Universidade do Algarve Faculdade de Ciências e Tecnologia

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1 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 1 Universidade do Algarve Faculdade de Ciências e Tecnologia Engenharia de Sistemas e Informática Circuitos Integrados Digitais Projecto 1: Projecção, Simulação e Layout de um Circuito Lógico usando Lógica Complementar Aluno: Manuel Rocha, Número Docente: Prof. Dr. José Bastos Data: Segunda-Feira, 27 de Novembro de 2006

2 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 2 Conteúdo 1 Objectivos 5 2 Fundamentos Teóricos Estrutura Física dos Transistores do Tipo Enhancement-type NMOS e Enhancement-type PMOS Capacitâncias dos MOSFET Efeito Capacitivo do gate Efeitos Capacitivos das Junções Tempos de Propagação Estrutura Básica de um Circuito Lógico Dimensionamento dos Transistores MOSFET Tecnologia CN Desenvolvimento Tabela de Verdade Mapas de Karnaugh e Expressões Minimizadas Obtenção das Expressões Booleanas da Pull Up Network e Pull Down Network dos Circuitos Associados a cada Saída Circuitos Associados a cada Saída Circuito CMOS para a Saída O Circuito CMOS para a Saída O Circuito CMOS para a Saída O Circuito CMOS para a Saída O Circuito CMOS para a Saída O (Sub)Circuito CMOS para o Inversor Resultados Obtidos Comportamento Lógico Tempos de Propagação LOW - HIGH e HIGH - LOW : Nível Tempos de Propagação LOW - HIGH e HIGH - LOW : Nível Layouts 46 6 Cálculos Cálculos Tempos de Propagação Esperados Tempos de Propagação Nível Tempos de Propagação Nível Frequências de Funcionamento Nível

3 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Frequências de Funcionamento Nível Discussão dos Resultados 58 8 Conclusões 60 9 Bibliografia 61

4 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 4 Lista de Figuras 1 Estrutura física de um transistor NMOS, em perspectiva [1] Estrutura física de um transistor NMOS, em corte transversal [1] Estrutura física de um circuito integrado CMOS, em corte transversal [1] Estrutura física de um MOSFET, em corte transversal, especificando zonas de difusão debaixo do gate [2] Estrutura física de um MOSFET, em corte transversal [2] Modelo equivalente de um MOSFET [1] Esquema que apresenta tempos de atraso e de transição [2] Circuito do inversor lógico CMOS [2] Esquema representativo de uma porta CMOS de três entradas. A Pull Up Network é realizada com transistores PMOS e a Pull Down Network é realizada com transistores NMOS [1] Dimensionamento adequado de um aporta lógica NOR de 4 entradas [1] Dimensionamento adequado de um aporta lógica NAND de 4 entradas [1] Circuito CMOS para a saída O Circuito CMOS para a saída O Circuito CMOS para a saída O Circuito CMOS para a saída O Circuito CMOS para a saída O Circuito CMOS para o inversor utilizado Símbolo do inversor utilizado Resposta do inversor (figura 17) em função da entrada I Resposta do circuito da figura 12 em função das entradas I 0, I 1 e I Resposta do circuito da figura 13 em função das entradas I 0, I 1 e I Resposta do circuito da figura 14 em função das entradas I 0, I 1 e I Resposta do circuito da figura 15 em função das entradas I 0, I 1 e I Resposta do circuito da figura 16 em função das entradas I 1 e I Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do inversor (figura 17) em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do inversor (figura 17) em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 12 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 12 em Nível

5 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 13 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 13 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 14 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 14 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 15 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 15 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 16 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 16 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do inversor 17 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do inversor 17 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 12 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 12 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 13 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 13 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 14 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 14 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 15 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 15 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 16 em Nível Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 16 em Nível layout do inversor

6 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto layout da saída O layout da saída O layout da saída O layout da saída O layout da saída O layout de todas as células e inversores

7 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 7 Lista de Tabelas 1 Tabela de verdade para o circuito lógico com as entradas I 0, I 1, I 2 e com as saídas O 0, O 1, O 2, O 3 e O Mapa de Karnaugh para a saída O Expressão Minimizada para a saída O Mapa de Karnaugh para a saída O Expressão Minimizada para a saída O Mapa de Karnaugh para a saída O Expressão Minimizada para a saída O Mapa de Karnaugh para a saída O Expressão Minimizada para a saída O Mapa de Karnaugh para a saída O Expressão Minimizada para a saída O Tabela com as expressões mínimas obtidas pelos mapas de karnaugh, expressões associadas a cada Pull Down Network e Pull Up Network de cada circuito lǵico CMOS para cada uma das saídas Tabela com as configurações introduzidas nos geradores de pulsos correspondentes a I 0, I 1 e I Tabela com as dimensões W e L de cada zona activa utilizada nas várias células Tabela com os valores obtidos dos sinais apresentados nas figuras 25 a 36 e resultados dos tempos de propagação Tabela com os valores obtidos dos sinais apresentados nas figuras 37 a 48 e resultados dos tempos de propagação Tabela com os das frequências de funcionamento dos circuitos referidos com base nos valores mencionados na tabela Tabela com os das frequências de funcionamento dos circuitos referidos com base nos valores mencionados na tabela

