β v 0 v α v 0 (v. 2 α + v 2 β p 0 0 (2.7) Em relação às correntes do filtro ativo de potência, pode-se dividir, para efeito de simulação, o sistema em duas parcelas. A primeira corresponde ao suprimento de potências reativas, representada por: i α f 1 i β f 1 i 0 f 1 = 1 v β v 2 ( ) v α v β v 2 β + v2 0 v α v 0 v 2 β v α v β v β v 0 ) (v v β v 0 v α v 0 2 α + v 2 β. 0 q q (2.8) e a segunda, responsável pelo suprimento da potência oscilante vista anteriormente, representada por: ( ) i α f 2 i β f 2 = 1 v α v β v 2 β + v2 0 v α v 0 i v 0 f 2 β v 2 v 2 p β v α v β v β v 0 ) v β v 0 v α v 0 (v. 0 (2.9) 2 α + v 2 0 β Essas duas parcelas serão aplicadas no capítulo 4 para análise de simulações. Daí, obtém-se a matriz geral para obtenção das correntes αβ0 de referência do filtro ativo, representada por: i α i β i 0 ( ) = 1 v α v β v 2 β v β v 2. + v2 0 v α v 0 v 2 β v α v β v β v 0 ) v β v 0 v α v 0 (v 2 α + v 2 β. p q q (2.10) 2.3 Método de Sincronismo Como visto anteriormente no Capítulo 1, existem métodos de malha fechada e métodos de malha aberta para garantir que o sinal gerado pelo sistema esteja em sincronismo com o sinal da fonte de alimetação. A estrutura em malha fechada, também conhecida como Phase Locked Loop (PLL), por ser menos suscetível aos harmônicos, a desequilíbrio de tensão e a variações de freqüência, possui um alto tempo de processamento para a determinação do ângulo de fase da tensão, que possibilita o sincronismo. Apesar disso, alguns trabalhos utilizam métodos em malha aberta buscando uma implementação mais robusta e de maior rapidez de execução em DSP (PEREIRA, 2009 e MILFONT, 2010). Em CAMARGO et al (2005) são apresentados os principais métodos

28 2.4. ESTRATÉGIAS PARA A DETERMINAÇÃO DAS CORRENTES DE REFERÊNCIA15 de sincronização em malha aberta, baseados na medição das tensões da rede, aplicados a conversores PWM trifásicos a três fios que tenham capacidade de operar sob condições de desequilíbrios, distorções harmônicas e variações de freqüência. Nesse trabalho, será utilizado um dos métodos propostos em CAMARGO et al (2005), conhecido como Modified Synchronous Reference Frames - Low-Pass Filter Based (MSRF - LPF-B). Nele, o ângulo de sincronização ou o vetor de sincronização normalizado é obtido diretamente a partir das tensões da rede. O método utiliza filtros passa-baixas, com a finalidade de atenuar as componentes harmônicas provenientes das tensões da rede. Com a transformada de Clarke das tensões de entrada (V αβ ) é possível se obter o módulo, demonstrado em 2.11 e em seguida, obtem-se o (sen(θ), cos(θ)), demonstrado em 2.12, que são utilizados para sincronizar as variáveis de saída do inversor. ( ) Vαβ = Vα 2 +Vβ 2 (2.11) sen(θ) = cos(θ) = V β V αβ V α V αβ (2.12) A Figura 2.3 representa os sinais seno e cosseno resultantes do método de sincronismo utilizado, implementado pelo DSP TMS320F2812. Figura 2.3: Seno e cosseno obtidos a partir do uso do método de sincronização proposto. 2.4 Estratégias para a Determinação das Correntes de Referência Nesta seção, serão detalhadas as duas estratégias utilizadas neste trabalho para obtenção das correntes de referência utilizadas para o controle do filtro ativo de potência paralelo. As duas técnicas propostas são: obter as correntes de referência αβ0 a partir

