Projeto de um Controlador de Temperatura Proporcional, Analógico, com Sensor de Temperatura Usando Transistor Bipolar

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1 Projeto de um Controlador de Temperatura Proporcional, Analógico, com Sensor de Temperatura Usando Transistor Bipolar Introdução O objetivo deste Laboratório de EE-641 é proporcionar ao aluno um ambiente de projeto, montagem, verificação e caracterização de circuitos analógicos baseados em op-amps e transistores. Várias técnicas de condicionamento de sinais são apresentadas através de blocos simples e interessantes, proporcionando ao aluno uma experiência excelente na área de processamento de sinais analógicos. O projeto escolhido, um controlador de temperatura, foi baseado no fato de que vários circuitos de tratamento e condicionamento de sinais são necessários para o seu funcionamento, propiciando ao aluno um bom aprendizado no projeto e caracterização de circuitos analógicos. Além do conteúdo ser excelente para um curso de Laboratório de Circuitos de Eletrônica, o fato de, ao final do curso, os alunos terem realizado um circuito que, a menos de alguma pequenas modificações, poderia ser considerado como um circuito comercial para um controlador de temperatura simples, é extremamente motivador para o aluno, e o resultado final de várias edições deste curso de Laboratório sempre foi extremamente positiva. O projeto a ser realizado é de um controlador de temperatura com as seguintes características: proporcional, operando até 100 o C; sensor de baixo custo e fácil disponibilidade, com semicondutor (transistor bipolar); usa um PWM como elemento proporcional; possibilita medir a temperatura do sensor diretamente em um voltímetro; saída de potência para a rede com detetor de cruzamento de zero, para acionamento de tiristores; Um diagrama de blocos do controlador de temperatura é apresentado a seguir, na Figura 1. Sensor de Temperatura Amplificador Calibração + Amplificador de erro Ajuste de Set-Point - AQUECEDOR Tiristores Driver de potência com detetor de cruzamernto do zero Figura 1 Diagrama de blocos do Controlador de Temperatura Com objetivos didáticos, o circuito foi quebrado em 5 blocos, que são interligados uns aos outros à medida que são projetados, montados e testados (todos na mesma placa). 1 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

2 Bloco 1 do Projeto - Sensor de Temperatura / Condicionador de Sinal O objetivo desta primeira etapa é projetar um circuito para tratar o sinal de um sensor de temperatura, de forma a obter na saída do circuito um sinal em tensão, com amplitude proporcional à temperatura, da forma: V out = 10 mv x T( o C) Como o intervalo de interesse de medida de temperatura é de 0 a 100 o C, o sensor de temperatura que iremos usar será um transistor bipolar, de preferência com encapsulamento metálico, para facilitar a troca de calor entre o ambiente onde estamos fazendo a medida e o silício que forma o transistor. O VBE de um transistor bipolar varia com a temperatura da seguinte forma: VBE(T) = VBE(T o) α. (T-T o) + φ(t) Normalmente, o termo φ(t), que é um termo não linear, é muito menor do que os outros termos da equação e, para a maioria das aplicações, pode ser desprezado. Dessa forma, iremos fazer uma aproximação linear da variação do VBE de um transistor com a temperatura, dada por: VBE(T) = VBE(T o) α. (T-T o) O valor de α é, geralmente, para um transistor de silício fabricado com perfis de dopagem convencionais, algo em torno de 1,8 mv/ o C a 2.2 mv/ o C. Como não iremos fazer uma caracterização térmica dos nossos transistores, iremos assumir, no projeto, que: ΔVBE/ΔT = - 2 mv/ o C O problema do nosso projeto do circuito condicionador de sinal para o sensor de temperatura está, portanto, bem definido. Precisamos de um circuito que transforme as variações do nosso sensor de temperatura, um transistor bipolar que apresenta ΔVBE/ΔT = - 2 mv/ o C, em um sinal que siga a expressão V out = 10 mv x T( o C). Um sinal com esta característica irá nos permitir usar o sinal para controlar a temperatura do local onde o sensor está, mas também irá informar o valor da temperatura no sensor, se usarmos um um voltímetro (no voltímetro teremos uma leitura de 10mV por o C, de forma que, por exemplo, uma leitura de 500mV no voltímetro indica uma temperatura de 50 o C no sensor. Para projetar o circuito vamos precisar de 3 blocos: um circuito para polarizar o transistor, um circuito para amplificar as variações de ΔVBE/ΔT = - 2 mv/ o C e transformá-las em +10 mv/ o C, e, finalmente, um circuito para calibrar o sensor. O primeiro circuito é bastante simples, e utiliza um amplificador operacional CI1 para manter a corrente de coletor no transistor constante, além de manter a tensão no coletor e na base (estão ligados juntos) também constante. A tensão na base (e no coletor) idealmente seria zero volts, porém, na realidade, devido às imperfeições do op-amp, esta tensão não será zero, mas sim alguns mv positiva ou negativa. 2 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