8 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Objectivos Este trabalho tem como objectivos: Desenhar um circuito em lógica estática complementar, por forma a que este funcione à maior frequência possível 1 ; Minimizar a área do layout (objectivo secundário). A tecnologia a utilizar é a tecnologia CN20. O circuito tem uma tensão de alimentação de 5 V, sendo os sinais de entrada gerados por um geradores de sinais com uma impedância de saísa de 50 Ω. 1 através da minimização dos tempos de propagação das portas t p HL t p LH

9 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Fundamentos Teóricos 2.1 Estrutura Física dos Transistores do Tipo Enhancement-type NMOS e Enhancementtype PMOS Embora neste trabalho não se pretenda caracterizar os aspectos relacionados com o funcionamento dos transistores do tipo Enhancement-type NMOS e Enhancement-type PMOS 2, é importante apresentar a sua estrutura física pois através do seu conhecimento é possivel compreender aspectos relacionados com a forma como o layout, presença de capacitâncias intrínsecas no transistor e perceber como as dimensões de cada parte do transistor influencia algumas propriedades do mesmo. Nas figuras 1 e 2 estão respectivamente apresentadas as estruturas físicas de um transistor NMOS, em perspectiva e num corte transversal.. Figura 1: Estrutura física de um transistor NMOS, em perspectiva [1] Figura 2: Estrutura física de um transistor NMOS, em corte transversal [1] Através da figuras anteriores podemos verificar que o transistor NMOS (e o mesmo se pode aplicar para o transistor PMOS ), é definido pelas dimensões W e L, que definem respectivamente a largura e o comprimento do canal formado entre a região da source e do drain. Através das figuras 1 e 2 podemos igualmente observar que o transistor está feito sobre uma região designada de substrato (no caso do NMOS do tipo p e no caso do PMOS do tipo n) que providencia o suporte físico para o dispositivo. Duas regiões fortemente dopadas, source n + e drain n +, nas figuras anteriores, são criadas no substrato (no caso do PMOS estas regiões são do tipo p + ). Uma pequena camada de óxido de silicio SiO 2 de espessura t ox que é um excelente isolador eléctrico é feita crescer na superfície do substrato, cobrindo a área entre as regiões do drain e da source. 2 Remete-se para [1], capítulos 4 e 6

10 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 10 Metal é posteriormente depositado no topo da camada de óxido de silicio para formar o electrodo gate do dispositivo. Contactos metálicos são igualmente feitos sobre as regiões do drain da source e também na região do substrato que é também conhecido como body. [1] A tecnologia PMOS originalmente foi dominante, mas por causa da tecnologia NMOS permitir criar dispositivos mais pequenos, de funcionamento mais rápido e por historicamente requerer tensões de alimentação mais baixas do que o PMOS, a tecnologia NMOS veio a substituir virtualmente a tecnologia PMOS. Salienta-se contudo que dispositivos PMOS ainda são utilizados, em especial na tecnologia Complementary MOS ou CMOS. [1] Na figura 3 está apresentado um corte transversal de um circuito integrado CMOS. Figura 3: Estrutura física de um circuito integrado CMOS, em corte transversal [1] Um aspecto importante que até anteriormente não podia ser mostrado consiste no facto do circuito PMOS ser criado numa região do tipo n separada, conhecida como n-well [1]. Embora, não seja apresentado aqui a dedução das expressões para a corrente eléctrica através do drain 3, nem a caracterização das zonas de funcionamento dos transistores MOSFET 4, as expressões para a intensidade da corrente eléctrica através da região do drain são: Zona de Corte : i D = 0 (1) [ W Zona de Tríodo : i D = µ n C ox (v GS V t v DS 1 ] L 2 v2 DS) (2) Zona de Saturacão : i D = 1 2 µ W nc ox L (v GS V t ) 2 (3) 3 Consultar [1] páginas 243 até Consultar [1], capítulo 4

11 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 11 onde, nas equações anteriores: µ n é a mobilidade dos electrões no canal 5, C ox = εox t ox é a capacitância por unidade de área da região do gate (sendo ε ox a permitividade do óxido de silicio e t ox a espessura da camada de óxido de silicio), V t é a tensão de threshold, v GS é a tensão aplicada entre o gate e a source, v DS é a tensão aplicada entre o drain e a source, W o comprimento do gate e L a largura do gate. [1] Quando se implantam as zonas activas n + e p +, os átomos dopantes sofrem difusão por debaixo do gate do MOSFET. Como pode ser visto pela figura figura 4, a difusão lateral L diff faz com que a largura real do gate seja inferior à desejada. Figura 4: Estrutura física de um MOSFET, em corte transversal, especificando zonas de difusão debaixo do gate [2] Desta forma a largura efectiva do gate é dada pela relação seguinte: [2] L eff = L drawn 2 L diff (4) De modo semelhante, se desenharmos o MOSFET com um gate com comprimento W, o comprimento efectivo será dado por: [2] W eff = W drawn 2 W enc (5) 5 no caso dos PMOS usa-se µ p para designar a mobilidade das lacunas no canal

