Universidade Técnica de Lisboa Instituto Superior Técnico. Protótipo de Conversor Matricial, com Opção de Quatro Braços

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1 Universidade Técnica de Lisboa Instituto Superior Técnico Protótipo de Conversor Matricial, com Opção de Quatro Braços Alfredo Augusto do Rosário Sota Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em Engenharia Eletrotécnica e de Computadores Júri Presidente: Prof a. Maria Eduarda de Sampaio Pinto de Almeida Pedro Orientadora: Prof a. Sónia Maria Nunes dos Santos Paulo Ferreira Pinto Co-Orientador: Prof. José Fernando Alves da Silva Vogal: Prof. João José Esteves Santana Abril de 2013

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3 Agradecimentos Aos professores Sónia Pinto e Fernando Silva por todo o apoio prestado ao longo da execução deste trabalho. Aos meus familiares e amigos, em especial à Cátia. Ao Sr. Duarte pelo apoio no laboratório e a Sra. Noémia pela logística. Aos colegas de curso e aos professores do IST. Aos SAS da UTL pela bolsa de estudos atribuída. i

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5 Resumo O objetivo desta dissertação é a de dimensionar e construir um protótipo de um conversor matricial (CM), que engloba o seu projeto, montagem e testes laboratoriais. Este conversor é responsável pela conversão direta de energia AC/AC entre fonte e carga sem utilizar componentes para armazenamento de energia intermédio. Esta característica vai permitir construir um conversor compacto e leve. O circuito foi montado em placas de circuito impresso sendo que para tal foi necessário realizar o dimensionamento dos componentes a usar, projetar o circuito elétrico, desenhar as placas, executar a montagem dos componentes e validar esta através de testes. Partindo do esquema geral, o CM vai sendo decomposto nas suas partes constituintes, permitindo assim faseadamente realizar a descrição e o dimensionamento de cada uma delas, nomeadamente; o circuito de potência e suas proteções; o de comando, que através do isolamento galvânico permite que os sinais digitais gerados por um microprocessador acoplado à Field Programmable Gate Array (FPGA) sejam transmitidos aos módulos de potência; o circuito de aquisição das tensões e correntes que tem como função fornecer ao Digital Signal Processor (DSP) as imagens das tensões de entrada e das correntes tanto de entrada como de saída e à FPGA os sinais destas últimas. Primeiramente foram testados os diversos circuitos isoladamente. De seguida testou-se a montagem global numa carga RL. Por ajuste da amplitude da tensão de saída no DSP para 60% da de entrada e a frequência para 100 Hz, obtiveram-se os resultados que foram validados por comparação com as simulações. Palavras-Chave: Conversor Matricial, Protótipo de Conversor Matricial, PWM de Venturini, Módulos de potência. iii

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7 Abstract The purpose of this work is to size and build a matrix converter prototype, including the project, mounting and laboratory tests. This converter allows a direct AC/AC conversion between source and load without the need of energy storage components. This characteristic will guarantee a light and compact converter. The circuit will be mounted on printed circuit boards, for that will be necessary to perform the sizing of the components to be used, to project the electric circuit, design the board, execute the mounting of the components and validate everything through laboratory tests. Beginning with the matrix converter global schematic, it will be decomposed in its several parts, namely: the power circuit and its protections; the command one, which with its galvanic insulation will allow the digital signs generated, by a microprocessor attached to the Field Programmable Gate Array (FPGA), to be transmitted to the power modules; the voltage and current acquisition circuit that will be made to give to the Digital Signal Processor (DSP) the images of the input voltages and both the input and output currents as well, and to the FPGA the signs of this last ones. Firstly all the circuits wore tested separately, after the global circuit was tested over an RL load. By setting the output voltage on the DSP as 60% of the input one and its frequency as 100 Hz, the results wore obtained and validated by comparison with the simulations. Keywords: Matrix Converter, Matrix Converter Prototype, PWM Venturini, Power Modules. v

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9 Índice 1. Introdução Enquadramento Objetivos e estrutura da dissertação Esquema Geral do Conversor Matricial Circuito de Potência Módulos de Potência Filtro de Entrada Circuitos de Proteção Dissipador Circuito de Comando e Disparo Estratégia de Comutação a Quatro Passos Modulação PWM de Venturini Circuito de Disparo Fontes de Alimentação Comutadas Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes Dimensionamento do Conversor Matricial Circuito de Potência Módulos de Potência Filtro de Entrada Circuito de Proteção Dissipador Circuito de Disparo Esquemas Elétricos Esquema da PCI Dimensionamento do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes Transdutor de Corrente LA 25-NP Transdutor de Tensão LV 25-P Circuito de Deteção dos Sinais das Correntes Esquema Elétrico Esquema da PCI Desenho das Placas de Circuito Impresso Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes Layout do Conversor Matricial Testes Laboratoriais do Conversor Matricial Teste do Circuito de Disparo Teste do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes Teste da Montagem Global vii

10 7. Conclusões Bibliografia Anexos A. Lista de Componentes e Custo do Projeto B. Datasheet do Módulo Integrado DANFOSS 1200V/25A (Um braço de Potência) C. Datasheet do Acoplador Ótico TLP250(INV) D. Datasheet do Transdutor de Tensão LV 25-P E. Datasheet do Transdutor de Corrente LA 25-NP F. Datasheet da Fonte Comutada DC/DC ( 15 V a 2W) G. Datasheet do Módulo de Potência Referência (Informação só dos IGBT) G. Layout do Conversor Matricial (Top e Bottom Layer) H.1. Layout do Conversor Matricial (Top Layer) H.2. PCI do Conversor Matricial (Top Layer) H.3. Layout do Conversor Matricial (Bottom Layer) H.4. PCI do Conversor Matricial (Bottom Layer) G. Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Top e Bottom Layer) I.1. Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Top Layer) I.2. PCI do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Top Layer) I.3. Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Bottom Layer) I.4. PCI do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Bottom Layer) J. Montagem L. Resultados Experimentais viii

11 Lista de Figuras Figura Esquema genérico de conversores de potência AC/AC: a) Conversor indireto, b) Conversor direto Figura Topologia do conversor matricial de quatro braços Figura Esquema geral do conversor matricial Figura a) Módulo de potência DANFOSS 1200V/25, b) Esquema das ligações, (extraído da folha de características apresentada no anexo B) Figura 2.3 Representação dos semicondutores que, dependendo do sentido da corrente de carga, são intervenientes no processo de comutação Figura Representação dos três interruptores eletrónicos bidirecionais correspondentes a um dos braços do CM Figura 2.5 Sequência de comutação em quatro passos baseada na leitura da corrente da carga Figura 3.1- Característica do díodo de zener Figura Montagem dos díodos de zener entre a porta e o emissor Figura Circuito RLC equivalente, utilizado para determinação da resistência R G Figura Resistência de descarga R GE das capacidades de entrada Figura 3.5 Característica do varistor Figura 3.6 a) Equivalente em circuito elétrico de um circuito térmico, b) Localização das resistências térmicas Figura Previsão de perdas num conversor matricial de 16 kva (extraído de (Bland, et al., 2001)) Figura 3.8 Característica do dissipador a usar: a) largura e altura; b) resistência térmica em função do comprimento Figura 3.9 Circuito de disparo dos semicondutores de potência (extraído das características, anexo C) Figura Aplicação dos sinais de comando às portas dos IGBTs: a) condução +15 V, b) corte - 15 V Figura 3.11 Transceiver não inversor SN74LS245 (extraído das características) Figura Esquema elétrico dos condensadores, varistores de entrada e saída Figura Esquema elétrico de um braço de potência do CM Figura Esquema da PCI do conversor matricial Figura 4.1 Esquema de ligações do transdutor de corrente LA 25-NP (extraído das características do transdutor, anexo E) Figura 4.2 Esquema de ligações do transdutor de tensão LV 25-P (extraído das características do transdutor, anexo D) Figura Circuito de deteção dos sinais das correntes Figura Esquema elétrico do circuito de aquisição das tensões e correntes Figura 4.5 Esquema da PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes Figura 5.1 Espaçamento das entre pistas em função da tensão (IPC-9592) Figura 5.2 Largura das pistas (verde para entrada e vermelho para saída) em função da corrente e: a) temperatura; b) largura. (IPC-2221) Figura Layout da PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes Figura 5.4 Layout da placa de circuito impresso do conversor matricial Figura 6.1 Esquema da montagem para o teste do circuito de disparo Figura 6.2 Sinais do teste do circuito de disparo, sinal gerado (verde) e sinal porta-emissor (azul). 40 Figura 6.3 Esquema da montagem para o teste do circuito de aquisição das tensões e correntes, três transdutores de tensão (LV 25-P) e dois de corrente (LA 25-NP) Figura 6.4 Três tensões compostas obtidas dos transdutores LV 25-P Figura 6.5 Duas correntes obtidas dos transdutores LA 25-NP Figura 6.6 Esquema da montagem para o teste do circuito de aquisição das tensões e correntes, quatro transdutores de corrente (LA 25-NP) ix

12 Figura 6.7 Três correntes obtidas dos transdutores LA 25-NP Figura 6.8 Sinal da corrente obtida do circuito de deteção (amarelo), sinusoide da corrente (rosa). 43 Figura 6.9 Esquema da montagem completa Figura 6.10 Teste da montagem global do CM Figura 6.11 Tensões comutadas de saída: a) Conversor matricial, b) Simulação MATLAB Figura 6.12 Correntes comutadas de saída: a) Conversor matricial, b) Simulação MATLAB Figura J.1 - Placa de aquisição das tensões e correntes (a), conversor matricial (b) e dissipador (c). 69 Figura J.2 - Vista de baixo do conversor matricial (d) (quatro módulos de potência a serem fixados no dissipador), estrutura de suporte da montagem (e) (baquelite), conversor matricial na estrutura (f) Figura J.3 - Montagem final (com placa de blindagem da interferência eletromagnética entre os dois circuitos) Figura L.1 Teste a 1 Hz. Corrente de saída (verde) Figura L.2 Teste a 10 Hz. a) Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), b) corrente de saída (verde), corrente de entrada obtida na sonda (rosa) e nos transdutores (azul e amarelo) Figura L.3 Teste a 200 Hz. a) Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), b) corrente de saída (verde), corrente de entrada obtida na sonda (rosa) e nos transdutores (azul e amarelo) Figura L.4 Teste a 300 Hz. a) Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), b) corrente de saída (verde), corrente de entrada obtida na sonda (rosa) e nos transdutores (azul e amarelo) Figura L.5 Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), a) V out = 0.6V in, b) V out = 0.7V in, Figura L.6 a) Tensões compostas de saída (amarelo e azul), corrente de entrada na sonda (verde), b) corrente de saída obtidas nas sondas x