3 Na Fig. 2 temos o circuito que será usado para polarizar o transistor. Deve-se projetá-lo de forma a fornecer uma corrente de coletor em Q1 da ordem de 500 μa. +12 V +Vcc Q1 2N2222 R1 CI1 - VBE R2 -Vee +Vcc = +12 V - Vee = -12 V R3 Vtemp Figura 2 Circuito de polarização do transistor Como a base do transistor está com tensão zero (ou muito próxima de zero), a tensão de saída no opamp é igual a -VBE(T ambiente), e deve ser algo em torno de -600mV, para um transistor conduzindo 500 μa. A variação da tensão na saída do op-amp será a variação do VBE do transistor, ou seja, -2 mv/ o C. O divisor de tensão na saída do op-amp, composto por R2-R3, não é necessário, e foi incluído apenas para mostrar como podemos alterar não apenas uma tensão, mas também a sua variação com a temperatura. Fazendo R2 = R3, a tensão V temp que teremos no divisor será de -VBE/2 (cerca de -300 mv), e a sua variação com a temperatura também será dividida por dois, ou seja, a variação da tensão no divisor com a temperatura será de (-2 mv/ o C)/2 = -1mV/ o C. Nesta etapa você deverá projetar R1 de forma a que a corrente no coletor do transistor seja de 500 μa (considere a corrente de entrada do op-amp igual a zero e despreze a corrente de base, já que você está interessado em obter um valor próximo de 500 μa no coletor, e a corrente de base I b do transistor é, em geral, para um transistor de baixa potência, menor do que 1% da corrente I c). O cálculo do divisor R2-R3 deve ser feito levando em conta que o op-amp que estamos usando (LM324) não pode absorver correntes elevadas na sua saída (a corrente máxima garantida pelo fabricante é de 5mA). Podemos utilizar um valor bem baixo de corrente, para economizar energia e não sobrecarregar o op-amp. Um valor de corrente no divisor da ordem de 300 μa é bastante razoável. Se levarmos em conta que o op-amp já está absorvendo 500 μa do transistor, teremos a corrente total absorvida pelo op-amp igual a aproximadamente 800 μa, o que está bem dentro dos limites suportados pelo opamp. 3 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

4 Devemos, agora, projetar um circuito que transforme a tensão existente na saída do divisor (que é de cerca de 300 mv e possui uma variação térmica de 1 mv/ o C), em uma tensão que possua as seguintes características: uma variação de + 10 mv/ o C apresente um valor de 250 mv à temperatura ambiente (estamos assumindo que o laboratório está a 25 o C). Na realidade, deveríamos calibrar o sensor, por exemplo, imergindo o transistor em um banho de água com gelo, em equilíbrio térmico, a 0 o C, e ajsutando o circuito para que a tensão de saída fosse igual a zero mv. No entanto, no nosso caso, vamos assumir que a temperatura do Lab é de 25 o C, e iremos calibrar o circuito usando esta referência. Se preferirem, podem segurar o transistor firmemente com as mãos e calibrar a tensão de saída para cerca de 340 mv (assumindo que a temperatura nas mãos seja um pouco inferior à temperatura corpórea). A primeira observação importante que temos que fazer é observar que a tensão no divisor, como é negativa, ao variar 1 mv/ o C, irá, efetivamente, aumentar de valor conforme a temperatura aumenta. Basta vermos um exemplo numérico para entender o que acontece. Vamos assumir que a temperatura inicial é de 25 o C e a tensão no transistor e no divisor são, respectivamente, -600 mv e -300 mv. Se a temperatura aumentar para 35 o C (variação de +10 o C), teremos uma variação no VBE do transistor de 20 mv, pois ΔVBE/ΔT = -2 mv/ o C, e a tensão no transistor irá ser de -580 mv, enquanto que no divisor teremos a metade disto, ou seja, -290 mv. Como vemos, as tensões no transistor e no divisor aumentaram, pois ficaram menos negativas! Com isto observado, vemos que para transformar a variação de 1 mv/ o C em +10 mv/ o C, basta projetarmos um amplificador com ganho igual a 10, e somarmos uma constante a este valor. A constante que se deve somar é de 3250 mv, como vemos na tabela abaixo, onde mostramos todas as tensões no circuito, e a tensão de saída após somarmos 3250 mv na saída do amplificador de ganho 10. Temperatura -VBE (mv) Vdivisor (mv) Vdivisor x 10 (mv) Vdivisor x (mv) O circuito que executa esta função é bastante simples, pois precisamos apenas de um amplificador não inversor de ganho 10 e um amplificador somador (para somar os 3250 mv). No entanto, para economizarmos componentes, podemos realizar os dois amplificadores usando apenas um op-amp, como indicado na Fig. 3, onde a tensão de saída no terceiro circuito foi obtida através da aplicação do teorema da superposição, que é justamente a soma das saídas dos dois primeiros circuitos. 4 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