12 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Capacitâncias dos MOSFET Podemos agora fazer uma melhor avaliação das capacitâncias e das resistências intrínsecas associadas ao processo CMOS. Se considerarmos a figura 5 que apresenta o corte transversal de um MOSFET, podemos utilizá-la para visualizar as capacitâncias. Figura 5: Estrutura física de um MOSFET, em corte transversal [2] Para visualizarmos as origens físicas das várias capacitâncias internas, podemos dividí-las em dois tipos de capacitâncias internas [1] 1. Efeito capacitivo do gate : O electrodo do gate forma um condensador de pratos paralelos com o canal, com a camada de óxido de silicio servindo como dielectrico do condensador. Esta capacidade, referida anteriormente é denotada por C ox. 2. Capacitâncias na zona de deplecção entre source -body e drain -body : Estas são as capacitâncias das junções pn inversamente polarizadas formadas pela região n + da source e do substrato do tipo p e pela região n + do drain e o substrato. Estes dois efeito capacitivos podem ser modelados e incluídos no modelo do MOSFET, como apresentado na figura 5 e na figura 6

13 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 13 Figura 6: Modelo equivalente de um MOSFET [1] Efeito Capacitivo do gate O efeito capacitivo do gate pode ser modelado por três capacitâncias C gs, C gd e C gb. Os valores destas capacidades são determinados da seguinte forma: [1] Quando o MOSFET é a funcionar na região de tríodo, com um v DS pequeno 6, o canal terá uma profundidade uniforme. A capacidade do gate -canal será dada por C gate,channel = W L C ox (6) As capacidades gate -source e gate -drain podem ser obtidas a partir da expressão 6: C gs = 1 2 C gate,channel = 1 2 W L C ox (7) C gd = C gs (8) Quando o MOSFET está na região de saturação e o canal sofre pinch-off na zona do drain, pode demonstrar-se que: C gs = 3 2 C gate,channel = 3 2 W L C ox (9) C gd = 0 (10) 6 De acordo com [1] mesmo quando a tensão s DS não é muito pequena esta relação ainda é satisfatória

14 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 14 Quando o MOSFET está na zona de corte, o canal não existe. Contudo, a capacidade entre o gate e o body é ainda modelada como referido na expressão (6), e verificam-se as seguintes relações C gd = C gs = 0 (11) Existem ainda pequenas capacidades que devem ser adicionadas a C gs e a C gd em todas as expressões anteriores. Estas capacidades resultam do facto das regiões de difusão do drain e da source se extenderem ligeiramente pode debaixo da zona do gate. Estas capacidades são dadas por C ov = W L diff C ox (12) Efeitos Capacitivos das Junções As zonas de deplecção das duas junções pn inversamente polarizadas formadas entre as zonas do drain e da source com o body podem ser determinadas pela relação C sb = C db = C j W L DE (13) onde L DE é o comprimento da difusion edge. A capacidade C j será diferente consoante o transistor em causa seja um NMOS C jn ou um PMOS C jp e W = W NMOS ou W = W PMOS consoante estejamos perante um NMOS ou um PMOS. 2.3 Tempos de Propagação Um aspecto que temos de ter em mente está relacionado com o facto de num circuito real, o tempo que este leva a produzir uma resposta a um estímulo adequado, apesar de poder ser relativamente pequeno não é todavia nulo. Por mais simples que seja um circuito integrado, a resposta deste está sempre influenciada por caracteristicas intrínsecas à tecnologia, como por exemplo, caracteristicas físicas dos materiais que influenciam as mobilidade dos electrões, entre outros aspectos. Desta forma torna-se necessário definir os designados tempos de atraso e tempos de transição nos circuitos lógicos. Se considerarmos a figura 7, onde no gráfico de cima está apresentado o sinal de entrada num circuito lógico e no gráfico de baixo a resposta desse circuito lógico, os tempos de subida e de descida do sinal de entrada são, respectivamente, designados por t r (rise time) e t f (fall time). Para o sinal de saída os tempos de subida e de descida são designados, respectivamente, por t LH e t HL. O tempo de atraso entre os pontos que representam 50% da amplitude do sinal de entrada em relação ao sinal de saída são representados, respectivamente, por t plh e t phl, dependendo se o sinal de saída está a variar da amplitude máxima para a mínima ou vice-versa. [2]

15 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 15 Figura 7: Esquema que apresenta tempos de atraso e de transição [2] Se assumirmos que um MOSFET pode ser modelado por uma resistência cujo valor é determinado pela expressão: 1 R = µ C ox W L (V DD V t ) onde V t representa a tensão de Threshold para um PMOS ou para um NMOS consoante o caso,e que µ = µ n ou µ = µ p e onde W = W NMOS ou W = W PMOS consoante estejamos perante um NMOS ou um PMOS, pode demonstrar-se que o tempo atraso de esquema de MOSFET é obtido através da relação (14) t plh ou t phl = ln(2) R C total (15) onde R é obtido através da expressão (14) e C total representa a capacitância total vista da saída do circuito lógico em causa, dada por C total = N o PMOS j=1 µ p µ n W NMOS C j PMOS L DE Factor de Escala j + (16) N o NMOS j=1 W NMOS C j NMOS L DE Factor de Escala j (17) onde o termo Factor de Escala j está relacionado com o factor multiplicativo adicional devido a dois ou mais transistores PMOS ou NMOS estarem em série (ver secção 2.5, página 14). Na equação (17) é assumido que, do ponto de vista da saída, apenas as capacidades entre o drain e o body e a capacidade entre a source e a body são revelantes, e que apenas os transistores MOSFET directamente em contacto com a saída contribuem com as suas capacidades intrínsecas. O tempo de propagação t p pode ser determinado através da relação t p = t p LH + t phl 2 (18)