13 Lista de Tabelas Tabela 2.1- Distribuição das fontes comutadas pelos módulos de potência de acordo com as fases. 12 Tabela Componentes do filtro de entrada Tabela Estados do acoplador ótico Tabela 3.3 Modos de operação do transceiver não inversor SN74LS245 (extraído das características) Tabela 4.1 Ligações em função das correntes do transdutor de corrente LA 25-NP (extraído das características, anexo E) Tabela Espaçamento das entre pistas em função da tensão (IPC-2221) Tabela 5.2 Espaçamento, largura e correntes máximas das pistas das PCI xi

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15 Lista de Símbolos capacidade genérica capacidade da porta capacidade de entrada da porta distância entre pistas díodo que conduz correntes negativas de carga, ( ) díodo que conduz correntes positivas de carga, ( ) frequência das variáveis de entrada do CM frequência das variáveis de saída do CM fator de potência frequência de comutação terra,, valor instantâneo das correntes de entrada do CM,, valor instantâneo das correntes de carga do CM valor instantâneo das correntes de referência de entrada do CM corrente do fusível valor eficaz das correntes de referência de entrada do CM (t) vetor das correntes de entrada do CM amplitude das correntes de referência de entrada do CM corrente genérica de entrada do CM valor instantâneo de uma corrente de carga genérica valor eficaz das correntes de saída do CM (t) vetor das correntes de carga do CM amplitude das correntes de saída do CM corrente genérica de saída do CM xiii

16 corrente de pico do acoplador ótico corrente de primário dos transdutores corrente no varistor corrente de secundário dos transdutores comprimento das pistas indutância genérica indutância das pistas t) matriz dos índices de modulação do método de Venturini índice de modulação relativo à fase de saída e à fase de entrada ( ) do CM trifásico potência dissipada potência dissipada em condução potência dissipada em comutação potência dissipada no díodo de zener fator de qualidade carga da porta resistência de porta resistência de medida resistência térmica junção cápsula resistência térmica cápsula dissipador resistência térmica dissipador ambiente potência aparente interruptor eletrónico bidirecional genérico corrente de carga que conduz uma semicondutor, totalmente comandado, que conduz correntes de carga negativas do interruptor genérico ( ) xiv

17 semicondutor, totalmente comandado, que conduz correntes de carga positivas do interruptor genérico ( ) tempo período constante de tempo temperatura ambiente temperatura da cápsula temperatura da junção temperatura do dissipador semicondutor número do módulo de potência,, valor instantâneo das tensões simples aplicadas à entrada do CM,, valor instantâneo das tensões simples disponíveis à saída do CM,, valor instantâneo das tensões compostas disponíveis à saída do CM valor instantâneo das tensões compostas de referência de saída do CM tensão de corte (clamping voltage) tensão de alimentação positiva ( ) tensão de alimentação negativa ( ) tensão do fusível tensão porta emissor do transístor IGBT valor eficaz das tensões simples do sistema trifásico de entrada,, valor instantâneo das tensões simples do sistema trifásico valor instantâneo das tensões compostas do sistema trifásico valor eficaz das tensões compostas do sistema trifásico de entrada (t) vetor das tensões simples de entrada aplicadas ao CM amplitude das tensões simples do sistema trifásico de entrada xv

18 tensão genérica de entrada do CM valor eficaz das tensões simples de referência de saída do CM valor eficaz das tensões compostas de referência de saída do CM (t) vetor das tensões compostas de saída do CM tensão genérica de saída do CM (t) vetor das tensões simples de saída do CM valor de pico da tensão composta tensão operacional no varistor tensão de zener tensão composta com 50% de valor eficaz tensão composta com 80% de valor eficaz largura das pistas frequência angular frequência angular das variáveis de entrada do CM frequência angular das tensões de referência de saída do CM ζ coeficiente de amortecimento permitividade no vazio rendimento xvi

19 Lista de Acrónimos AC CM DC DRC DSP FPGA IEB IGBT IPC MCT MOSFET PCI PWM UPS SEE SVM VDR corrente alternada (Alternating Current) Conversor Matricial corrente contínua (Direct Current) verificação das regras de desenho (Design Rule Check) processador digital de sinal (Digital Signal Processor) matriz de circuitos lógicos programável (Field Programmable Gate Array) Interruptor Eletrónico Bidirecional transístor bipolar de porta isolada (Insulated Gate Bipolar Transistor) Institute for Interconnecting and Packaging Electronic Circuits tirístor controlado do tipo MOS (MOS Controlled Thyristor) transístor de efeito de campo metal-óxido (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) Placa de Circuito Impresso modulação por largura de impulso (Pulse Width Modulation) sistema de alimentação ininterrupta (Uninterruptible Power Supply) Sistemas de Energia Elétrica modulação por vetores espaciais (Space Vector Modulation) resistência dependente da tensão (Voltage Dependent Resistor) xvii

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21 1. Introdução Em eletrónica de potência designa-se por conversor alternado-alternado (AC/AC), um sistema eletrónico, com semicondutores de potência operando em comutação, alimentado por um sistema de geradores elétricos alternados, e transferindo a energia desses geradores para um recetor (ou carga), sob a forma de grandezas elétricas alternadas de características (tensão, corrente ou frequência) diferente das do gerador (Pinto, 2003). A conversão de energia entre o gerador e o recetor (ou carga) pode ser realizado de duas formas, direta ou indiretamente, sendo esta última habitualmente realizada em dois estágios: no primeiro (AC/DC) é realizada a retificação das grandezas alternadas, no segundo (DC/CA) é realizada a inversão das grandezas continuas. Neste caso há a necessidade de se usar um andar intermédio de armazenamento, sob a forma de um banco de condensadores eletrolíticos (Fig. 1.1 a) (usualmente designado por link DC). A conversão direta (AC/AC) não necessita do andar intermédio de armazenamento (Fig. 1.1 b), uma vez que é realizada unicamente com base no comando ao corte e à condução dos semicondutores de potência (Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT), Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (MOSFET) ou MOS Controlled Thyristor (MCT)). Figura Esquema genérico de conversores de potência AC/AC: a) Conversor indireto, b) Conversor direto. O conversor matricial (CM) é um conversor do tipo direto porque quase não utiliza elementos para armazenamento de energia, nomeadamente o condensador eletrolítico (link DC), o que permite a criação de conversores mais compactos. O elemento principal que atua no processo de conversão é a matriz de interruptores eletrónicos bidirecionais (IEB) (Fig.1.2). Com esta matriz de interruptores é possível sintetizar as tensões de saída com base nas de entrada e as correntes de entrada com base nas de saída, procurando-se alcançar formas de ondas sinusoidais e fatores de potência quase unitários na entrada utilizando para isso métodos de comando dedicados tais como a modulação PWM de Venturini (Alesina & Venturini, 1989) ou a modulação por vetores espaciais (SVM) (Huber, et al., 1992). Dado que a estrutura de conversão do CM é baseada em semicondutores tem-se procurado a integração do maior número destes componentes em módulos de potência. Neste trabalho cada módulo é composto por seis IGBTs, formando três IEB, por exemplo S 11, S 12 e S 13 na figura

22 Figura Topologia do conversor matricial de quatro braços. De destacar que este conversor fornece tensões de saída com amplitude e frequência variáveis o que o torna ideal para acionamentos de velocidade variável e o fato de operar a altas frequências vai gerar conteúdo harmónico em torno destas que são facilmente filtradas com um pequeno filtro do tipo passa baixo. Resumem-se como vantagens do CM as seguintes características: corrente de entrada quase sinusoidal; baixo custo; alta fiabilidade; compacto; elevado rendimento; sem necessidade do condensador de link DC; fator de potência unitário; conversões: AC/AC, DC/AC e AC/DC. Como desvantagens destacam-se as seguintes características: quantidade de semicondutores; baixa tensão de saída (redutor); complexidade no controlo; nova tecnologia (módulos de potência); inexistência de interruptores bidirecionais Enquadramento Atualmente tem-se verificado um aumento da consciência no que concerne o uso de sistemas baseados em energia elétrica, quer seja pela busca de eficiência energética, pelo uso de sistemas baseados em energias renováveis, ou mesmo através de meios alternativos de mobilidade. Qualquer que seja o sistema terá certamente um conversor eletrónico de potência como sua parte integrante. Os CM, graças à sua versatilidade, fiabilidade e compacticidade, têm sido empregues em diversas áreas, desde aplicações em energias renováveis, na forma de conversores para sistemas eólicos (Kang, et al., 2011), em acionamentos de velocidade variável, da qual a empresa Yaskawa Electric apresenta no mercado várias gamas de aparelhos, no controlo do trânsito de energia (Monteiro, 2010), ou mesmo na utilização como UPS em que o quarto braço servirá tanto para cargas trifásicas assimétricas como para cargas monofásicas (Wheeler, et al., 2008). Dado que a estrutura dos interruptores do CM permitem a sua realização integral (100%) em silício, tem-se procurado a criação de conversores através da inclusão do maior número de IGBTs em módulos de potência, são exemplo disso o módulo EconoMAC ou o DANFOS, permitindo com isso a construção de CM compactos com a consequente diminuição das indutâncias parasitas entre as suas ligações. 2