5 Vtemp CI2 + _ Vo 1 = (1 + R4/R5) V temp R4 R5 R4 R5 V cal CI2 + _ Vo 2 = - (R4/R5) V cal R4 = 9R R5 = R V cal CI2 + _ V out = (10 V temp ) (9 V cal ) Com V cal = - 361,11 mv temos: V temp V out = 10 V temp mv Figura 3 - Amplificador de Ganho 10 e Soma de de V cal Devemos observar que, como o circuito que amplifica a tensão de calibração V cal é um amplificador inversor, é necessário gerar uma tensão V cal negativa, de aproximadamente -361,11 mv. Na verdade, como não sabemos ao certo o valor do VBE do transistor na temperatura ambiente, é necessário colocar um trimpot de precisão (10 voltas) para permitir ajustar esta tensão em torno de -361 mv, e corrigir pequenas variações necessárias para que possamos ajustar V out = 250 mv na temperatura ambiente. 5 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

6 Para isto, como vemos na Fig. 4, usamos um diodo zener para gerar uma tensão fixa de aproximadamente 3,3V (ou qualquer outro valor de zener próximo disponível no almoxarifado), e fazemos um divisor resistivo, que permita que possamos variar a tensão V cal de -150mV a 550 mv, dando uma margem de ajuste de aproximadamente ± 200 mv em torno dos 361 mv. O op-amp CI3 é usado como amplificador buffer (ganho 1, alta impedância de entrada e baixa impedância de saída), para evitar que a impedância do conjunto R6, R7, R8, TP1, DZ1 não altere o ganho do amplificador montado anteriormente, com o CI2. R7-150 mv R6 DZ1 3,3 V Ajuste de V cal TP1 10 voltas mv R8 CI3 + Vcal _ - 12 Volts Figura 4 Circuito para geração da tensão V cal Lembramos que o CI LM 324 possui 4 amplificadores operacionais, e portanto, é necessário apenas um circuito LM 324 para executar todos os circuitos apresentados neste bloco 1. O circuito completo do condicionador de sinal e medidor de temperatura é apresentado na Figura 5. Use esta figura para fazer anotações (pinos dos CIs, valores dos resistores, etc.) para que fique mais fácil testar, verificar e medir o circuito após estar montado. 6 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

7 +12 V +Vcc Q1 2N2222 R1 CI1 - VBE R2 -Vee CI4 +Vcc = +12 V - Vee = -12 V R3 Vtemp R4 = 9R R5 = R CI2 V out = (10 V temp ) (9 V cal ) V out = 10 V temp mv Vout = 10 mv T( o C) Figura 5 Circuito completo do sensor de temperatura e condicionador de sinal 7 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

8 Bloco 2 do Projeto: Gerador de Onda Triangular para Circuito PWM. O bloco que irá ser usado para gerar uma onda triangular (na realidade próxima da triangular, mas cuja não linearidade não interfere com os nossos objetivos) é, basicamente, um Op-amp com uma realimentação positiva, funcionando como um comparador com histerese. O bloco é apresentado a seguir: R9 V1 Vc Onda triangular CI5 R10 VA Onda quadrada C1 V2 R11 DZ2 R12 DZ3 Dz2 = Dz3 = 6 V Figura 6 Gerador de onda triangular (aproximada) Para uma análise simples do principio de funcionamento, vamos imaginar que, ao ser ligado o circuito, a tensão na saída do op-amp CI5 (V 1) está em VCC (12 V), pois o op-amp está saturado. Dessa forma temos o diodo zener DZ2 polarizado reversamente e tendo uma queda de tensão de 6 V sobre ele (portanto operando como um zener convencional) e o diodo zener DZ3 está polarizado diretamente (com uma queda de tensão de aproximadamente 0,6 V), funcionando como um diodo normal. A tensão V A, que é a soma da tensão nos dois diodos é, portanto, de aproximadamente 6,6 V. O divisor resistivo R11-R12, com dois resistores iguais, divide esta tensão por dois e fornece aproximadamente 3,3 V no ponto V 2, que é a entrada não-inversora do op-amp. Como ao ligar o circuito o capacitor C1 está descarregado, a tensão na entrada inversora do op-amp (V c) também é zero, já que o capacitor está completamente descarregado, e a tensão sobre ele é nula. Vemos, portanto, que a tensão que neste momento sobre o resistor R9 é de V A V c = V A 0 = V A. Logo, a corrente inicial sobre R9 é dada por I R9 = (V A-0)/R9 = V A/R9. Esta corrente, como não entra na entrada inversora do op-amp, é obrigada a ir para o capacitor, e começa a carregá-lo. 8 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