29 16 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA dos harmônicos da corrente de carga e a partir da aplicação das Teorias Generalizadas das Potências Instantâneas Referências de corrente através de Referencial Síncrono dq A primeira técnica utilizada, consiste em, a partir da leitura das correntes trifásicas da carga, transformar o sinal obtido em um sistema bifásico com eixos estacionários (transformação αβ0) e em seguida, em um sistema bifásico com eixos girantes (transformada de Park). Com as correntes no formato dq, realiza-se uma filtragem dessas correntes, retirando a componente fundamental, resultando apenas nas correntes harmônicas, representadas por i dh i qh, que serão as correntes de referência para o filtro ativo. A freqüência de corte utilizada para as simulações e para os testes experimentais foi sempre a metade da freqüência da fonte. O diagrama da Figura 4.4 representa a obtenção dessas correntes. Figura 2.4: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica Referências de corrente através das Potências Instantâneas A segunda técnica proposta para análise desse trabalho consiste na medição dos valores de tensão da fonte e corrente de carga do sistema trifásico, em seguida, aplica-se a transformada αβ0 nos dois sinais e é realizado o cálculo das potências instantâneas. Como discutido nas seções anteriores, a partir dos valores das potências instantâneas, podemos obter as correntes de referência para o sistema, representas por i d i q e demonstrado pelo diagrama da Figura A freqüência de corte utilizada para a filtragem da potência ativa nas simulações e nos testes experimentais foi sempre a metade da freqüência da fonte. 2.5 Conclusão Neste Capítulo foram apresentados alguns conceitos básicos, como uma breve teoria sobre máquinas de indução, os conceitos das transformações de Clark e Park e o esquema geral de implementação do método de sincronização MSFR- LPF-B, utilizado para encontrar o ângulo de referência do sistema. Além disso, foram detalhadas as equações necessárias para o desenvolvimento da estratégia de controle para obtenção do sinal de referência baseada na Teoria Generalizada

30 2.5. CONCLUSÃO 17 Figura 2.5: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 2. das Potências Instantâneas e foi esquematizado a forma de implemtentação deste método para a obtenção das correntes de referências.

31 18 CAPÍTULO 2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA

32 Capítulo 3 Projeto Experimental Esta seção apresenta os recursos laboratoriais e computacionais, esquema de montagem e demais equipamentos utilizados para montagem da bancada experimental. 3.1 Estrutura Laboratorial Todos os equipamentos utilizados para a montagem da bancada experimental serão apresentados a seguir, destacando as suas características nominais, formas de ligação e limitações. Esta bancada também servirá para o desenvolvimento de trabalhos futuros, principalmente no estudo do Gerador de Indução Duplamente Excitado - DFIG Motor CC Para simular a atuação dos ventos, será utilizada uma máquina CC demonstrada pela Figura 3.1. Este motor é alimentado por uma fonte de alimentação cc ajustável. Os enrolamentos de armadura e de campo foram conectados em série. As características nominais do motor são: Potência Ativa: 1,2 CV; Tensão: 180 V; Corrente: 6 A; Rotação: 1800 rpm Gerador de Indução A máquina de indução que será utilizada é graficamente apresentada pela Figura 3.2. O gerador apresenta 12 terminais disponíveis, sendo conectados na configuração estrelaparalelo. Tanto o motor CC quanto o gerador de indução são da marca: Tesitec. As características nominais do gerador são: Potência Ativa: 1 CV; Tensão: 180 V; Números de Pólos: 4;

33 20 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL Figura 3.1: Máquina CC. Figura 3.2: Máquina de Indução de rotor bobinado. Corrente Nominal: 3,8 A; Rotação: 1700 rpm. Assim, após as descrições dos valores nominais do motor CC e do gerador de indução, o conjunto utilizado é demonstrado na Figura Capacitor de Compensação O capacitor utilizado para a excitação inicial do gerador é apresentada na Figura 3.4. Foram utilizados 6 capacitores monofásicos como esse e foram ligados no formato deltasérie. As suas características nominais são: Potência Reativa: 1kVAr; Tensão: 220 V; Corrente: 8 A; Capacitor: 110 microf.

34 3.1. ESTRUTURA LABORATORIAL 21 Figura 3.3: Conjunto: Motor CC + Gerador de Indução. Figura 3.4: Capacitor de Compensação.