23 1.2. Objetivos e estrutura da dissertação O objetivo desta dissertação é a de apresentar os passos seguidos na realização de um protótipo de conversor matricial (CM), passos estes que englobam o projeto do circuito elétrico do CM e do circuito de aquisição das tensões e correntes, o dimensionamento dos componentes, o desenho das PCI de cada um dos circuitos e consecutiva montagem dos componentes e por último os testes laboratoriais. O contributo deste trabalho é o de dotar o laboratório de máquinas elétricas e eletrónica de potência de um protótipo de CM mais compacto e leve que o existente (Menino & Antunes, 2002) e (Pinto, 2003). Para além destas características a inclusão de um quarto braço de potência vai permitir, no futuro, o estudo de novas aplicações do conversor matricial, nomeadamente na alimentação de cargas assimétricas, tendo-se ainda apostado na versatilidade do CM ao dotar este de uma estrutura de suporte para duas placas e de uma opção para um quarto braço. Para que estas características fossem alcançadas a experiência adquirida nos trabalhos mencionados foi de grande utilidade. Esta dissertação está organizada em sete capítulos mais a bibliografia e os anexos. No capítulo 1 é feita a introdução ao tema da dissertação, o seu enquadramento e os objetivos. No capítulo 2 é apresentado o esquema geral do CM e de seguida este é decomposto nas suas partes constituintes sendo por sua vez feita a descrição de cada uma delas. É realizada uma breve análise teórica da comutação a quatro passos e da modulação PWM de Venturini. No capítulo 3 é realizado o dimensionamento dos componentes do CM. Partindo da potência máxima esperada determinam-se as correntes de entrada e saída que irão servir de base para os dimensionamentos tanto neste capítulo como nos seguintes. No capítulo 4 é realizado o dimensionamento dos componentes do circuito de aquisição das tensões e correntes, nomeadamente os transdutores de tensão e corrente que permitirão obter as imagens destas grandezas. É também analisado o circuito de deteção dos sinais das correntes de carga que vão permitir realizar a comutação a quatro passos. No capítulo 5 apresentam-se as regras gerais para o desenho das PCI, determinam-se os espaçamentos entre as pistas em função das tensões a que estas estão sujeitas. Da mesma forma é determinada a largura das pistas em função das correntes que as percorrerão e, por fim, são apresentados os layouts do CM e do circuito de aquisição das tensões e correntes. No capítulo 6 são apresentados e discutidos os resultados obtidos nos testes laboratoriais. É ainda realizada a comparação com resultados de simulação. No capítulo 7 são apresentadas as conclusões e perspetivas de trabalho futuro. 3

24 2. Esquema Geral do Conversor Matricial O esquema geral do CM está representado na Fig Neste capítulo será realizada a descrição e o funcionamento das suas partes constituintes, nos dois capítulos seguintes realizar-se-á o seu dimensionamento, sendo um deles dedicado unicamente ao CM e o outro ao circuito de aquisição das tensões e correntes. Dissipador Filtro de Entrada Circuito de Proteção (entrada) Semicondutores de Potência (IEB) R S T Circuito de Proteção (saída) R S S11 S12 S13 S21 S22 S23 U V U V W T S31 S32 S33 S41 S42 S43 W N N 1 ( ) 24 Isolamento Galvânico Fontes de Alimentação Comutadas +15V 0V -15V 1 Circuito de Disparo (Acopladores Óticos) ( ) 24 Circuito de Aquisição de Correntes (Imagem) Circuito de Deteção do Sinal da Corrente Circuito de Aquisição Tensões e Correntes (Imagem) Estratégia de Comutação a quatro Passos (FPGA) 1 ( ) 24 Modulação PWM de Venturini (DSP) Circuito de Comando Figura Esquema geral do conversor matricial. 4

25 A figura 2.1 é composta por três partes principais, nomeadamente, o circuito de potência, o de controlo e comando e o de aquisição das tensões e correntes, sendo estas subdivididas da seguinte forma: Circuito de potência: o Módulos de potência (Interruptores eletrónicos bidirecionais (IEB)); o Filtro de entrada; o Circuitos de proteção na entrada e saída; o Dissipador. Circuito de comando e disparo: o Circuito de comando: Estratégia de comutação a quatro passos (na FPGA); Modulação PWM de Venturini (no DSP); o Circuito de disparo (acopladores óticos); o Fontes de alimentação comutadas. Circuito de aquisição das tensões e correntes Circuito de Potência Módulos de Potência Das características do módulo de potência DANFOSS 1200 V / 25 A (Anexo B), foi retirado o esquema de ligações representado na figura 2.2. Figura a) Módulo de potência DANFOSS 1200V/25, b) Esquema das ligações, (extraído da folha de características apresentada no anexo B). 5

26 Cada módulo de potência é composto por seis IGBTs em montagem de coletores comuns, suportando cada um a tensão de coletor-emissor de 1200 V e a corrente de coletor de 25 A. Este trabalho utiliza quatro braços em que cada um deles é composto por um módulo de potência. Dado que não existem dispositivos semicondutores de potência que permitam a bidirecionalidade da corrente é necessário ligar dois IGBTs, com díodos em anti-paralelo, em anti-série. Desta forma é possível formar IEB em corrente e em tensão, permitindo a condução da corrente nos dois sentidos, da fonte para a carga (i L > 0), por exemplo, através de e, ou da carga para a fonte (i L < 0) através de e, bem como bloquear tensões positivas e/ou negativas. A figura 2.3 representa um IEB, que poderia ser, por exemplo, o conjunto formado por T1 e T2 na figura 2.2. Figura 2.3 Representação dos semicondutores que, dependendo do sentido da corrente de carga, são intervenientes no processo de comutação. A aplicação dos sinais de comando às portas dos IGBTs vai dar origem a transitórios oscilatórios, na tensão da porta, devido ao caráter LC do conjunto formado pelas indutâncias parasitas das pistas e as capacidades de entrada dos IGBTs. Será então necessário dimensionar resistências que amorteçam estas oscilações. Paralelamente outros fenómenos ocorrerão devido à aplicação destes sinais, por conseguinte será necessário também realizar a proteção contra as sobretensões, que poderão aparecer entre a porta e o emissor, e dotar os IGBTs de uma resistência de descarga da capacidade existente entre estes dois terminais Filtro de Entrada Os SEE são regidos por normas apertadas no que diz respeito a injeção de harmónicas por parte dos conversores eletrónicos. Por outro lado estes conversores baseiam o seu funcionamento assumindo que as formas de onda das tensões da rede têm um comportamento próximo do ideal. Assim é necessário um filtro passa baixo de entrada que visa filtrar as harmónicas de alta frequência (Menino & Antunes, 2002), (Pinto, 2003), usualmente em torno da frequência de comutação e esperase obter também desse filtro, devido ao uso de condensadores, um valor de tensão de entrada que não contenha tremor excessivo durante o processo de comutação Circuitos de Proteção A inclusão de fusíveis rápidos à entrada do conversor, na ligação à rede elétrica, irá dotá-lo de proteção contra sobrecargas e alguma proteção contra curto-circuitos (embora não permita proteger 6

27 os semicondutores). A proteção contra sobretensões é realizada por varistores do tipo MOV que se encontram ligados entre as fases de entrada e de saída do conversor matricial. Em caso de sobretensão os MOV irão suportar a correspondente corrente, sendo a energia libertada em forma de calor. Com a utilização da opção do quarto braço de potência para a condução das correntes de neutro a proteção desta é garantida através da utilização de varistores, estando estes ligados na saída entre o neutro e cada uma das fases Dissipador Sendo a frequência de comutação na ordem dos khz e pretendendo-se fornecer uma potência considerável à carga irá haver dissipação de calor e com isso surge a necessidade de utilizar um meio que o permita dissipar. Neste projeto será utilizado um dissipador com ventilação forçada que graças a uma ventoinha incorporada permitirá diminuir o valor da sua resistência térmica, permitindo com isso a utilização de um dissipador de menor dimensão Circuito de Comando e Disparo Estratégia de Comutação a Quatro Passos A não bidirecionalidade dos semicondutores atuais obriga a que sejam usadas estratégias dedicadas de comutação dos semicondutores, para que as correntes indutivas de carga não sejam interrompidas e que as tensões de entrada não sejam curto circuitadas. O facto de se pretender garantir a bidirecionalidade da corrente irá obrigar a que sejam definidas regras de disparo dos semicondutores, de modo a que sejam respeitadas estas restrições topológicas. A figura 2.4 apresenta a estrutura de um braço de potência do CM e servirá para explicar o processo de comutação a quatro passos utilizado neste trabalho e programado na FPGA da Xilinx por (Monteiro, 2010). Figura Representação dos três interruptores eletrónicos bidirecionais correspondentes a um dos braços do CM. 7

28 Neste processo de comutação garante-se que quando um IEB está ligado, os dois IGBTs que o constituem estão disparados à condução. Nesta situação, ao ocorrer uma mudança de sinal da corrente, o díodo que estava inicialmente a conduzir passará ao corte e a corrente de carga será conduzida pelo outro IGBT do IEB (Pinto, 2003). Figura 2.5 Sequência de comutação em quatro passos baseada na leitura da corrente da carga. Para uma comutação da corrente entre os IEB e (Fig. 2.4 e Fig. 2.5) a estratégia de comutação a quatro passos, baseada no sentido da corrente de carga, será executada da seguinte forma, supondo i L > 0: 1. Desligar o semicondutor do IEB que não está a participar diretamente no processo de condução ( ); 2. Para garantir a continuidade da corrente de carga passa-se o semicondutor do IEB à condução, garantindo assim a condução dessa corrente; 3. Colocar ao corte; 4. Passar à condução. Caso a corrente de carga tenha sentido contrário (i L < 0), o processo de comutação é simétrico do anterior, isto é, inicialmente é colocado ao corte, seguidamente é colocado a condução, o terceiro passo é colocar ao corte e finalmente é colocado à condução. Para este processo de comutação é importante o conhecimento exato do sentido das correntes de carga e ainda garantir que durante o processo de comutação não haja alteração abrupta do seu sentido (garantido com um circuito de condicionamento de sinal, por utilização de díodos rápidos, análise realizada no (Capítulo 4.3)). 8