16 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 16 Demonstra-se igualmente que, para se minimizar os tempos de atraso t plh e t phl as seguintes condições devem ser respeitadas dentro do possível [1] 1. As duas componentes de t p (t plh e t phl ) podem ser igualadas seleccionando as razões por forma a que dada por µnmos µ P MOS 7. WP MOS W NMOS entre os MOSFET WP MOS W NMOS = µnmos µ P MOS, isto é, a dimensão de um PMOS face a um NMOS é maior numa proporção 2. Como t p é proporcional a C total o designer deve tentar reduzir as capacidades existentes, diminuindo ao mínimo possível o comprimento do canal, a dimensão das ligações e outras capacidades parasitas. 3. O uso de razões W L pode resultar na diminuição do t p. Deve contudo ter-se em consideração que ao aumentar o tamanho dos MOSFET aumenta-se igualmente o valor de C, e como tal a diminuição de t p pode não materializarse. 4. Um valor maior de V DD resulta num valor menor de t p, contudo o V DD máximo é determinado pelo processo tecnológico e assim frequentemente este parâmetro está fora de controlo do designer. 2.4 Estrutura Básica de um Circuito Lógico Um circuito CMOS é de facto uma generalização do inversor CMOS (figura 8). Figura 8: Circuito do inversor lógico CMOS [2] O inversor consiste de um transistor pull-down NMOS e um transistor pull-up PMOS, que funcionam através da tensão de entrada de uma forma complementar. Uma porta lógica CMOS consiste de dois networks a Pull Down Network construída por transistores NMOS e uma Pull Up Network construída de transistores PMOS, como esquematizado na figura 9. [1] As duas networks são controladas pelas variáveis de entrada, de um modo complementar. Desta forma, para a porta de três entradas apresentada na figura 9, a Pull Down Network irá conduzir para todas as combinações da entrada que irão fazer com que a saída seja LOW (Y=0) e irá fazer com que a tensão no nodo da saída seja colocado a um potencial nulo (v Y = 0V ). Simultaneamente, a Pull Up Network estará desligada, e não existirá um caminho para a passagem de corrente por essa network desde a fonte V DD à terra. Por outro lado, todas as combinações que farão com que a saída seja HIGH (Y = 1) irão fazer com que a Pull Up Network conduza, tendo como consequência a colocação no nodo de saída da tensão v Y = V DD. 7 Para a tecnologia CN20, verifica-se que a proporção µ NMOS µ P MOS = 3 [2]

17 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 17 Simultaneamente, a Pull Down Network estará desligada, e nesta network não existirá um caminho para a passagem de corrente desde a fonte V DD à terra. [1] Figura 9: Esquema representativo de uma porta CMOS de três entradas. A Pull Up Network é realizada com transistores PMOS e a Pull Down Network é realizada com transistores NMOS [1] Como a Pull Down Network é composta por transistores NMOS, e dado que o transistor NMOS conduz quando o sinal no seu gate é HIGH, a Pull Down Network é activada (isto é, conduz) quando as entradas são HIGH. De forma semelhante, a Pull Up Network, formada por transistores PMOS que ficam activados quando o sinal no seu gate é LOW, a Pull Up Network é activada quando as entradas são LOW. [1] A Pull Down Network e a Pull Up Network cada uma usa dispositivos que em paralelo formam a função lógica OR, e que em série formam a função lógica AND. [1] Uma aspecto a considerar numa porta lógica CMOS está relacionado com o facto das Pull Up Network e Pull Down Network serem networks duais, ou seja, onde existir um conjunto de entradas em série numa, estas mesmas entradas surgirão em paralelo na outra network. Desta forma, podemos obter a Pull Down Network a partir da Pull Up Network ou vice-versa 8. [1] 2.5 Dimensionamento dos Transistores MOSFET Uma vez a porta lógica CMOS tenha sido criada, o passo significativo que falta realizar no design é o de decidir as dimensões W/L para todos os transistores. As dimensões W/L são usualmente seleccionadas por forma a providenciar à porta lógica a capacidade de condução de corrente em ambas as direcções iguais à registada no inversor básico CMOS (figura 8). [1] 8 Se bem que consoante a complexidade do circuito esta tarefa poderá não ser muito trivial.