9 O capacitor continua sendo carregado até que a tensão na entrada inversora (ou seja, a tensão sobre o próprio capacitor) seja ligeiramente maior do que a tensão na entrada não-inversora. Isso ocorre quando Vc é ligeiramente maior do que 3,3 V (V 2 era igual 3,3 V). Neste instante, como o ganho de malha aberta do op-amp é muito alto (A v é normalmente da ordem de a ), a saída do op-amp, que é igual a V 1 = A v. (Vi + - Vi -), vai imediatamente para V 1 = -VEE = -12 V. Como conseqüência, temos a inversão na polarização dos dois zeners (D2 passa a operar como zener, com tensão de 6V sobre ele e D1 passa a operar diretamente, como 0,6 V aproximadamente de queda sobre ele. A tensão V A irá, portanto, passar para um valor negativo, porém de módulo igual ao que possuía anteriormente, ou seja, aproximadamente 6,6 V. O divisor R11-R12 continua executando a mesma função, e agora divide esta nova tensão (- 6,6 V) por dois, fornecendo uma tensão V 2 = -3,3 V para a entrada não inversora do op-amp. Isso ocorre com um atraso que é dado apenas pela capacidade do op-amp em mudar a sua saída de 12 V para -12 V, em alguns µs. Como o capacitor continua carregado com aproximadamente 3,3 V, nesse momento a corrente que passa em R9 inverte de sentido (pois a saída do op-amp agora está em 12 V), e passa a descarregar o capacitor com uma corrente inicial dada por I R9 = (6,6-3,3)/R9. Evidentemente o capacitor vai descarregar até que a tensão dele chegue ligeiramente abaixo de 3,3 V, quando a saída do op-amp passa para 12 V, e então tudo se repete, ciclicamente. Pois temos praticamente a mesma condição inicial deste análise (a única diferença é que agora o capacitor, no instante desta mudança, estava com 3,3 V sobre ele, e não zero, como quando ligamos o circuito). Portanto, o capacitor vai sempre se carregar até 3,3V e depois descarregar até 3,3 V, de forma que temos um oscilador, fornecendo na saída VA uma onda quadrada com tensões de 6,6 V e 6,6 V, e sobre o capacitor (Vc) uma onda quase triangular, com amplitude entre 3,3 V e 3,3 V. A onda não será perfeitamente triangular pois a corrente de carga e descarga do capacitor não é constante (I R9 depende de Vc), e isso provoca uma pequena não linearidade. Entretanto, essa nãolinearidade não é muito grande, pois a corrente IR9 tem valores máximos e mínimos (em módulo) dados por aproximadamente I R9max = (6,6-0) / R9 e I R9min = (6,6-3,3) / R9 O objetivo do projeto deste bloco é calcular os resistores e o capacitor, de forma que: - A freqüência de oscilação seja de aproximadamente 1 Hz; Tomar cuidados para que os valores de corrente sejam baixos (da ordem de µa), para permitir a utilização de capacitores baratos (da ordem de 1 µf, por exemplo). Usar um novo LM 324, pois o op-amp CI4 que está sobrando no primeiro projeto (do sensor e condicionador do sinal de temperatura) vai ser utilizado lá perto mesmo...). Usar um osciloscópio para medir as formas de onda na saída (atenção, usar acoplamento DC, pois a freqüência de oscilação é muito baixa, e não vai ser possível ver nada em AC). 9 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

10 Bloco 3 do Projeto: Comparador com Histerese para Circuito PWM O circuito de um PWM Pulse Width Modulator, gera um trem de pulsos, de amplitude constante, com largura proporcional a um sinal de entrada, no nosso caso, o sinal de erro, proveniente do amplificador de erro. O princípio de funcionamento de um circuito PWM bastante simples, e faz uso do gerador de onda triangular (já apresentado no bloco 2) e do comparador com histerese, que vamos apresentar neste bloco. Na Figura 7 temos um op-amp com um sinal triangular em sua entrada inversora e um sinal de que chamaremos de Verro em sua entrada não inversora. Na Figura 8 temos o resultado da comparação destas duas tensões (ou seja, a tensão de saída do op-amp). V triang V erro V o V o Figura 7 Princípio de funcionamento do PWM Tempo Como podemos facilmente observar, a largura do pulso de saída em Vo aumenta a medida que a tensão Verro aumenta. Desta forma, temos em Vo um sinal que possui tempo alto proporcional ao sinal Verro. Lembramos que é necessário que a freqüência do sinal Verro seja muito menor do que a freqüência da onda triangular. O nosso circuito do PWM é muito semelhante ao apresentado na Figura 7, sendo que a única variação é a inclusão de dois resistores, R13 e R14, que adicionam uma pequena histerese ao comparador, evitando que ele mude de estado múltiplas vezes nos pontos de cruzamento, devido a ruído nos sinais. 1 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