29 Modulação PWM de Venturini Os dois métodos clássicos para o controlo/comando do conversor matricial são a modulação PWM de Venturini (Alesina & Venturini, 1981) e a modulação com vetores espaciais (SVM) (Huber, et al., 1992). A modulação PWM de Venturini introduzida em 1981 opera a alta frequência e baseia-se no princípio de que as grandezas de entrada e saída têm comportamentos ideais. No processo de modulação inicial a amplitude das tensões de saída estava limitada a metade do valor das tensões de entrada. Numa segunda fase (Alesina & Venturini, 1989) foi possível alcançar uma relação entre as tensões de entrada e as de saída mais favorável, passando agora as tensões da saída a poder atingir das tensões de entrada. Para isso foi necessário acrescentar terceiras harmónicas de tensão de entrada e de saída. Uma proposta de implementação deste método em DSP foi apresentada em 1996 por (Watthanasam, et al., 1996). Apesar do CM poder ser comandado por qualquer um dos dois métodos clássicos indicados (e suas variantes) importa fazer uma incursão pela modulação PWM de Venturini por ser esta a que vai ser utlizada para testar o protótipo de CM. Assim, ter-se-á uma ideia do modo como as variáveis deste método irão interagir com os vários componentes do CM a projetar. Para tal, usar-se-á a análise realizada por (Pinto, 2003). Deve-se frisar que o método a apresentar de seguida é para um sistema trifásico simétrico e equilibrado. Ainda que o CM deste trabalho tenha a opção do neutro na saída, este poderá ou não ser utilizado. Este método baseia-se no pressuposto de que o conversor é alimentado por um sistema trifásico simétrico e equilibrado, cujas tensões simples, de valor eficaz e amplitude, e tensões compostas, de valor eficaz, ambas de frequência são definidas respetivamente por (2.1) e (2.2). (2.1) (2.2) Pretende-se garantir que as tensões compostas de saída do conversor seguem as tensões de referência compostas (2.3), de valor eficaz ( é o valor eficaz das tensões simples) e de frequência. 9

30 (2.3) Assumindo que existem filtros ideais na entrada e na saída do CM, as correntes de entrada podem ser aproximadas pelas respetivas primeiras harmónicas. Nestas condições, é possível definir correntes de saída sinusoidais, de valor eficaz e amplitude (2.4), considerando que para a frequência de referência de saída, a carga trifásica é caracterizada por uma impedância e de desfazagem. (2.4) Adicionalmente, pretende-se impor que as correntes de entrada sigam a referência (2.5), isto é, sejam sinusoidais, de valor eficaz e valor máximo, de frequência e que apresentem uma desfasagem relativamente às respetivas tensões de entrada. (2.5) Na condição dos filtros de entrada e de saída do CM serem ideais, é possível admitir que as tensões aplicadas diretamente aos terminais de entrada do CM são aproximadamente iguais às tensões fornecidas pelo sistema trifásico (2.1) ( ). Impondo frequências de comutação ( ) muito superiores às frequências das variáveis de entrada ( ) e às frequências das variáveis de saída ( ) do conversor e, supondo que as correntes de entrada e as tensões compostas de saída do CM podem ser apróximadas às respetivas primeiras harmónicas, é possível admitir (2.6). (2.6) O objetivo do método de Venturini é sintetizar tensões simples de saída e correntes de entrada com baixo conteúdo harmónico, impondo um determinado fator de potência de entrada. Para cumprir esses objetivos, é necessário calcular os índices de modulação ( ) da matriz (2.7), que obedeçam às restrições (2.8) e verifiquem as igualdades (2.9). 10

31 (2.7) (2.8) (2.9) Como se verificou o objetivo deste método é o de sintetizar as tensões simples AC desejadas na saída a partir de sucessivos segmentos fornecidos pelo sistema de tensões AC de entrada e sintetizar as correntes AC de entrada a partir das correntes AC de saída, de forma a apresentarem baixo conteúdo harmónico e um fator de potência de entrada próximo do unitário, partindo do pressuposto que os filtros de entrada do conversor matricial são ideais, ou seja, mantêm as características das grandezas também ideais. Por motivos de simplicidade na realização dos testes este método será implementado em malha aberta, para tal bastará receber como variáveis externas as imagens das tensões de entrada, para sintetizar as de saída, assim como os sinais das correntes de saída, para a realização do processo de comutação a quatro passos. Estas variáveis externas serão fornecidas pelo circuito de aquisição das tensões e correntes a construir Circuito de Disparo O circuito de disparo tem como função colocar os IEB à condução e ao corte de acordo com os sinais de comando provenientes da FPGA/DSP. No circuito de potência os valores das tensões e correntes são muito superiores às dos circuitos de comando e de disparo e, além disso, são referidos a massas diferentes. Surge então a necessidade de dimensionar e construir circuitos de disparo adequados para os IGBTs do circuito de potência, que garantam o necessário isolamento galvânico. Estes circuitos de disparo podem usar transformadores de impulso, com energia suficiente para o disparo dos IGBTs, ou acopladores óticos, neste caso com a necessidade de duas fontes auxiliares para aplicar as tensões necessárias à condução e ao corte. Dado que os transformadores de impulsos exigem dimensionamentos delicados (Silva, 1998) e podem ter grandes volumes relativamente (não são indicados para montagem em PCI), optou-se pela utilização de acopladores óticos. Este componente permite que de um lado do circuito os sinais de comando, por ação nos fotodíodos, coloquem ao corte ou à condução os IEB do circuito de potência, por meio das fontes de alimentação comutadas. Os acopladores óticos usados são da Toshiba, com a referência TLP250(INV), tensão de isolamento mínima de 2500 e frequência na ordem dos 25 khz (Anexo C). 11

32 Fase de entrada Fase de Saída Fontes de Alimentação Comutadas O facto de os módulos de potência a utilizar neste trabalho não fornecerem a informação acerca do valor da potência de disparo dos IGBTs e também a opção de um quarto módulo em vez da configuração usual, só com três, leva a que o emprego das fontes comutadas DC/DC deva ter em conta estes critérios. Neste trabalho são utilizadas dez fontes comutadas, distribuídas pelos módulos de potência, de acordo com as fases (Tabela 2.1). Tabela 2.1- Distribuição das fontes comutadas pelos módulos de potência de acordo com as fases. Fonte comutada Fases Módulo IGBT 1 U I,, 2 V II,, 3 W II,, 4 N IV,, 5 R, 6 S I e II, 7 T, 8 R, 9 S III e IV, 10 T, A utilização de uma única fonte comutada de 1 W, para alimentar três ou quatro circuitos de disparo de IGBTs não é uma boa opção porque esta potência revelou-se escassa para efetuar o disparo dos semicondutores. A solução encontrada passa pela utilização de fontes comutadas de maior potência, neste caso 2 W e, dado que se está a projetar com a opção para quatro módulos de potência, que representam quatro fases de saída (U, V, W, N) e três de entrada (R, S, T) por cada módulo, distribuiu-se para cada dois módulos de potência uma fonte comutada para as fases de entrada comuns a estes (por exemplo na Tabela 2.1 para os módulos de potência I e II com a fase de entrada comum R, as fontes comutadas farão o disparo dos IGBTs e, (Fig. 2.2)). Como se constata, apesar das fases de saída usarem apenas uma fonte comutada para cada três IGBTS (por exemplo no módulo de potência I com a fase de saída U, a fonte comutada fará o drive dos IGBTS, e ), o facto de esta ser de 2 W irá fazer com que esta potência seja suficiente para o disparo destes. Na saída das fontes comutadas, por indicação dos dados do fabricante, foram utilizados conjuntos de condensadores de desacoplamento cerâmicos de 1 e de tântalo de 10 ligados em paralelo que servem para diminuir o tremor nas tensões a aplicar aos IGBTS. 12

33 As fontes comutadas DC/DC usadas têm a potência de 2 W e fornecem as tensões de 15 V (Murata Power Solutions com a referência NMK0515SC), a sua alimentação é de 5 V e permitem o isolamento até 3 kv DC (Anexo F) Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes Este circuito tem por função obter uma imagem tanto das tensões compostas de entrada, como de duas correntes, sendo que a partir destas se obtém a terceira corrente de entrada. Estas imagens das grandezas elétricas serão por sua vez fornecidas ao DSP, para que seja realizado o processo de modulação PWM de Venturini (ou outro processo de modulação do CM). Além disso, é ainda obtida uma imagem das quatro correntes de saída. Já no processo de comutação a quatro passos é necessário saber a cada instante qual o sentido da corrente, se do gerador para a carga ou da carga para o gerador. Assim, este circuito realizará um condicionamento de sinal por forma a fornecer a FPGA o sinal da corrente. O circuito de aquisição das tensões e correntes será composto por transdutores da LEM, de tensão com a referência LV 25-N (Anexo D) e de corrente com a referência LA 25-NP (Anexo E). Estes componentes garantem o isolamento galvânico, com tensões de isolamento na ordem dos 2500, entre o circuito de potência, de onde serão extraídas as imagens das grandezas, e o circuito de comando (DSP e FPGA), para onde aquelas são enviadas. 13

34 3. Dimensionamento do Conversor Matricial Após a descrição dos elementos constituintes tanto do CM como do circuito de aquisição das tensões e correntes, neste capítulo e no seguinte realizar-se-á o seu dimensionamento. É conveniente estabelecer-se primeiramente os regimes de funcionamento do CM, para tal usarse-á a relação entre as tensões de (estes valores dependem do processo de modulação utilizado (Capítulo 2.2.2)). Ainda que a modulação a usar (programada no DSP) permita obter teoricamente uma relação entre as tensões da saída e da entrada de, esta assunção é demasiado otimista porque na prática tal poderá não se verificar. A fim de assegurar uma utilização mais universal do CM, no seu dimensionamento ter-se-á em conta este caso. Pretendendo-se que o CM funcione com a potência máxima de. Através de (3.1) determinam-se as correntes para os dois casos. (3.1) Com igual a tensão composta, a corrente nominal na entrada é obtida através de: Sabendo que o CM funciona como um abaixador de tensão e assumindo um valor de redução da tensão da saída na ordem dos 80% (mais realista que os 87% teóricos), a corrente de saída será: (3.2) (3.3) Da equação anterior verifica-se que ao baixar o valor da tensão na saída o valor da corrente irá aumentar, o que em termos de desenho da PCI representará uma assimetria correspondendo a pistas de saída mais largas que as de entrada. O valor da potência máxima ( ) servirá para dimensionar o dissipador porque é este o caso que conduz a maiores perdas. Já para o dimensionamento do circuito de aquisição das tensões e correntes usar-se os valores obtidos em (3.2 e 3.3) para se definir a relação de transformação dos transdutores Circuito de Potência Módulos de Potência Dado que neste trabalho são utilizados os módulos de potência com as características (1200 V / 25 A), torna-se importante garantir que o processo de passagem à condução e ao corte dos IEB deste módulo, formado por IGBTs, é realizado corretamente, ou seja, que as comutações sejam realizadas de acordo com os sinais de comando. Ao serem comutados a altas frequências estes componentes podem estar sujeitos a elevadas tensões transitórias devido às características dos sinais de comando e do meio por onde eles são transmitidos, isto é, sinais retangulares em circuitos com características LC, formadas por indutâncias parasitas devido às pistas e capacidades devido às 14