35 22 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL Bloco dos Sensores Figura 3.5: Bloco de Sensores. A Figura 3.5 demonstra o bloco de sensoriamento da bancada montada. Os diagramas esquemáticos dos sensores são mostrados no Apêndice. Esse bloco é composto por: Fonte de Tensão de 5 V (1); Fonte de Tensão Simétrica 15 V (1); Sensor de Tensão cc (1); Sensor de Tensão ca (6); Sensor de Corrente ca (6). De um modo geral, os sensores recebem o sinal do sistema por dispositivos de efeito Hall (sensores de corrente e sensor de tensão cc do capacitor) e por transformadores de tensão (sensores de tensão ca). Em seguida, o sinal é filtrado e condicionado para uma faixa de operação de modo à torná-los acessíveis à leitura do canal AD do DSP. Todas as saídas dos sensores apresentam um sinal de offset de 1,5 V. Para a realização da calibração dos sensores, os sinais de offset e ganho são ajustados através de comparações com as leituras dos mesmos sinais via osciloscópio. O sensor de tensão cc do capacitor está calibrado para leituras de 600 à 900 V e os sensores de corrente estão calibrados para correntes de até 5A. Alguns filtros passa-baixa foram inseridos nos sensores devido a problemas com interferências provocadas pelo chaveamento dos IGBT s Interface de Comando dos Pulsos Os três sinais de comando gerados pelo DSP (PWMs) são enviados para um circuito de condicionamento, mostrados na Figura 3.6 o qual realiza a geração dos seis pulsos, sendo estes os principais e os seus complementares, os quais são aplicados aos módulos integrados SKHI22A (drivers), fabricado pela SEMIKRON. Essa ligação pode ser demonstrada pela Figura 3.7. A placa apresenta seis saídas condicionadas, mas são utilizadas apenas 3 delas.

36 3.1. ESTRUTURA LABORATORIAL 23 Figura 3.6: Placa de Condicionamento dos Pulsos PWM. Figura 3.7: Placa de Condicionamento conectada aos Drivers.

37 24 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL O driver consiste em um dispositivo que recebe o sinal do circuito de controle e comanda os IGBTs, através de níveis de tensão em +15Vcc para Turno on e -7Vcc para Turn off, com dead band (tempo morto) pré-definido de fábrica para 3.25 µs, Cada módulo fornece o interfaceamento completo com os IGBTs de um braço da ponte retificadora. Pontos de acesso permitem também que se programem alguns parâmetros do módulo. O esquemático do módulo SKHI22A encontra-se no Apêndice. A seguir são citadas algumas características desses dispositivos (drivers): Geração do tempo morto; Proteção de curto-circuito; Ajuste de referência de tensão para o monitoramento de Vce sobre a junção dos IGBTs; Tempo de estabelecimento de comutação do IGBT; Tempo de estabelecimento de corte do IGBT Inversor O inversor de potência utilizado é apresentada na Figura 3.8. Ele possui 6 braços, o que permitirá a evolução desse trabalho atual para a montagem da configuração DFIG. Ele é composto por 4 módulos SKHI22A e 2 módulos SKHI24. O link cc do inversor apresenta 2 capacitores em série, tendo cada um, uma capacitância de 1mF e tensão nominal de 400 V, resultando numa tensão máxima de 800 V no link. Foram utilizados 3 indutores para o acoplamento do inversor ao sistema. O indutor apresenta uma indutância de 35 mh e uma resistência interna de 6Ω. Um deles pode ser observado na Figura Carga Não-linear A carga não-linear utilizada é demonstrada na Figura Ela é composta por um retificador a diodos, um capacitor e uma carga de lâmpadas. 3.2 Recursos Computacionais Na fase de simulação foi utilizado o Borland C++ para a comprovação do objetivo do trabalho e os resultados serão demonstrados no capítulo seguinte. Para a implementação prática, foi utilizado o DSP - TMS320F2812, detalhado a seguir DSP - TMS320F2812 Introdução Nessa seção, será abordada uma breve descrição sobre o processador digital de sinais (DSP) que é utilizado na implementação do sistema, assim como o seu ambiente de programação (code composer). O dispositivo utilizado foi o DSP TMS320F2812, da Texas Instruments e é apresentado na Figura 3.11.

38 3.2. RECURSOS COMPUTACIONAIS 25 Figura 3.8: Inversor. Figura 3.9: Indutor de Acoplamento.

39 26 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL Figura 3.10: Carga não-linear. Figura 3.11: DSP TMS320F2812

40 3.2. RECURSOS COMPUTACIONAIS 27 Descrição do Módulo O módulo escolhido para o sistema, desenvolvido comercialmente pela Spectrum Digital foi o ezdspf2812, o qual foi arquitetado sobre o processador digital de sinais TMS de 32 bits da Texas Instruments sob a arquitetura de ponto fixo em hardware, como mostrado na Figura Figura 3.12: Visão Geral do Módulo onde: P1 Interface JTAG; P2 Pinos de Expansão; P3 Controlador de interface paralela Port/JTAG; P4/P8/P7 Interface de entrada e saída; P5/P9 Interface Analógica; P6 Fonte de Alimentação. A família C28x apresenta uma excelente capacidade de processamento, altas taxas de transferência de dados e baixo custo dos recursos integrados, tornando-se um ótimo dispositivo para ser usado em diversos sistemas embarcados. Ambiente de Programação Para que o DSP em questão possa ser configurado de acordo com as necessidades que o sistema a ser controlado requer, é necessário se efetuar a programação através do "code composer", pois este ambiente possibilita o acesso a todos os registradores que permitirão o ajuste adequado do DSP para o fim desejado, onde o mesmo pode ser programado através das linguagens C/C++ e assembler, ficando a critério do programador a escolha. Sinal de Entrada para o DSP A Figura 3.13 representa os sinais de tensão da Fase A e da corrente de carga da Fase A após a leitura realizada pelo DSP dos sinais recebidos pelo bloco de sensores.