11 No circuito da Figura 8 apresentamos o circuito do comparador com histerese já acoplado ao circuito anteriormente projetado, o gerador de onda triangular. Deve-se projetar a histerese (dada por R13 e R14) para ser algo com 1 parte em 100 ou mesmo 1 parte em 1000, já que o objetivo é aénas tornar o comparador imune a ruídos presentes nas entradas. CI6 VPWM V erro R14 R13 R9 V1 V Onda c triangular C1 CI5 R10 VA Onda quadrada V2 R11 DZ2 R1 2 DZ3 Dz2 = Dz3 = 6 V Figura 8 Circuito do comparador acoplado ao gerador de onda triangular Para testar o funcionamento do circuito, basta injetar, com um gerador de sinais, uma onde senoidal, com freqüência bem menor do que a da onda triangular (cerca de 10 vezes menor), e com uma amplitude da ordem de grandeza da onda triangular (aproximadamente 3,3 V). Deve ser possível ver, no osciloscópio, a saída do PWM variando de pulsos bem estreitos até pulsos bem largos. Se utilizarmos um sinal de Verro maior do que a amplitude da triangular, o sinal de saída do comparador (sinal do PWM) deve saturar, e ficar fixo no valor alto (ou baixo), durante o período em que o sinal Verro for maior(menor) do que a onda triangular. 2 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

12 Bloco 4 do Projeto: Amplificador de Erro. Quando projetamos um controlador do tipo proporcional, um dos principais parâmetros que devemos ajustar é a chamada banda proporcional. A banda proporcional nada mais é do que a faixa de sinais de erro em que o controlador funciona de forma proporcional. Fora desta faixa, o controlador fornece na saída um sinal de controle com 0% ou 100% de intensidade, como se fosse um controlador on-off. É justamente a largura da banda proporcional que vai determinar se o sistema responde muito lentamente ou muito rapidamente a um erro presente na sua entrada. Lembramos que o aumento do ganho, e a conseqüente redução da banda proporcional, podem levar o sistema a uma condição de oscilação. Portanto, a banda proporcional deve ser ajustada de forma a orimizar o compromisso entre velocidade de resposta do sistema e overshoot de temperatura aceitável, já que ao diminuirmos a banda proporcional, mesmo que o sistema não oscile, poderemos estar causando um overshoot muito grande na temperatura do sistema. No nosso caso, vamos fazer a banda proporcional igual a 10 o C (ou seja, ±5 o C em torno do ponto em que se deseja ajustar a temperatura). O que significa, em termos de sinal elétrico, ajustarmos uma faixa de ±5 o C em torno do ponto de operação (set-point)? Para darmos esta resposta, precisamos lembrar a amplitude da nossa onda triangular, que é de 3,3 Vp (ela atinge valores entre ± 3,3 V). Portanto, para que o PWM tenha a sua saída em 100% (ligado o tempo todo), devemos aplicar um sinal de erro Verro = 3,3 V. Analogamente, para que o PWM tenha a sua saída em 0% (desligado o tempo todo), devemos aplicar um sinal de erro Verro = -3,3 V. Logo, se queremos uma banda proporcional de ±5 o C, queremos que o PWM só funcione dentro desta faixa, e fora dela a saída seja saturada em 0% ou 100%. Um exemplo gráfico disto é apresentado na Figura 9. Note que a saída em 50% significa uma onda quadrada na saída do PWM (tempo alto igual ao tempo baixo). 100% Saída PWM 50% 0% Vsetpoint 5 o C - 3,3V Vsetpoint + 5 o C + 3,3V Temperatura Tensão Figura 9 Relações entre temperatura e tensões definindo a banda proporcional Portanto, uma variação de tensão de erro entre -3,3 V e + 3,3V (6,6 V no total) deve estar relacionada a uma variação de temperatura de ±5 o C (10 o C no total). Isso significa que devemos entrar com um 3 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

13 sinal de erro que possua uma relação de (6,6V/10 o C), ou seja, aproximadamente 660 mv por o C. Como o nosso sinal de temperatura (que vai ser comparado com o set-point, para gerar o erro), possui um comportamento térmico de 10 mv/ o C, devemos dar um ganho de 66 no amplificador de erro, para que o sinal de erro resultante tenha uma variação de 660 mv/ o C. O projeto deste bloco se resume, portanto, a fazer um ajuste manual de set-point (para permitir ao operador ajustar a temperatura que deseja no controlador), e um amplificador de erro, que deve amplificar a diferença entre o valor desejado (set-point) e o valor que estamos medindo (Vtemp). O circuito que executa estas duas funções é apresentado na Figura 10. O circuito é composto por um amplificador inversor com duas entradas, de forma que a tensão de saída é igual à soma (invertida) dos dois sinais na entrada: - Vsetpoint R17 Com R16 = R17, e R15 = 66 R16 temos: Verro = - 66 x (Vout-Vsetpoint) Vout R16 R15 CI7 Verro Verro = 66 x (Vsetpoint Vout) Figura 10 Circuito do amplificador de erro Assumindo que o controlador pode controlar temperaturas na faixa de 20 o C a 100 o C, precisamos um potenciômetro que permita ajustar o set-point entre -200 mv e mv, já que o nosso circuito de condicionamento de sinal do sensor de temperatura fornece 10 mv/ o C. O circuito que gera o set-point é apresentado na Fig. 11, e utiliza o mesmo diodo zener do Bloco 1 como referência de 3,3 V. O op-amp CI4, ligado como amplificador de ganho 1 (buffer), é necessário para que a impedância de R18 e PT1 não alterem o ganho do amplificador de erro. O op-amp que estava sobrando no Bloco 1 deve ser usado para CI4. O potenciômetro PT1 é um potenciômetro convencional, haja vista que não é necessário nenhum ajuste de precisão no set-point. 4 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