35 portas dos IGBTs. Torna-se assim de extrema importância dotar o conversor de circuitos de apoio à comutação e de proteção contra sobretensões (Silva, 2010). Dado que o módulo de potência utilizado (Anexo B) não disponibiliza informação da potência de perdas e resistência térmica dos seus IGBTs, utilizaram-se as características do módulo de potência com a referência 7MBR 25SA-120 da FUJI ELECTRIC (Anexo G). Este é um módulo de potência integrado composto por um andar de retificação trifásico formado por seis díodos e um andar inversor, também trifásico, formado por seis IGBTs. Utilizam-se as características deste módulo porque o valor da tensão e corrente que os IGBTs que os constituem suportam, 1200 V de tensão coletor-emissor e 25 A de corrente de coletor, são iguais ao do módulo de potência DANFOSS usado neste trabalho. Destaca-se ainda que as informações deste módulo estão divididas de acordo com os vários circuitos que o constituem, tornando-se assim fácil extrair a informação relativa ao bloco inversor composto pelos seis IGBTs. As características utilizadas no dimensionamento do dissipador serão as do módulo de potência 7MBR 25SA-120. Já para o dimensionamento da resistência de amortecimento das oscilações da porta será usado um valor de capacidade de entrada típico destes IGBTs (Silva, 1998). Proteção contra sobretensões entre porta e emissor: Os díodos de zener utilizados neste trabalho têm por função proteger os IGBTs contra sobretensões que poderão ocorrer entre a porta e o emissor aquando dos sinais de comando de passagem à condução e ao corte. Este componente, quando polarizado inversamente, limita a tensão a um valor específico, a tensão de zener. Figura 3.1- Característica do díodo de zener. Dado que para pôr os IGBTs à condução é aplicado +15 V e para os passar ao corte -15 V, de forma a proteger estes contra as sobretensões é necessário montar os díodos de zener tal como indicado na figura

36 Figura Montagem dos díodos de zener entre a porta e o emissor. Os díodos de zener deverão permitir a aplicação das tensões 15 V, mas no entanto limitar o valor de tensão que pode comprometer a integridade dos IGBTs que neste caso tem o valor máximo de (Anexo G). Com base nestes pressupostos procede-se à escolha da tensão de zener. Sabendo que a corrente de porta do IGBT é baixa, a potência dos díodos de zener andará na ordem de 1 W. O componente escolhido tem a tensão =18 V com a potência majorada a 1.3 W (Anexo A) Tensão de zener: Potência: (3.4) Resistência de amortecimento das oscilações na porta: (3.5) Os sinais de comando retangulares dos IGBTs ao circularem pelas pistas irão originar oscilações devido ao fato das indutâncias destas conjuntamente com as capacidades de entrada da porta formarem um circuito LC. Por isso, torna-se necessário dotar este circuito de uma resistência R G que permita amortecer estas oscilações. Figura Circuito RLC equivalente, utilizado para determinação da resistência R G. Para o dimensionamento da resistência de porta R G é necessário determinar previamente os valores das indutâncias das pistas assim como da capacidade de entrada do IGBT (Silva, 2010). Indutância dos condutores de ligação é obtida através da seguinte aproximação: 16

37 Em que representa a largura da pista, a distância entre elas e o seu comprimento. (3.6) O valor calculado mostra a importância de ter as pistas do circuito de comando sobrepostas ( na top layer e na bottom layer da PCI). Desta forma, a distância entre estas fica o que origina indutâncias diminutas. Dado que em casos pontuais não foi possível sobrepor as pistas completamente, aquando do desenho da PCI, pode-se considerar o valor determinado como o pior caso (distância entre duas pistas paralelas). caso é: Tendo a pista mais comprida cerca de 9 cm (serão 18 cm com o retorno), a indutância para o pior O valor típico da capacidade de entrada de um IGBT com as características dos utilizados no módulo de potência (Silva, 1998) é de: (3.7) (3.8) Determina-se agora o valor da resistência de amortecimento R G em série com a indutância das pistas e a capacidade C ISS de entrada do IGBT formando o circuito RLC equivalente (Fig. 3.3) de onde se extrai o seguinte conjunto de equações que relaciona o fator de qualidade, a frequência angular e o fator de amortecimento ζ com as varáveis indicadas. (3.9) Geralmente, considera-se que o amortecimento ótimo é ζ = (3.10) De (3.9) e (3.10) resulta a equação (3.11) que permite determinar a resistência de amortecimento das oscilações na porta : (3.11) Substituindo em (3.12) os valores de e (3.7 e 3.8) obtém-se o valor da resistência. (3.12) A resistência de porta a usar deverá ter um valor igual ou superior ao determinado em (3.12) para que garanta o amortecimento ótimo considerado. 17

38 Resistência de descarga da capacidade porta-emissor: Durante o processo de comutação a capacidade porta-emissor do IGBT vai ser carregada e descarrega pelo circuito de disparo (passagem à condução e ao corte). Um erro no processo de passagem ao corte poderá dar origem a um eventual curto-circuito. Torna-se assim necessário dotar o circuito de uma forma de descarregar esta capacidade e permitir que o IGBT passe ao corte. Isto é garantido através da resistência (Fig. 3.4). Figura Resistência de descarga R GE das capacidades de entrada. Para que uma eventual corrente de curto-circuito não atinga valores destrutivos e admitindo uma constante de tempo = (característica de um circuito RC desta natureza) e que a capacidade porta-emissor tem valor aproximadamente igual ao da capacidade da porta ( ). De onde resulta a resistência : (3.13) (3.14) (3.15) Filtro de Entrada O filtro de entrada tem a característica de um passa baixo pelo facto de a frequência de comutação utilizada no comando do CM ser da ordem dos khz. Desta forma facilmente será filtrado o conteúdo harmónico de alta frequência. Os componentes constituintes do filtro de entrada (Tabela 3.1) foram determinados em alguns dos trabalhos anteriores (Menino & Antunes, 2002), (Pinto, 2003) e (Colaço, 2011). Tabela Componentes do filtro de entrada. Condensador Bobine Resistência de descarga mh A potência a dissipar na resistência tem o valor de 50 W (sobredimensionado por questões de segurança). 18

39 Circuito de Proteção A proteção contra sobretensões na entrada e na saída do CM é realizada através do uso de varistores do tipo MOV. Estes componentes são ligados entre as fases e, na ocorrência de sobretensões transitórias, dado que o valor da sua resistência é uma função inversa da tensão (VDR), o seu valor diminui e curto circuita transitoriamente as fases baixando o valor da tensão e com isso desviando também a corrente elevada de onde resulta uma energia que é dissipada por efeito de joule. Um dos motivos da origem das sobretensões transitórias são as eventuais falhas que podem ocorrer no processo de comutação, por exemplo por corte de correntes indutivas. Conhecendo a tensão nominal do circuito, estabelece-se a proteção contra sobretensões pela escolha de um valor (clamping voltage) cerca de duas a três vezes acima desta. Este critério é importante para evitar que o varistor se deteriore devido a eventuais transitórios com valor próximo da tensão nominal. A figura 3.5 mostra a zona de funcionamento deste componente assim como a clamping voltage, este é o valor de tensão máxima que leva o varistor a curto-circuitar. Figura 3.5 Característica do varistor. O varistor escolhido tem a referência V420LA20AP da LITTELFUSE e apresenta as seguintes características. Dado que os varistores estarão ligados entre fases a sua tensão nominal é de: A clamping voltage tem o seguinte valor máximo: Permite dissipar uma energia igual a: (3.16) (3.17) (3.18) A proteção anteriormente indicada é aplicada contra sobretensões tanto na entrada como na saída do CM. 19

40 Torna-se também importante proteger a montagem contra sobrecargas. Dado que as PCI foram dimensionadas para uma determinada corrente nominal é importante que estas não sejam ultrapassadas. Os fusíveis de proteção contra sobrecargas foram colocados na PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes por as correntes passarem primeiro por este circuito para serem amostradas e posteriormente vão para o CM. Desta forma protegem-se as duas montagens. No mercado existem vários tipos de fusíveis, mas podem-se separar em duas gamas, de atuação rápida e lenta. Neste caso escolheram-se fusíveis rápidos de 5 A (valor inferior, ao determinado em (3.2), por razões de segurança). Para além das sobrecargas os fusíveis oferecem proteção contra curtocircuitos. Corrente do fusível: Tensão: (3.19) Dissipador (3.20) Por analogia à lei de Ohm pode-se considerar o fluxo de calor (potência dissipada) num circuito elétrico como a circulação de uma corrente. Neste caso os vários meios por onde este passa apresentam uma resistência térmica que origina uma diferença de temperatura aos seus terminais, ou sob o ponto de vista elétrico, uma diferença de potencial. As temperaturas características são as de junção ( ), da cápsula ( ) do semicondutor, do dissipador ( ) e do ambiente. Como mostra a figura 3.6, teremos uma resistência térmica entre cada um destes pontos pelo que estas podem calcular-se usando (3.21) e (3.22), (Silva, 2010). a) b) Figura 3.6 a) Equivalente em circuito elétrico de um circuito térmico, b) Localização das resistências térmicas. (3.21) (3.22) A determinação das perdas terá que ter em conta vários fatores, um deles é o tipo de comutação utilizada. Neste caso, para a comutação a quatro passos, haverá sempre dois IGBTs e dois díodos em condução (Capítulo 2.2.1), de onde resultam as perdas inerentes nestes semicondutores. Para a determinação das perdas de conversores matriciais foi realizado um estudo (Bland, et al., 2001) a partir do qual é possível, com os parâmetros tipicamente fornecidos pelas características do 20