18 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 18 Por simplificação, iremos adoptar as seguinte notações para designar as dimensões do um MOSFET (W/L) NMOS = n (W/L) PMOS = p p = µ n µ p n (para a tecnologia CN20 : p = 3 n) Se desejarmos seleccionar as dimensões W/L para todos os transistores na porta lógica para que a Pull Down Network possa providenciar uma descarga de corrente do condensador pelo menos igual à de um transistor NMOS de dimensão (W/L) NMOS = n e, para que a Pull Up Network possa providenciar uma descarga de corrente do condensador pelo menos igual à de um transistor PMOS de dimensão (W/L) PMOS = p, então devemos encontrar as combinações da entrada que resultam na menor corrente de saída e escolher as dimensões que irão fazer esta corrente igual à encontrada no inversor CMOS básico. [1] A derivação da relação W/L equivalente é feita baseada no facto da resistência de um MOSFET ser inversamente proporcional a W/L [ver equação (14)]. Se um conjunto de MOSFET com dimensões (W/L) 1, (W/L) 2,... estão conectados em série, a resistência equivalente em série é obtida da expressão: [1] de onde resulta que R serie = R 1 + R (19) = constante + constante +... (W/L) 1 (W/L) 2 [ ] 1 1 = (W/L) 1 (W/L) 2 = constante (W/L) eq (20) 1 (W/L) eq = 1 (W/L) (W/L) (21) De forma semelhante, se um conjunto de MOSFET com dimensões (W/L) 1, (W/L) 2,... estão conectados em paralelo, a resistência equivalente em série é obtida da expressão: [1] (W/L) eq = (W/L) 1 + (W/L) (22)

19 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 19 Nas figuras 10 e 11 apresentam-se exemplos de como resultará o dimensionamento dos transistores para as portas lógicas NAND4 e NOR4, respectivamente.. Figura 10: Dimensionamento adequado de um aporta lógica NOR de 4 entradas [1] Figura 11: Dimensionamento adequado de um aporta lógica NAND de 4 entradas [1] 2.6 Tecnologia CN20 Neste trabalho, o layout dos dispositivos lógicos será realizado segundo as regras da Orbit Semiconductor 2.0 µ doublepoly, double-metal, n-well process. A consulta destas regras pode ser realizada em [2].

20 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Desenvolvimento 3.1 Tabela de Verdade A tabela de verdade que permite caracterizar os circuitos combinatórios a conceber est apresentada na tabela 1. Nela pode verificar-se que se irá trabalhar com três entradas e com cinco saídas 9. I 2 I 1 I 0 O 0 O 1 O 2 O 3 O Tabela 1: Tabela de verdade para o circuito lógico com as entradas I 0, I 1, I 2 e com as saídas O 0, O 1, O 2, O 3 e O 4 9 Neste trabalho decidi para cada saída apresentar um circuito, não tentando encontrar termos comuns entre as saídas por forma a reduzir o número de circuitos isolados necessários para definir a tabea de verdade apresentada.

21 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Mapas de Karnaugh e Expressões Minimizadas Antes de se iniciar com a elaboração do esquema de cada circuito capaz de caracterizar cada uma das saídas {O 0, O 1, O 2, O 3, O 4 } em função das entradas {I 0, I 1, I 2 } há que obter a expressão mínima associada a cada saída. Para tal recorre-se aos Mapas de Karnaugh que permitem obter a minimização das expressões associadas a cada saída. O desenvolvimento dos Mapas de Karnaugh será realizada obtendo-se o resultado sob a forma SOP Sum Of Products. I 1 I 0 I O0 = I 2 I 1 I 0 Tabela 3: Expressão Minimizada para a saída O 0 Tabela 2: Mapa de Karnaugh para a saída O 0 I 1 I 0 I O1 = I 2 (I 1 + I 0 ) Tabela 5: Expressão Minimizada para a saída O 1 Tabela 4: Mapa de Karnaugh para a saída O 1 I 1 I 0 I O2 = I 2 (I 1 + I 0 ) Tabela 7: Expressão Minimizada para a saída O 2 Tabela 6: Mapa de Karnaugh para a saída O 2

22 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 22 I 1 I 0 I O3 = I 2 + I 1 I 0 Tabela 9: Expressão Minimizada para a saída O 3 Tabela 8: Mapa de Karnaugh para a saída O 3 I 1 I 0 I O4 = I 2 + I 1 Tabela 11: Expressão Minimizada para a saída O 4 Tabela 10: Mapa de Karnaugh para a saída O 4

23 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Obtenção das Expressões Booleanas da Pull Up Network e Pull Down Network dos Circuitos Associados a cada Saída Por forma a poder identificar correctamente as variáveis de entrada nos circuitos e as configurações das Pull Up Network e Pull Down Network temos de rearranjar a forma como escrevemos as equações booleanas apresentadas na secção 3.2 (página 18). Desta forma iremos obter as sequintes equações boolenas apresentadas na tabela 12. Saída Expressão Mínima Expressão para a Pull Down Network Expressão para a Pull Up Network Variáveis de Entrada no circuito CMOS O 0 I 2 I 1 I 0 I 0 + I 1 + I 2 I 2 I 1 I 0 I 0, I 1, I 2 O 1 I 2 (I 1 + I 0 ) I 0 I 1 + I 2 I 2 (I 1 + I 0 ) I 0, I 1, I 2 O 2 I 2 (I 1 + I 0 ) I 0 I 1 + I 2 I 2 (I 1 + I 0 ) I 0, I 1, I 2 O 3 I 2 + I 1 I 0 (I 0 + I 1 ) I 2 I 2 + I 1 I 0 I 0, I 1, I 2 O 4 I 2 + I 1 I 1 I 2 I 2 + I 1 I 1, I 2 Tabela 12: Tabela com as expressões mínimas obtidas pelos mapas de karnaugh, expressões associadas a cada Pull Down Network e Pull Up Network de cada circuito lǵico CMOS para cada uma das saídas 3.4 Circuitos Associados a cada Saída Tendo como base o referido na secção 2.4, página 13, no que se refere sobre na Pull Down Network e na Pull Up Network cada uma usar dispositivos que em paralelo formam a função lógica OR, e que em série formam a função lógica AND [1], vamos obter para cada uma das funções lógicas associadas às saídas anteriormente obtidas os seguintes circuitos CMOS :