41 28 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL Figura 3.13: Leituras de Sinais via DSP Algoritmo Implementado - Diagramas de Blocos Nesta seção do trabalho serão detalhados os diagramas de blocos dos algoritmos implementados no ambiente de programação do DSP2812, sendo utilizado a linguagem C/C++. Técnica 1 - Referencial Síncrono dq. Figura 3.14: Representação do algoritmo implementado - Técnica 1 A Figura 3.14 representa os blocos de implementação da primeira técnica analisada. A partir do bloco de sensores de entrada, são lidas as correntes e tensões da fonte. Os sinais

42 3.3. ESQUEMA GERAL DE MONTAGEM 29 de tensão trifásicos são transformados para um sistema bifásico com eixos estacionários (transformação αβ0) e em seguida é obtido o ângulo θ, atráves do sen(θ) e cos(θ), possibilitando, assim, a implementação de uma rotina para a obtenção do sincronismo, com a finalidade de sincronizar o conversor PWM com o sinal da Fonte. As correntes trifásicas de carga são lidas a partir de um segundo bloco de sensores. Elas são transformadas de um sistema trifásico para um sistema bifásico com eixos estacionários (transformação αβ0) e em seguida, em um sistema bifásico com eixos girantes dq (transformada de Park). Após passarem por um filtro passa alta, obtem-se as correntes de referência, representadas por i dh e i qh e serão somadas a essas correntes os valores de i dre f e i qre f. O resultado é somado as correntes i d f e i q f, às quais resultam da subtração da corrente da Fonte menos a corrente de Carga. Com isso, é gerado um erro que é aplicado na entrada de dois controladores PI (um para cada sinal), os quais são responsáveis pela geração dos sinais U d e U q. Os sinais de saída dos controladores PI são limitados dentro desta faixa de operação. A corrente i dre f é o resultado do erro gerado entre a tensão do link do capacitor ( V dc ) com a tensão cc de referência ( V re f ), após passar por um controlador PI. Com a obtenção desses sinais U d e U q e do ângulo θ calculado a partir do método de sincronização MSRF-LPF-B, são gerados os sinais de referência para a rotina de PWM, que tem como saída as razões cíclicas para cada chave do conversor. Técnica 2 - Potências Instantâneas. Na segunda técnica abordada, a diferença do sistema explicado na técnica 1 consiste apenas na obtenção das correntes i dh e i qh. A partir das tensões de entrada e das correntes da carga já transformadas em αβ0, são obtidas as potências instantâneas do sistema. Em seguida, através da modelagem já demonstrada no Capítulo 2, são obtidas as correntes de referência do sistema. A Figura 3.15 demonstra os blocos dessa segunda análise. 3.3 Esquema Geral de Montagem O esquema geral de montagem pode ser visto através da Figura Como pode-se observar, são utilizados uma fonte CC e um motor CC para simular a atuação dos ventos. O motor CC está acoplado diretamente ao gerador de indução. É utilizado um banco de capacitores conectado ao gerador de indução para suprir a potência reativa e realizar a sua excitação. Para realizar o acionamento do sistema e o carregamento inicial do banco de capacitores antes dele ser acoplado ao estator do gerador, foi montado um quadro de acionamento, visto na Figura De um modo geral, o quadro possibilita os seguintes procedimentos: B1 - Carrega o bando de capacitores; B2 - Desconecta o banco do Varivolt e conecta aos terminais do estator do gerador; B3 - Conecta a carga não-linear ao grupo gerador do sistema.

43 30 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL Figura 3.15: Representação do algoritmo implementado - Técnica 2 Figura 3.16: Visão Geral do Sistema

44 3.4. CONCLUSÃO 31 Figura 3.17: Quadro - acionamento. Com isso, o banco de capacitores é conectado ao estator do gerador apenas quando ele se encontra em velocidade nominal e só após o sistema apresentar as tensões nos seus terminais, é que se conecta a carga não-linear. Uma visão real do sistema montado é apresentada na Figura Conclusão Neste capítulo foram detalhados os recursos laboratorias, como as máquinas e equipamentos e componentes utilizados, descrevendo os seus valores nominais e formas de conexão. Uma descrição sobre o modelo do DSP, assim como um detalhamento sobre o algoritmo e blocos de controles avaliados foram apresentados.