41 fabricante, determinar as perdas para vários regimes de frequência de comutação. Neste artigo é apresentada uma previsão de perdas para um CM de 16 kva com comutação a quatro passos, previsão esta das perdas totais (condução e comutação), para uma gama de frequências de comutação entre 1 khz até 10 khz (Fig. 3.7). Figura Previsão de perdas num conversor matricial de 16 kva (extraído de (Bland, et al., 2001)) Dado que não se tem informação precisa dos módulos de potência utilizados, a determinação das perdas totais pode ser realizada com base no rendimento do CM. Da figura 3.7 obtém-se que para uma frequência de comutação na ordem de 10 khz o rendimento é de aproximadamente 98%. Podese também verificar que no CM projetado por (Podlesak, et al., 2005) o rendimento obtido foi de 96.4%. A partir destes resultados pode-se extrapolar um valor de rendimento que permita obter o valor das perdas. Sabendo que o CM vai funcionar a uma potência máxima de 6, admitindo um rendimento de 95% (menos otimista que nos casos anteriores para garantir uma maior margem de segurança) e um fator de potência unitário, a potência total de perdas será: ( ). Sendo este valor de potência composto pela soma das perdas por condução ( Usando os valores das resistências térmicas por módulo de potência (3.23) ) e comutação e (com cola térmica) extraídas das características (Anexo G) pode-se determinar o valor da resistência térmica entre o dissipador e o ambiente usando a equação (3.22) que se volta a repetir em (3.24) já com e (valores típicos) e admitindo que a potência por módulo é da total: (3.24) O valor calculado é relativo a um módulo de potência, estando estas quatro resistências térmicas ligadas em paralelo, o valor total da resistência do dissipador é: (3.25) O valor da resistência térmica do dissipador a incorporar no CM terá de ser igual ou inferior ao valor calculado em (3.25). 21

42 O dissipador escolhido fornece a característica da figura 3.8 que, para um comprimento fixo de 160 mm, representa o valor da resistência térmica em função da largura. a) b) Figura 3.8 Característica do dissipador a usar: a) largura e altura; b) resistência térmica em função do comprimento. Para uma largura de 150 mm extrai-se da figura 3.8 b) a resistência térmica com o valor de, que é inferior ao dimensionado em (3.25). Da figura 3.8 b) verifica-se que quanto maior a largura menor a resistência térmica, mas também por sua vez mais caro o dissipador, as características do dissipador escolhido resumem-se de seguida: ; Dissipador ativo com ventoinha alimentada a 24 V; Dimensões 160x150x83 mm Circuito de Disparo Os sinais de comando gerados pela FPGA são enviados para os acopladores óticos, com a referência TLP250(INV) da Toshiba, este componente garante uma tensão de isolamento de 2500, operando com frequências até 25 khz. A finalidade de aplicar o sinal aos acopladores óticos advém da necessidade de se ter um isolamento galvânico entre o circuito de sinal e o de potência pelo facto de trabalharem com diferentes níveis de tensão e estarem referenciados a diferentes massas. Este isolamento visa também garantir que as perturbações do circuito de potência, nomeadamente a interferência eletromagnética, não irão afetar o sinais do circuito de controlo. Figura 3.9 Circuito de disparo dos semicondutores de potência (extraído das características, anexo C). 22

43 Este componente irá aplicar à porta dos IGBTs os valores de tensão 15 V, fornecido pelas fontes de tensão comutadas (apresentadas no Capítulo 2.2.4), referenciados ao valor de tensão 0 V dos emissores, também fornecido por estas fontes, sendo o valor de tensão +15 V (Fig a) para colocar os IGBTs à condução e -15 V (Fig b) para os passar ao corte. Para que o IGBT passasse ao corte poderia ser aplicado o valor de tensão porta-emissor igual 0 V, mas dado que se está a lidar com um circuito que irá comutar a frequências elevadas o eventual ruído de comutação poderia camuflar a tensão 0 V de passagem ao corte. Assim, a aplicação da tensão porta-emissor de -15 V oferece uma maior área de funcionamento seguro e maior imunidade a perturbações, quer exteriores quer devidas a eventuais fenómenos elétricos no circuito do IGBT (Silva, 1998). Na montagem usaram-se ainda condensadores de desacoplamento como o indicado na figura 3.9. Na folha de características (Anexo C) deste componente é aconselhada a utilização de uma resistência com o valor 390 Ω (Fig. 3.9) e para a intensidade de corrente que a irá atravessar (8 ma), é suficiente a potência de dissipação de W. a) b) Figura Aplicação dos sinais de comando às portas dos IGBTs: a) condução +15 V, b) corte - 15 V. O acoplador ótico inverte o sinal fornecido pela FPGA, todos os estados da Tabela 2.1 serão invertidos. Tabela Estados do acoplador ótico. Para que os sinais gerados pela FPGA coincidam com os estados que se pretende que os IGBTs estejam, ou se altera a programação na FPGA, pela troca dos valores lógicos 0 e 1, ou insere-se em série com o acoplador ótico um circuito que inverta o seu sinal, neste trabalho trocou-se a lógica na FPGA. Dado que a lógica será alterada na FPGA, o transceiver usado, representado na figura 3.11, é não inversor e tem a referência SN74LS245, 23

44 Figura 3.11 Transceiver não inversor SN74LS245 (extraído das características). Este componente tem como funções realizar a transmissão do sinal de modo bidirecional e ainda acrescentar a função de buffer (seguimento do sinal). Para este projeto definiu-se um modo de utilização unidirecional, sendo o sinal gerado pela FPGA transmitido no sentido A para B (Fig. 3.11). Para isso foi necessário polarizar alguns dos pins deste integrado com os valores definidos pela tabela 3.3. Tabela 3.3 Modos de operação do transceiver não inversor SN74LS245 (extraído das características) Esquemas Elétricos INPUTS DIR Operation L L B data to A bus L H A data to B bus H X Isolation Na figura 3.12 vê-se um circuito pertencente ao esquema elétrico do CM, nele estão incluídos os condensadores do filtro de entrada, os varistores de proteção da entrada e saída, assim como os conectores que permitiram a ligação das três fases de entrada e quatro de saída. Figura Esquema elétrico dos condensadores, varistores de entrada e saída. 24

45 Os componentes anteriormente descritos e dimensionados estão presentes na figura 3.13 que apresenta um dos braços do conversor matricial. No centro da figura encontra-se o módulo de potência I e ao seu redor os díodos de zener e as fontes comutadas. Vêem-se também os seis acopladores óticos que irão garantir o isolamento galvânico ao ligar os sinais de controlo ao circuito de potência em que os impulsos de disparo deste último são garantidos pelas fontes comutadas DC/DC. Os restantes três braços de potência seguem a mesma estrutura que este. De forma a simplificar o desenho do esquema elétrico foram dados nomes às redes que interligam componentes comuns. Com isto simplifica-se a necessidade de ligações físicas que iriam aumentar a complexidade do circuito diminuído a sua legibilidade. A título de exemplo veja-se as fontes comutadas e as fases de entrada. C D D C A C B Figura Esquema elétrico de um braço de potência do CM. De entre os vários componentes da figura 3.13 estão realçados os seguintes: A. Módulo de potência; B. Acopladores óticos; C. Fontes comutadas; D. Díodos de zener de proteção e resistências de descarga porta-emissor. 25

46 3.4. Esquema da PCI A figura 3.14 apresenta o esquema geral e simplificado da PCI do CM. Esta pretende dar uma ideia da localização de cada um dos módulos anteriormente descritos e dimensionados. No momento do desenho da PCI procurar-se-á manter esta distribuição, com as fases a entrarem pela direita e a saírem pela esquerda, os circuitos de comando no topo e base e o circuito de potência no meio. A figura ilustra também a localização do isolamento galvânico, sendo este fornecido pelos acopladores óticos. Figura Esquema da PCI do conversor matricial. A par dos blocos, as setas permitem dar uma ideia do número de fases de entrada e de saída, bem como do número de IEB a serem comandados e respetivos módulos de potência. As proteções contra sobretensões tanto na entrada como na saída são realizadas pelos varistores. Do lado direito, na entrada, estarão também os condensadores pertencentes ao filtro, que devem estar o mais próximo do circuito de potência a fim de se minimizar o efeito das indutâncias parasitas devido ao comprimento das pistas. 26

47 4. Dimensionamento do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes 4.1. Transdutor de Corrente LA 25-NP Este circuito tem como objetivo fornecer ao DSP a imagem das correntes tanto de entrada como de saída e à FPGA os sinais destas últimas. Para o processo de comutação a quatro passos é fundamental o conhecimento do sinal das correntes (Capítulo 2.2.1). Caso a corrente tenha o sentido da fonte para a carga o processo de comutação realiza-se de um modo, caso o sentido seja da carga para a fonte a comutação será diferente. Os transdutores de corrente utilizados estarão localizados tanto na entrada como na saída do circuito: dois para fornecer uma imagem das correntes de entrada ao DSP. Num sistema trifásico equilibrado bastam duas correntes para se determinar a terceira, sendo que com estas irá realizar-se o processamento digital de modo a realizar a modulação/controlo do conversor. Os quatro transdutores (três fases mais o neutro) utilizados para as correntes de saída têm por função, associadas a um circuito de deteção de sinal, fornecer o sinal das correntes à FPGA para a realização da comutação a quatro passos (Capítulo 2.2.1). Para a realização destes circuitos utilizaram-se os transdutores de corrente LA 25-NP da LEM. Estes transdutores permitem o isolamento galvânico entre o circuito de potência e o de comando e disparo, garantido um tensão de isolamento de 2500V, permitindo com isso eliminar as interferências que o ruído eletromagnético resultante das comutações dos IGBTs no circuito de potência possa vir a ter nos de comando. O valor da corrente de saída dos transdutores pode ser definido em função da corrente nominal do CM através de uma relação de transformação. No caso da corrente de saída do circuito de potência ( ) igual a 12 A (valor mais próximo do determinado em (3.3)) a relação é de 2/1000 (Tabela 4.1), o que equivale a uma corrente no secundário ( ) de 24 ma (Anexo E). Já para uma corrente de entrada nominal do CM de aproximadamente 8 A (3.2) definiu-se como relação de transformação dos transdutores 4/1000. Com esta relação de transformação a corrente máxima do primário do transdutor é de 9 A e a nominal é de 6 A (está é a gama que melhor serve o valor determinado em (3.2)). Tabela 4.1 Ligações em função das correntes do transdutor de corrente LA 25-NP (extraído das características, anexo E). 27