24 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Circuito CMOS para a Saída O 0 Figura 12: Circuito CMOS para a saída O 0

25 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Circuito CMOS para a Saída O 1 Figura 13: Circuito CMOS para a saída O 1

26 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Circuito CMOS para a Saída O 2 Figura 14: Circuito CMOS para a saída O 2

27 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Circuito CMOS para a Saída O 3 Figura 15: Circuito CMOS para a saída O 3

28 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Circuito CMOS para a Saída O 4 Figura 16: Circuito CMOS para a saída O 4

29 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto (Sub)Circuito CMOS para o Inversor Igualmente, tendo em consideração de que algumas entradas surgem negadas, sendo por isso sujeitas ao processamento realizado pelo inversor lógico, há a necessidade de determinar os tempos de propagação do inversor lógico utilizado, cujo esquema em SPICE e simbolo são apresentados nas figuras 17 e 18, respectivamente. Figura 17: Circuito CMOS para o inversor utilizado Figura 18: Símbolo do inversor utilizado

30 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Resultados Obtidos 4.1 Comportamento Lógico Antes de se apresentarem os resultados obtidos em relação às respostas do circuitos apresentados em na secção 3.4 (página 20), convém referir a configuração utilizada para definir cada pulso gerado pelas fontes de tensão. As configurações usadas no SPICE são apresentadas na tabela 13: Entrada Initial Final Delay/s Rise Fall Pulse Period/s Ten- Ten- Time/s Time/s Width/s sion/v sion/v I n 0.1n 0.1n 5n 10n I n 0.1n 0.1n 10n 20n I n 0.1n 0.1n 20n 40n Tabela 13: Tabela com as configurações introduzidas nos geradores de pulsos correspondentes a I 0, I 1 e I 2

31 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 31 Para o Inversor Figura 19: Resposta do inversor (figura 17) em função da entrada I0

32 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 32 Para a saída O0 Figura 20: Resposta do circuito da figura 12 em função das entradas I0, I1 e I2

33 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 33 Para a saída O1 Figura 21: Resposta do circuito da figura 13 em função das entradas I0, I1 e I2

34 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 34 Para a saída O2 Figura 22: Resposta do circuito da figura 14 em função das entradas I0, I1 e I2

35 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 35 Para a saída O3 Figura 23: Resposta do circuito da figura 15 em função das entradas I0, I1 e I2

36 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 36 Para a saída O4 Figura 24: Resposta do circuito da figura 16 em função das entradas I1 e I2

37 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Tempos de Propagação LOW - HIGH e HIGH - LOW : Nível 1 Para o Inversor Figura 25: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do inversor (figura 17) em Nível 1 Figura 26: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do inversor (figura 17) em Nível 1

38 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 38 Para a saída O 0 Figura 27: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 12 em Nível 1 Figura 28: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 12 em Nível 1

39 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 39 Para a saída O 1 Figura 29: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 13 em Nível 1 Figura 30: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 13 em Nível 1

40 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 40 Para a saída O 2 Figura 31: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 14 em Nível 1 Figura 32: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 14 em Nível 1

41 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 41 Para a saída O 3 Figura 33: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 15 em Nível 1 Figura 34: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 15 em Nível 1

42 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 42 Para a saída O 4 Figura 35: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 16 em Nível 1 Figura 36: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 16 em Nível 1

43 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Tempos de Propagação LOW - HIGH e HIGH - LOW : Nível 2 Para o Inversor Figura 37: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do inversor 17 em Nível 2 Figura 38: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do inversor 17 em Nível 2

44 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 44 Para a saída O 0 Figura 39: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 12 em Nível 2 Figura 40: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 12 em Nível 2

45 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 45 Para a saída O 1 Figura 41: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 13 em Nível 2 Figura 42: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 13 em Nível 2

46 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 46 Para a saída O 2 Figura 43: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 14 em Nível 2 Figura 44: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 14 em Nível 2

47 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 47 Para a saída O 3 Figura 45: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 15 em Nível 2 Figura 46: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 15 em Nível 2

48 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 48 Para a saída O 4 Figura 47: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação HIGH - LOW do circuito da figura 16 em Nível 2 Figura 48: Pontos usados para a determinação do Tempo de Propagação LOW - HIGH do circuito da figura 16 em Nível 2

49 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Layouts Salienta-se que o inversor utilizado é o já existente na biblioteca WCN20 do LASI versão Figura 49: layout do inversor Figura 50: layout da saída O 0

50 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Figura 51: layout da saída O 1 Figura 52: layout da saída O 2

51 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Figura 53: layout da saída O 3 Figura 54: layout da saída O 4

52 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 52 Figura 55: layout de todas as células e inversores