45 32 CAPÍTULO 3. PROJETO EXPERIMENTAL Figura 3.18: Visão Geral do Sistema.

46 Capítulo 4 Resultados 4.1 Resultados de Simulações O estudo de desempenho das técnicas propostas nesse trabalho foi avaliado inicialmente por simulações. Para realização dos testes, foi implementado um programa de simulação escrito em linguagem C/C++. Para a fase inicial, o sitema foi composto por uma rede de alimentação trifásica, por uma carga linear não-linear e pelo filtro ativo paralelo de potência. Nessa etapa, foram aplicados tensões trifásicas constantes ao sistema com valor de pico de 311 V, representadas pela Figura 4.1. Demais dados utilizados na simulação: Freqüência: 60 Hz Resitência do Filtro: 50 mω; Indutância do Filtro: 2 mh; Tensão de Referência do Capacitor: 800 V; Capacitor: 10 mf. Figura 4.1: Tensão trifásicas da rede. A carga não-linear é a mesma utilizada nos dois testes e a corrente de carga da fase A é representada pela Figura 4.2. O THD da corrente de carga, e consequentemente da fonte, é de 42,79% e o espectro de freqüências é mostrado na Figura 4.3.

47 34 CAPÍTULO 4. RESULTADOS Figura 4.2: Corrente de Carga - Fase A. Figura 4.3: Espectro de Freqüências - Corrente de Carga.

48 4.1. RESULTADOS DE SIMULAÇÕES Referencial Síncrono dq A primeira técnica utilizada para obtenção das correntes de referência é representada pelo diagrama de blocos da Figura 4.4. Após o funcionamento do filtro ativo de potência paralelo, obtém-se os resultados da Figura 4.5 para a corrente do filtro ativo e a corrente da fonte de alimentação, Figura 4.6. O THD da corrente da fonte é de 7,67% e o seu espectro está apresentado na Figura 4.7. Figura 4.4: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 1. Figura 4.5: Corrente do Filtro - Fase A. Figura 4.6: Corrente da Fonte - Fase A. Outra análise realizada, foi sobre o controle do barramento do capacitor. A tensão de refêrencia utilizada foi de 800 V e o resultado é demonstrado na Figura 4.8.

49 36 CAPÍTULO 4. RESULTADOS Figura 4.7: Espectro de Freqüências - Corrente da Fonte - Fase A. Figura 4.8: Tensão no Barramento cc

50 4.1. RESULTADOS DE SIMULAÇÕES 37 Com isso, foram obtidos os seguintes resultados finais, onde é demonstrado a corrente da fonte sobreposta à corrente harmônica da carga na Figura 4.9 e a corrente da fonte, sobreposta à tensão da fonte, mostradas na Figura 4.10, ambas referentes a Fase A. Figura 4.9: Corrente da Fonte / Corrente de Carga Figura 4.10: Tensão da Fonte / Corrente da Fonte Referencial pelas Potências Instantâneas Após a análise do primeiro método de controle proposto nesse trabalho, foi analisada a teoria das potências instantâneas, teoria essa já discutida no Capítulo 2. Para análise de desempenho, foi aplicada a mesma situação proposta no primeiro método. A segunda proposta é mostrado no diagrama de blocos da Figura A principal caractéristica que a diferencia do primeiro modelo, consiste na forma de obtenção das correntes de referência, sendo nessa segunda proposta, provenientes da matriz de referência das potências instantâneas. As análises serão iniciadas a partir das potências instantâneas obtidas pelo sistema. As potências ativa e reativa instantâneas são demonstradas a seguir, respectivamente pelas Figuras 4.12 e Analisando o diagrama de blocos apresentado na Figura 4.11, observou-se que, a partir da filtragem da potência ativa instantânea, obtem-se a parcela oscilante ativa e a parcela real, ambas mostradas, respectivamente, a seguir: Figura 4.14 e Figura A forma da onda da corrente do filtro, após a atuação do sistema proposto, é vista na Figura 4.16.

51 38 CAPÍTULO 4. RESULTADOS Figura 4.11: Diagrama para obtenção das correntes de referência - Técnica 2. Figura 4.12: Potência Ativa Instantânea Figura 4.13: Potência Reativa Instantânea