14 - Vsetpoint R17 Com R16 = R17, e R15 = 66 R16 temos: Verro = - 66 x (Vout-Vsetpoint) Vout R16 R15 CI7 Verro Verro = 66 x (Vsetpoint Vout) BLOCO 1 Ajuste de VsetPoint PT1 DZ1 3,3 V mv CI4 Vsetpoint + _ R6 R18-12 Volts Figura 11 Circuito de geração do set-point acoplado ao amplificador de erro. Teste o circuito verificando se é possível ajustar o set-point entre 0 mv e mv. Ajuste o set point para aproximadamente 500 mv e aplique uma tensão próxima de 500 mv em Vout (510 mv, por exemplo). Verifique se o amplificador de erro esta amplificando a diferença (Vsetpoint-Vout) por EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

15 Para finalizarmos toda a parte de processamento do sinal e obtermos o sinal do PWM, basta interligarmos os blocos da seguinte forma: Conectar o sinal Vout do bloco 1 (Figura 5) no resistor R16 (Fig. 11); Conectar o sinal de erro (Verro) obtido com o circuito da Figura 11 no resistor R14 da entrada do amplificador de erro (Fig. 8). Feito isto, já dispomos de um sinal PWM que é proporcional ao erro medido entre o valor desejado da temperatura (Vset-point) e o valor medido da temperatura (Vout). Podemos testar o funcionamento do circuito ajustando o valor de Vset-point para cerca de 50 o C (ou seja, um valor de -500 mv em Vsetpoint) e observarmos a saída do PWM enquanto esquentamos o transistor com um ferro de solda. Como o transistor está a temperatura ambiente, e longe da temperatura desejada (que é de 50 o C), o circuito deve estar fora da banda proporcional (que é de ±5 o C em torno de 50 o C), e portanto deve estar saturado, fornecendo 100% da potência. Conforme o transistor aquece, o circuito deve passar pela banda proporcional (deve-se ver o PWM fornecer pulso com pequenos intervalos de tempo no nível baixo, e, gradativamente, conforme a temperatura continua subindo no transistor, o PWM deve cada vez mais diminuir a potência que está fornecendo, com pulsos cada vez mais estreitos, até que quando a temperatura do transistor atinge 55 o C, e o PWM deve ficar cortado (0% de potência fornecida). Ao baixarmos a temperatura no transistor (removendo o ferro de solda), o processo inverso deve ocorrer. 6 EE641 - Professor Siqueira - DEMIC/FEEC

16 EE641 - Laboratório de Eletrônica Circuito de Detector de Cruzamento dezero e Disparo de Tiristores Prof. J. A. SIQUEIRA DIAS - DEMIC/FEEC/UNICAMP 2 Semestre de Objetivo Finalmente, devemos construir um circuito que acione os tiristores que irão ligar o aquecedor, normalmente constituído por um mais resistores de alta potência (desde alguns kw até centenas de kw, dependendo do sistema a ser aquecido). Para proporcionar o acionamento dos tiristores sem gerar muita interferência por irradiação eletromagnética e sem causar um di/dt muito alto nos tiristores, é necessário que o acionamento seja feito quando a tensão da rede esteja muito próxima de zero. Para isso, vamos usar um circuito que gere um pequeno pulso quando a rede passe muito próxima do zero. Em um projeto comercial, a rede seria obtida através do secundário do transformador empregado no projeto da fonte de ±12 V que alimenta todos os blocos do controlador. Como não iremos projetar a fonte (estamos usando a fonte de ±12 V do Lab), vamos montar um circuito separado, com um transformador, apenas para podermos gerar os pulsos sincronizados com o zero da rede. 2 Detector de cruzamento de zero Embora existam CIs que implementem a detecção de cruzamento de zero, optamos por fazer um circuito apenas com transistores e resistores, da mesma forma como seria feito o projeto de um circuito integrado que executasse esta função. Na figura 1 temos o circuito que iremos usar. O funcionamento deste circuito é baseado na operação do par diferencial Q 1 e Q 2, que possui uma carga resistiva formada pelos resistores R 19 e R 20 e é polarizado por uma fonte de corrente, construída com o transistor Q 3. O par Q 3 Q 4 é um espelho de corrente, de forma que a corrente em Q 3 é igual à de Q 4, se desprezarmos os erros devido ao β finito e à diferença de V CE entre Q 3 e Q 4. A corrente em Q 4 é definida pelo resistor R 21, e sugerimos que ela seja da ordem de 2 ma, para que cada um dos transistores do par opere com cerca de 1 ma quando estiverem conduzindo igualmente. 1