53 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 53 Como introduzir as medidas dos vários elementos apresentados em cada layout, directamente nas figuras iria conduzir a alguma diminuição da clareza presente em cada layout, apresenta-se na tabela 14 as medidas usadas em cada elemento, nas diferentes células. No entanto, destacam-se as seguintes medidas associadas a ementos comuns em todas as células apresentadas na secção 5: Todos os contactos apresentados têm as dimensões de W L = 2µm 2µm; Todos os quadrados de área activa usados para definir as regiões de GND e de VDD têm as dimensões de W L = 6µm 6µm; Em todas as células, as medidas da pista de metal que cobre as regiões de GND e de VDD são de W L = variavel 7µm; Todos os gates de todos os transistores apresentados têm uma largura de L = 2µm; Todas as pistas de metais que cobrem os contactos que estão sitados sobre zonas activas têm a largura de L = 4µm; Zona p + Zona n + Célula W/µm L/µm W/µm L/µm Inversor Usou-se o inversor existente no LASI 6 saída O 0 (164 35) (35 6) saída O 1 (36 27) e (36 16) (24 27) e (6 16) saída O 2 (36 27) e (36 16) (24 27) e (6 16) saída O 3 (72 26) e (16 17) (12 26) e (12 16) saída O 4 (36 27) (24 27) Tabela 14: Tabela com as dimensões W e L de cada zona activa utilizada nas várias células

54 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Cálculos 6.1 Cálculos Tempos de Propagação Esperados Com base nas equações (14), (15) e (17), vamos obter os resultados apresentados a seguir, usando os seguintes valores para as constantes: k p = µ C ox = (V Ω) 1 W NMOSmin = m L NMOSmin = m V t NMOS = V V t PMOS = V C j PMOS = F C j NMOS = F L DE = m V DD = 5 V Para qualquer circuito que apresentado anteriormente (secção 3.4, página 20) o dimensionamento dos transistores MOSFET estão de acordo com o referido na secção 2.5, página 14, desta forma a resistência R a utilizar é: R NMOS = W L (V DD V t ) = ( ) Ω 6 = Ω R PMOS = W L (V DD V t ) = ( ) Ω 6 = Ω R = R PMOS + R NMOS 2 = Ω

55 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 55 Para o Inversor C total = N o PMOS j=1 N o NMOS j=1 µ p µ n W NMOSmin C j PMOS L DE Factor de Escala j + W NMOSmin C j NMOS L DE Factor de Escala j = C total = F t p = ln(2) R C total = = s = ns Para a Saída O 0 C total = N o PMOS j=1 N o NMOS j=1 µ p µ n W NMOSmin C j PMOS L DE Factor de Escala j + W NMOSmin C j NMOS L DE Factor de Escala j = C total = F t p = ln(2) R C total = = s = ns

56 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 56 Para a Saída O 1 C total = N o PMOS j=1 N o NMOS j=1 µ p µ n W NMOSmin C j PMOS L DE Factor de Escala j + W NMOSmin C j NMOS L DE Factor de Escala j = C total = F t p = ln(2) R C total = = s = ns Para a Saída O 2 C total = N o PMOS j=1 N o NMOS j=1 µ p µ n W NMOSmin C j PMOS L DE Factor de Escala j + W NMOSmin C j NMOS L DE Factor de Escala j = C total = F t p = ln(2) R C total = = s = ns

57 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto 1 57 Para a Saída O 3 C total = N o PMOS j=1 N o NMOS j=1 µ p µ n W NMOSmin C j PMOS L DE Factor de Escala j + W NMOSmin C j NMOS L DE Factor de Escala j = C total = F t p = ln(2) R C total = = s = ns Para a Saída O 4 C total = N o PMOS j=1 N o NMOS j=1 µ p µ n W NMOSmin C j PMOS L DE Factor de Escala j + W NMOSmin C j NMOS L DE Factor de Escala j = C total = F t p = ln(2) R C total = = s = ns

58 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Tempos de Propagação Nível 1 Porta tempos 10 Inversor Saída O 0 Saída O 1 Saída O 2 Saída O 3 Saída O 4 t teorico ns ns ns ns ns ns t inicio HL * ns ns ns ns ns ns t final HL * ns ns ns ns ns ns t p HL * ns ns ns ns ns ns t inicio LH * ns ns ns ns ns ns t final LH * ns ns ns ns ns ns t p LH * ns ns ns ns ns ns t p medio1 = t p LH+t p HL 2 * ns ns ns ns ns ns t inicio HL ** ns ns ns ns ns ns t final HL ** ns ns ns ns ns ns t p HL ** ns ns ns ns ns ns t inicio LH ** ns ns ns ns ns ns t final LH ** ns ns ns ns ns ns t p LH ** ns ns ns ns ns ns t p medio2 = t p LH+t p HL 2 ** ns ns ns ns ns ns Tabela 15: Tabela com os valores obtidos dos sinais apresentados nas figuras 25 a 36 e resultados dos tempos de propagação * Cálculo considerando o pico de tensão ** Cálculo não considerando o pico de tensão