48 Nas características do transdutor (Anexo E) são indicadas as ligações da Tabela 4.1. Também se aconselha uma gama de valores para a resistência de medida, que tem como função transformar a corrente que a percorre numa tensão tal como se pode ver na figura 4.1. Figura 4.1 Esquema de ligações do transdutor de corrente LA 25-NP (extraído das características do transdutor, anexo E). Para uma temperatura máxima de 70, com uma variação de 25 e com a alimentação de 15 V a gama de variação da resistência de medida é A resistência escolhida tem o valor de 180 o que, para uma corrente no secundário ( ) de 24 ma, equivale a um valor de tensão de 4.32 V. Em série com esta resistência será colocada um outra ajustável, de 500, que servirá para fazer um ajuste fino, a fim de se manter este valor de tensão, compensando a tolerância da resistência de medida comparação com sondas de correntes. A potência a dissipar nesta resistência será de:, e também calibrar os transdutores por Escolhe-se para a resistência indicada um valor de potência calculada e pela sua fácil disponibilização. (4.1) W pelo facto de ser superior à 4.2. Transdutor de Tensão LV 25-P A relação de transformação deste transdutor é fixa 2500/1000 o que para uma corrente nominal de primário ( ) igual a 10 ma equivale a uma corrente de secundário ( ) de 25 ma. Figura 4.2 Esquema de ligações do transdutor de tensão LV 25-P (extraído das características do transdutor, anexo D). Para que a corrente no secundário ( ) tenha o valor definido pelo fabricante é necessário a inclusão de uma resistência R1 no primário do transdutor. Dada a versatilidade deste transdutor no 28

49 que se refere às tensões de entrada serve a resistência R1 para que, com um determinado valor de tensão de primário, se obter no secundário o valor de ( ) igual 25 ma. Para um valor de tensão eficaz composta igual a 400 V e, pretendendo-se obter no primário a corrente de 10 ma, através da lei de Ohm obtém-se: A potência a dissipar nesta resistência será de: (4.2) Este transdutor tem as mesmas características que o de corrente no que diz respeito à tensão de isolamento, à resistência de medida e de ajuste fino, que têm o valor de 180 e 200 respetivamente Circuito de Deteção dos Sinais das Correntes Do esquema elétrico do circuito de aquisição das tensões e correntes foi extraído o circuito de deteção dos sinais das correntes de saída (Fig. 4.3) dimensionado por (Menino & Antunes, 2002), sinais estes utilizados pela FPGA para o processo de comutação a quatro passos (Capítulo 2.2.1). (4.3) Figura Circuito de deteção dos sinais das correntes. Este circuito é composto por três blocos, sendo um deles o transdutor de corrente LA 25-NP, que apresenta aos seus terminais condensadores de desacoplamento para minimizar o tremor das tensões proveniente das fontes de alimentação bem como o tremor existente na tensão da resistência de medida e fornece aos outros dois blocos a imagem das correntes de saída do CM. Fazendo uso da resistência de medida R M com o valor de180 Ω (na Fig. 4.3 como R3) vai-se obter uma tensão proporcional à corrente que a percorre. Os díodos em antiparalelo vão adicionar uma componente DC a esta tensão, quer ela seja positiva ou negativa, possibilitando uma transição mais abrupta em torno do zero e otimizando a sua deteção. O comparador regenerativo não inversor 29

50 irá realizar a deteção da mudança do sentido da corrente. Para isso compara o sinal de entrada com um valor referência (0 V). O fator regenerativo vai permitir que, consoante o valor da comparação, a saída esteja fixada, no limite, numa janela de amplitude máxima ± 15 V, sendo este valor definido pela tensão de alimentação do integrado (Silva, 1998). O resultado é posteriormente enviado à FPGA para que aqui se processe a comutação a quatro passos. Dado que o processo de modulação de Venturini realizado na DSP necessita da imagem das correntes de saída, esta é fornecida pelo bloco que calcula uma tensão proporcional à corrente fornecida pelo transdutor, sendo esta calculada pela montagem diferença (Silva, 1998). Nesta, à tensão proveniente da resistência de medida R M, que inclui a queda de tensão nos díodos, é subtraída a queda de tensão inserida por estes últimos, obtendo-se a tensão original, ou seja, a imagem da corrente sem a passagem abrupta por zero. O amplificador operacional utilizado tem a referência TL084ACN Esquema Elétrico Os blocos introduzidos no capítulo anterior são parte integrante do esquema elétrico geral do circuito de aquisição das tensões e correntes que de seguida se apresenta. Figura Esquema elétrico do circuito de aquisição das tensões e correntes. De seguida apresentam-se os blocos da figura 4.4: A. Fusíveis de proteção da montagem; B. Circuito de aquisição das tensões e correntes de entrada; C. Circuito de aquisição das correntes de saída; D. Conetores tanto para a alimentação dos transdutores e amplificadores operacionais como para a receção das fases vindas da rede e da carga. 30

51 4.5. Esquema da PCI A figura 4.5 apresenta o esquema geral e simplificado da PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes. Esta pretende dar uma ideia da localização de cada um dos módulos anteriormente descritos e dimensionados e, no momento do desenho da PCI, procurou manter-se esta distribuição. As fases de entrada da rede circulam pelo topo do circuito onde são obtidas três imagens das tensões compostas e duas das correntes através dos transdutores de tensão LV 25-P e de corrente LA 25-NP. As tensões de saída destes transdutores de tensão e corrente são aplicadas ao DSP (através de conectores BNC localizados na esquerda desta placa), para poder ser processada a modulação PWM de Venturini. Estas fases são depois ligadas à entrada do CM através de conectores situados no topo esquerdo da PCI. Na saída, base da placa, entram as quatro fases de saída vindas do CM. Nestas são ligadas em série os quatro transdutores de corrente LA 25-NP, de onde são obtidos os sinais que irão permitir a realização da comutação a quatro passos na FPGA. Destes transdutores saem ainda as imagens das correntes que são enviadas para o DSP (ligações disponíveis na direita das PCI). As fases de saída são por sua vez ligadas às cargas. Figura 4.5 Esquema da PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes. Foram feitos orifícios nas extremidades desta placa de modo a ser montada no topo da placa do CM permitindo assim simplificar as ligações ao diminuir o comprimento dos cabos que ligam um circuito ao outro. No topo da placa, onde são obtidas as tensões compostas e correntes de entrada, estão também os fusíveis que irão proteger ambos os circuitos contra sobrecargas. 31

52 5. Desenho das Placas de Circuito Impresso As especificações a aplicar no desenho da PCI do CM também são aplicadas à placa do circuito de aquisição das tensões e correntes. Muitas destas encontram-se compiladas, na forma de normas de boas práticas (standard), na IPC (Association Connecting Electronics Industries). De entre as várias normas existentes destaca-se o IPC-2221 Generic Standard on Printed Board Design e o IPC-9592 Performance Parameters for Power Conversion Devices. O primeiro documento é dedicado às boas práticas de desenho das placas de circuito impresso para aplicações gerais. O segundo refere-se a uma aplicação mais específica, os conversores de potência. Estas especificações são mundialmente aceites como standard de desenho das PCI tanto a nível industrial como comercial. O fato do CM estar dividido entre a parte de comando, com sinais fracos de frequências na ordem dos khz, e o de potência, sujeito a tensões compostas e correntes até 11 A (3.3), implica dimensionamentos que tenham em conta estes fatores de forma a evitar arcos elétricos entre pistas adjacentes, devido às tensões, e sobreaquecimento destas, devido às correntes. De seguida apresenta-se uma breve descrição das boas práticas de desenho das placas de circuito impresso extraído de (IPC, 1998), (Coombs, 2011) e (Williams, 2005), que foram utilizadas neste trabalho. Utilização de planos de massa e de alimentação; Utilização de condensadores de desacoplamento tanto da saída das fontes de alimentação como na entrada da alimentação dos componentes; Conservar um espaçamento de até 8 mm entre as pistas de alimentação a 230 V e as pistas de sinal; Evitar curvaturas das pistas e ligações entre as mesmas com ângulos de 90º, de preferência devem ser de 45º; Procurar manter a relação entre o furo e o pad, sendo que este deve ser 1.8 vezes daquela, ou no mínimo 0.5 mm superior; A relação pista/furo deverá ser inferior a 2.5 vezes; O furo não deverá ser inferior que o diâmetro da ligação do componente acrescido de 0.1 mm; Sobrepor as pistas do sinal de comando ao colocar cada uma num layer diferente, por exemplo a pista de em top layer e a de em bottom layer. Este procedimento irá originar indutâncias parasitas de valor muito baixo, ou mesmo idealmente nulo (Capítulo 3.1.1). A utilização dos planos de massa e de alimentação irá servir para que a ligação entre os componentes e a fonte de alimentação seja vista como um nó, diminuindo a impedância e a indutância que de outra forma haveriam de ser introduzidos pelas pistas, minimizando assim estes fatores de interferência eletromagnética. 32