17 EE641 - Bloco IV 2 SEM/ Prof. Siqueira V R 20 Q 102 R 19 R23 Q 101 Q 2 Q 1 R 22 V ac R21 Q3 Q4-12 V Figura 1: Circuito de detector de cruzamento de zero Se escrevermos a relação entre as correntes de coletor de Q1 e Q 2 em função de suas tensões V BE, facilmente chegamos à expressão: Por esta equação, se fizermos a tensão V BE1 V BE2 V BE1 V BE2 = kt q ln(ic Q 1 IC Q2 ) (1) = 76 mv, vemos que a corrente no transistor Q 1 será aproximadamente 19 vezes maior do que a no transistor Q 2. Ou seja, Q 1 conduz 95% da corrente de alimentação do par (I CQ3 ), enquanto que Q 2 conduz, obviamente, 5% dessa corrente de alimentação. Isso indica que Q 1 está quase conduzindo toda a corrente do par, e que Q 2 já está quase cortado. Apenas para dar um exemplo numérico, vemos que quando a tensão na base de Q 1 estiver apenas 76 mv acima do zero (a base de Q 4 está em zero), as correntes em Q 1 e Q 2 serão, aproximadamente, I CQ1 = 1,9 ma e I CQ2 = 0,1 ma. Se os resistores R 19 e R 20 forem iguais, as quedas de tensão sobre estes resistores terão a mesma relação que as correntes que passam sobre eles, e portanto a tensão sobre R 19 será 19 vezes a tensão sobre R 20. Logo, se projetarmos adequadamente os resistores R 19 e R 20, é fácil fazer com que nestas condições (V R19 = 19 V R20 ), somente o transistor Q 102 tenha tensão V BE suficiente para conduzir, que a tensão V BE no transistor Q 101 não seja suficiente para ele conduzir. Como um transistor na condução tem a tensão V BE 600 mv, se R 19 é calculado para fazer com que a tensão V BE19 = 600 mv, a tensão sobre R 20 será aproximadamente 19 vezes

18 EE641 - Bloco IV 2 SEM/ Prof. Siqueira 3 menor, ou seja, V BE20 30 mv. Por enquanto analisamos apenas as tensões V BE necessárias para conduzir ou cortar os transistores Q 101 Q 102. No entanto, ao verificarmos a ligação entre os dois transistores, vemos que eles estão em uma configuração cascode, onde só é possivel que um dos transistores conduza se o outro também estiver conduzindo. Dessa forma, é possível calcular os valores de R 19 e R 20 para que, por exemplo, estes dois transistores só estejam conduzindo quando a tensão de entrada estiver muito próxima do zero. No nosso caso, os valores de R 1 9 e R 2 0 devem ser calculados para que estes transistores só conduzam quando a tensão de entrada estiver entre +50 mv e 50 mv. A corrente de saída destes transistores é jogada sobre o resistor R 22, de forma que durante o breve intervalo de tempo em que os dois transistores conduzem, a tensão sobre R 22 sobe e faz com que o transistor Q 5 conduza. Com Q 5 conduzindo, o valor de R 23 deve ser calculado para que ele vá para a região de saturação, e fique em aproximadamente 100 mv (V CE sat ) enquanto a rede está entre +50 mv e 50 mv. Como fora desta faixa de tensão de entrada Q 5 vai estar cortado, a tensão no seu coletor vai ter uma forma de onda como a indicada na Fig. 2. Na implementação do circuito vamos utilizar um array de transistores integrados (o LM 3046) para os transistores Q 1 Q 5. Lembre que o substrato do LM 3046 deve ser ligado ao potencial mais negativo do CI, logo o emissor de Q 3 (ou de Q 4 ) deve ser o pino 13 do CI. Para os transistores PNP, como não temos transistores integrados, usaremos transistores PNP discretos, por exemplo o BC 556. Mesmo com o descasamento natural entre componentes discretos, devido à sua configuração robusta, o circuito deve funcionar corretamente. 3 Monoestável e oscilador Normalmente, para o disparo dos tiristores, utiliza-se um trem de pulsos de alta freqüência, porém com um duty-cycle pequeno, para podermos dar pulsos de alta corrente no gate dos tiristores, garantindo que eles disparem, sem no entanto dissipar muita potência nos gates, evitando que eles possam vir a queimar. Devemos providenciar dois circuitos: um circuito que gere o trem de pulsos de alta freqüência e baixo duty-cycle; um gerador de pulso acionado pela borda de descida do detetor de cruzamento, do tipo monoestável, para fazer com que o trem de pulsos só esteja disponível para os tiristores durante um pequeno período do ciclo da rede. Com isto, teremos um trem de pulsos em alta freqüência, iniciando-se próximo do ponto onde a rede passa pelo zero, e com a duração que nós desejarmos (normalmente 1 a 2 ms são suficientes para garantir o disparo dos tiristores). O diagrama de tempos da Fig. 2 mostra todos os sinais descritos anteriormente. Para a obtenção dos sinais de alta freqüência e baixo duty-cycle, usaremos um circuito oscilador baseado em carga e descarga de um capacitor. O pulso de 1 ms será gerado por um circuito integrado comercial bastante conhecido, o LM555.