59 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Tempos de Propagação Nível 2 Porta tempos 11 Inversor Saída O 0 Saída O 1 Saída O 2 Saída O 3 Saída O 4 t teorico ns ns ns ns ns ns t inicio HL * ns ns ns ns ns ns t final HL * ns ns ns ns ns ns t p HL * ns ns ns ns ns ns t inicio LH * ns ns ns ns ns ns t final LH * ns ns ns ns ns ns t p LH * ns ns ns ns ns ns t p medio1 = t p LH+t p HL 2 * ns ns ns ns ns ns t inicio HL ** ns ns ns ns ns ns t final HL ** ns ns ns ns ns ns t p HL ** ns ns ns ns ns ns t inicio LH ** ns ns ns ns ns ns t final LH ** ns ns ns ns ns ns t p LH ** ns ns ns ns ns ns t p medio2 = t p LH+t p HL 2 ** ns ns ns ns ns ns Tabela 16: Tabela com os valores obtidos dos sinais apresentados nas figuras 37 a 48 e resultados dos tempos de propagação * Cálculo considerando o pico de tensão ** Cálculo não considerando o pico de tensão

60 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Frequências de Funcionamento Nível 1 Porta frequência Inversor Saída O 0 Saída O 1 Saída O 2 Saída O 3 Saída O 4 f = 1 t teorico GHz GHz GHz GHz GHz GHz f = 1 p medio GHz GHz GHz GHz GHz GHz f = 1 p medio GHz GHz GHz GHz GHz GHz Tabela 17: Tabela com os das frequências de funcionamento dos circuitos referidos com base nos valores mencionados na tabela Frequências de Funcionamento Nível 2 Porta frequência Inversor Saída O 0 Saída O 1 Saída O 2 Saída O 3 Saída O 4 f = 1 t teorico GHz GHz GHz GHz GHz GHz f = 1 p medio GHz GHz GHz GHz GHz GHz f = 1 p medio GHz GHz GHz GHz GHz GHz Tabela 18: Tabela com os das frequências de funcionamento dos circuitos referidos com base nos valores mencionados na tabela 16

61 Circuitos Integrados Digitais, 2006/2007 Projecto Discussão dos Resultados Com base na tabela de verdade (tabela 1), e nos resultados obtidos para o comportamento lógico dos circuitos apresentados nas figuras 20, 21, 22, 23 e 24 podemos concluir que em termos da resposta lógica os circuito estão correctamente concebidos, pois as saídas apresentam respostas conforme o desejado e apresentado na tabela 1. Apesar de não serem apresentados os resultados lógicos para o nível 1, estes são iguais aos do nível 2. Antes de se discutir sobre os valores obtidos para os tempos de propagação, é de salientar que apesar de se ter utilizado um inversor para produzir as entradas negadas, para os cálculos dos tempos de propagação usaram-se as entradas não negadas, assumindo que o sinal negado é tal como se fosse produzido por uma fonte de pulsos ideal, não existindo nesta situação o atraso provocado pelo inversor. Observando os resultados obtidos para os tempos de propagação apresentados na tabela 15 verificamos que os tempos de propagação obtidos através da simulação do SPICE são (t p medio1 e t p medio2 ) são todos superiores aos correspondentes tempos de propagação teóricos. Apesar de ser ter utilizado o nível 1 para o número de parâmetro a utilizar nos MOSFET pelo SPICE (menor número de parâmetros que no nível 2) fazendo com que os cálculos sejam menos rigorosos, estes valores estão ainda muito afastados dos valores teŕicos. Observando os resultados obtidos para os tempos de propagação apresentados na tabela 16 verificamos que os tempos de propagação obtidos através da simulação do SPICE são (t p medio1 e t p medio2 ) são todos superiores aos correspondentes tempos de propagação teóricos. Mesmo sendo utilizado o nível 2 para o número de parâmetro a utilizar nos MOSFET pelo SPICE (maior número de parâmetros que no nível 1) fazendo com que os cálculos sejam mais rigorosos, estes valores estão ainda muito afastados dos valores teóricos. Com base no discutido nos dois parágrafos anteriores, podemos assumir que temos de considerar que os cálculos teóricos são muito simplificados, pois o número de factores em causa para o cálculo dos mesmos é inferior aos número de parâmetros utilizados pelo SPICE. Até porque além de termos cálculos simplificados (com base no número de parâmetros em causa) há que salientar outros factores que não são considerados nestes cálculos teóricos, como situações em que a resposta de um dado componente um comportamento não linear, todos os condensadores intrinsecos presentes no modelo (ver figura 5) e como a sequência lógica dos sinais de entrada podem alterar o tempo de resposta do circuito, precisamente pela sequência das capacidades intrínsecas carregas e por carregar variar. Comparando os valores apresentados nas tabelas 15 e 16 verificamos que ao aumentar o nível de parâmetros em causa no cálculo por parte do SPICE aumentamos a fiabilidade do modelo considerado pelo SPICE e vamos obter cálculos mais precisos. Todavia, verifica-se que em algumas portas o aumento do nível de factores veio a diminuir os tempos de propagação médio, enquando noutros casos, o nível 1 apresenta valores de tempos de propagação iguais (para o número de algarismos significativos considerados) ou inferiores. Com base na diferença entre os valores dos tempos de propagação teóricos e os obtidos através do SPICE, não os surpreenderá que teoricamente a frequência máxima de funcionamento dos circuitos apresente valores maiores do que quando consideramos os valores obtidos por simulação (ver tabelas 17 e 18).