19 EE641 - Bloco IV 2 SEM/ Prof. Siqueira 4 Vac V CQ5 1 V oscilador f 40 KHz Duty-Cycle 10% Figura 2: Sinais necessários para disparo dos tiristores O circuito do monoestável, apresentado na Figura 3, é bem simples e fácil de ser entendido. Toda vez que aplicamos um pulso de descida no trigger (pino 2 do CI 555) que atinja valores menores do que Vcc/3, os comparadores internos do CI 555 geram na saída (pino 3) um pulso de duração igual a T = 1.1R 24 C 2. Portanto, para ajustarmos o tempo do monoestável em aproximadamente 1 ms, basta calcularmos um conjunto R 24 e C 2, usando a equação acima. É interessante usarmos valores baixos para o capacitor C 2, algo em torno de 10 nf, para economizar nos valores dos componentes do projeto. Na Figura 4 temos o circuito que será utilizado para gerar a forma de onda do trem de pulsos. O circuito é um comparador com histerese, dotado de uma realimentação positiva. Os transistores Q 6 e Q 7 formam um par diferencial, alimentado por uma fonte de corrente (Q 8 ), que tem origem em um espelho de corrente formado por Q 8 Q 1 0. A tensão de saída no coletor de Q 6 é passada por um seguidor de emissor (Q 9 ), dividida pelo divisor resistivo R a e R b e injetada na base de Q 7, criando uma realimentação positiva e determinando o valor da histerese. A saída de tensão no coletor de Q 7 é aplicada, através de um resistor, ao transistor Q 103, que funcionará como fonte

20 EE641 - Bloco IV 2 SEM/ Prof. Siqueira V 8 4 Trigger 2 6 R24 Vsaída C 2 Figura 3: Circuito básico do CI 555 operando como monoestável de corrente para carregar o conjunto RC formado por R x, C x. A tensão sobre o capacitor C x é aplicada na entrada do comparador. Portanto, o capacitor C x carrega através de Q 103 enquanto Q 7 conduz, e quando a sua tensão aumenta e faz com que Q 6 conduza e Q 7 corte, ele descarrega através do resistor R x. A tensão de saída do oscilador é obtida invertendo a tensão do coletor de Q 7, o que é feito pelo transistor Q 104. Como o oscilador só deve gerar os pulsos que irão disparar o tiristor durante o tempo em que o monoestável LM555 está ligado, usamos a própria saída do LM555 (pino 3) como alimentação do circuito do oscilador.

21 EE641 - Bloco IV 2 SEM/ Prof. Siqueira V 2 KΩ 5 KΩ Q 9 10 KΩ 1 KΩ Q Q R 24 V pulsos R a Q 6 Q 7 1 KΩ R x C x R b Q 8 Q V Figura 4: Circuito do oscilador de 40 KHz com duty cycle de 10%.

22 Bloco 6 do Projeto: Teste Final em Malha Fechada Para realizarmos o teste final, por uma questão de segurança, não iremos utilizar os tiristores e tensões de 127V no circuito. O acionador de potência será substituído por um circuito DC em baixa tensão, que irá, no entanto, simular de forma bastante aproximada o comportamento que teríamos se usássemos um aquecedor alimentado pela rede, através de tiristores. O objetivo é poder ver o circuito completo funcionando e controlando efetivamente a temperatura de um aquecdor, que no caso será um resistor de potência, R25, que deve ser capaz de dissipar pelo menos 5W. O circuito da Fig. 18 é o nosso acionador do aquecedor. Usamos a saída do PWM, que é o sinal de controle para o aquecedor, e retificamos, através do diodo D7 e obtemos o sinal de VPWM apenas positivo sobre o resistor R26. Este sinal é aplicado a um conjunto de transistores Q3-Q4, ligados como darlington, sendo que no coletor de Q3 temos um LED (para indica quando o PWM está ativo) e no coletor de Q4 (TIP 29 ou equivalente) temos o resistor R25, que funciona como aquecedor. O resistor R25 deve ser colado no topo do encapsulamento metálico do transistor Q1 (sensor de temperatura), PORÉM ISOLADO ELETRICAMENTE (lembre que o coletor de Q1 está ligado no encapsulamento metálico, e se não isolarmos R25 de Q1 podemos danificar o circuito). Se não for possível colar, pode-se improvisar qualquer coisa (fita crepe?) para fazer com que R25 e Q1 fiquem com um bom contato térmico e isolados eletricamente. A tensão Vcc usada neste circuito é de 5V, retirada de uma fonte separada, que deve ter capacidade de pelo menos 1 A, pois a corrente em R25 é de cerca de 1A). Atencão: NÃO toquem em R25 com o circuito ligado ou mesmo se ele foi desligado há pouco tempo para ver se ele está esquentando! Dependendo da temperatura ajustada no set-point, você certamente vai queimar a mão...

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