53 Os condensadores de desacoplamento servem para diminuir o tremor das fontes de tensão. Estes são colocados tanto na saída da fonte de alimentação como na entrada da alimentação do componente. De preferência devem ser colocados vários em paralelo, com diferentes capacidades e com diferentes características (tântalo e cerâmicos). O espaçamento de 8 mm entre as pistas de alimentação a 230 V e as pistas de sinal serve maioritariamente para prevenção a fim de evitar choques elétricos no caso de manipulação de componentes localizados na proximidade das pistas de alimentação. As relações tanto entre furo e pad como entre pista e furo visam a promoção de boas áreas para que posteriormente a colocação do componente na furo seja fácil assim como a soldadura seja eficaz. Na PCI do CM utilizaram-se planos de alimentação de 0 e 5 V, tendo o plano de Top Layer 5 V e o de Bottom Layer 0 V. Desta forma foi possível fazer a alimentação dos acopladores óticos e das fontes comutadas de uma forma muito simples. Já na PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes utilizou-se somente um plano de 0 V em Bottom Layer. Pelo facto de este circuito ser alimentado a 15 V, a distribuição destas tensões foi feita através de pistas. Na sequência importa determinar, para as correntes a circular tanto na entrada como na saída do CM e circuito de aquisição, qual as larguras das pistas, sabendo que no processo de fabrico, a sua espessura é de 35. Por outro lado, sabendo que as pistas de circuito de potência estarão sujeitas à tensão composta da rede 400 V, importa determinar qual o espaçamento a respeitar entre as mesmas para que não se origine um arco elétrico. A IPC indica algumas especificações e, ao aplicá-las, deve-se ter em conta que estas não são mandatórias, mas resultam sim da experiência e servem de guia para a tomada de decisões na conceção de um projeto. De seguida indicam-se as opções tomadas com base nas especificações tanto da IPC-2221 como da IPC-9592 no que concerne ao espaçamento entre pistas sujeitas a tensão da rede e largura das pistas em função da corrente que as percorre. É importante salientar que os valores de espaçamento variam de forma significativa caso a PCI tenha revestimento ou não, dado que o revestimento aplicado no fim do processo de fabrico tem como função servir de isolamento e proteger as pistas contra o desgaste devido a exposição ao meio ambiente, os espaçamentos entre pistas são inferiores para uma placa revestida. Acima de tudo interessa maximizar o espaçamento entre pistas no mesmo lado da PCI para prevenir os arcos elétricos e minimizar os acoplamentos capacitivos, mas esta especificação precisa de ser cumprida, garantindo, simultaneamente, a máxima compactação do circuito para minimizar quedas de tensão e efeitos parasitas. 33

54 No que concerne ao espaçamento, da IPC-2221 utiliza-se a tabela 5.1: Tabela Espaçamento das entre pistas em função da tensão (IPC-2221). Para a tensão composta, o valor de pico é: (5.1) Dado que o limite máximo de tensão da Tabela 5.1 são 500 V, para tensões superiores a esta a IPC-2221 indica os seguintes passos: Primeiramente deve-se subtrair ao valor de tensão de pico o máximo valor de tensão da tabela (500 V) (5.2) De seguida usa-se o espaçamento para os 500V, que para o tipo B4 é de 0.8 mm e a este valor soma-se o espaçamento calculado com a informação da Tabela 5.1, mm/v, obtendo-se: (5.3) Já a IPC-9592 permite determinar o espaçamento através de uma equação linear que varia em função da tensão de pico a que as pistas adjacentes estão sujeitas (Fig. 5.1): 34

55 Figura 5.1 Espaçamento das entre pistas em função da tensão (IPC-9592). (5.4) Com o valor da tensão de pico determinado em (5.1) obtém-se o seguinte espaçamento: (5.5) O valor de espaçamento calculado em (5.3) é para uma placa com as pistas à superfície, sujeitas a tensão composta com o valor de pico determinado em (5.1), revestida com um polímero isolante (que é o caso da PCI deste trabalho). Já o valor do espaçamento obtido em (5.5) é para uma placa também com as pistas na sua superfície, mas desta vez sem revestimento isolante. Desta forma pode-se definir os limites do espaçamento entre pistas, tomando como o valor mínimo o determinado em (5.3) e máximo o determinado em (5.5). (5.6) Apesar de se terem definido estes limites, é boa prática espaçar o máximo possível as pistas de potência e, no desenho da PCI, foi definido como regra o espaçamento mínimo de 4 mm para o circuito de potência. De salientar que o espaçamento entre as pistas de sinal, tanto do circuito de aquisição das tensões e correntes, como para o CM são de 1 mm, valor este obtido em função das tensões a que as pistas estão sujeitas (5 V e 15 V). Após a determinação do espaçamento entre as pistas do circuito de potência, importa agora determinar a sua largura. Para isso é necessário recorrer aos valores das correntes determinadas em (3.2) e (3.3), sendo no primeiro caso a corrente de entrada 8.7 A e no segundo a corrente de saída de 11 A. Com base nestes resultados pode-se determinar a largura das pistas para o circuito de entrada e de saída recorrendo-se para isso à figura 5.2 extraída da IPC Nesta, partindo do valor da corrente, obtém-se a largura das pistas, sendo para isso necessário avaliar qual o incremento de 35

56 temperatura esperado, face à temperatura ambiente, para a montagem assim como qual a largura das pistas. Figura 5.2 Largura das pistas (verde para entrada e vermelho para saída) em função da corrente e: a) temperatura; b) largura. (IPC-2221). Os valores de temperatura na figura 5.2 a) representam a variação desta face à temperatura ambiente e são representativos do quanto a PCI (a montagem no geral) pode suportar a nível de aumento de temperatura desta face à do ambiente em seu redor. Como um valor seguro pode-se considerar um aumento de temperatura de 10 C. Para que a temperatura na montagem suba somente este valor face à ambiente deve-se ter as pistas com a largura adequada. Como se pode ver pela figura 5.2, quanto maior o valor da temperatura que a montagem pode suportar, menor será a largura das pistas. Com base na equivalência (5.7), que relaciona a densidade de cobre (sistema americano) com a espessura (sistema europeu), determina-se a largura das pistas para um processo de fabrico que usa a espessura de cobre com 35 m. 36

57 (5.7) (Polegada) (5.8) A largura das pistas de entrada para uma corrente de 8.7 A (a verde na Fig. 5.2) é aproximadamente polegadas. Utilizando a conversão (5.9) obtém-se: (5.10) A largura das pistas de saída para corrente de 11 A (a vermelho na Fig. 5.2) é aproximadamente polegadas. Utilizando a conversão (5.11) obtém-se: (5.12) No desenho da PCI foram usados os valores de 6 mm para as pistas de entrada, podendo estas ser percorridas por uma corrente nominal de 8.7 A. As pistas de saída têm a largura de 8 mm o que corresponde a um valor de corrente nominal de aproximadamente 11 A. A Tabela 5.2 resume os cálculos realizados previamente para os espaçamentos entre pistas em função das tensões de pico, a largura em função da corrente que as percorre, e por último, os valores máximos destas. Tabela 5.2 Espaçamento, largura e correntes máximas das pistas das PCI. Pistas de Sinal (5 V e 15 V) Pistas de potência (Entrada) Pistas de potência (Saída) Espaçamento [mm] Largura [mm] Corrente máx. a 10º C [A] Com base nos dados anteriormente determinados e, após o dimensionamento dos componentes, realizou-se o desenho da PCI tendo sido utilizado o programa Altium Designer 10, da Altium. O processo de desenho baseou-se tanto nas regras de boa prática anteriormente definidas, como através da utilização dos manuais deste programa (Altium, 2009). De forma resumida indicam-se alguns dos passos seguidos no desenho da PCI com o programa indicado: 1. Desenho dos símbolos elétricos dos componentes; 2. Desenho das footprint dos componentes com base na informação contida nas datasheet; 3. Associação das footprint aos símbolos elétricos dos componentes; 4. Desenho do esquema elétrico e validação do mesmo através de compilação; 5. Transferência do esquema elétrico para o módulo de desenho da PCI (Layout); 6. Definição das regras de desenho, nomeadamente espaçamento entre pistas e a sua largura; 7. Ordenação das footprint de acordo com a localização pretendida para os componentes (Fig e Fig. 4.5); 8. Ligação dos componentes e verificação das regras através de DRC (Design Rule Check); 9. Extração dos ficheiros de fabrico (Gerber e Drill). 37

58 Correntes e Tensões Compostas da Entrada para a DSP Correntes da Saída para a DSP e os Sinais para a FPGA Fazendo uso de toda a informação disponível neste capítulo foi possível realizar o desenho das duas PCI que se apresentam nos seguintes subcapítulos Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes A figura 5.3 apresenta o Layout da PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes, onde se pode ver a localização de cada um dos blocos anteriormente descritos e dimensionados. As restantes imagens deste circuito encontram-se como layout nos anexos I, I.1 e I.3, e como PCI nos anexos I.2 e I.4. Fases para a Entrada do Conversor Matricial Fases de Entrada (Rede) Fusíveis Transdutores de Corrente LA 25-NP Transdutores de Tensão LV 25-P Circuito de Deteção dos Sinais das Correntes de Saída Transdutores de Corrente LA 25-NP Fases de Saída vindas do Conversor Matricial Fases de Saída para a Carga Figura Layout da PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes. 38

59 Proteções da Saída Proteções e Filtro de Entrada 5.2. Layout do Conversor Matricial A figura 5.4 apresenta o Layout da PCI do CM, onde se pode verificar a localização de cada uma dos blocos anteriormente descritos e dimensionados. As restantes imagens deste circuito encontramse como layout nos anexos H, H.1 e H.3, e como PCI nos anexos H.2 e H.4. Circuito de Comando Isolamento Gâlvanico IV III Módulos de Potência I II Isolamento Gâlvanico Circuito de Comando Figura 5.4 Layout da placa de circuito impresso do conversor matricial. 39

60 6. Testes Laboratoriais do Conversor Matricial Os testes realizados no laboratório começaram por permitir a validação de cada uma das partes constituintes do CM isoladamente e, após a verificação do correto funcionamento destas, efetuou-se a montagem final do CM e consecutivo teste global. Para verificar que o sinal gerado pelo circuito de comando é corretamente transmitido aos módulos de potência foram realizados dois testes neste circuito, um antes da montagem dos módulos e outro depois. O circuito de aquisição das tensões e correntes foi calibrado, por comparação do resultado dos transdutores com o de sondas de tensão e corrente, através do ajuste dos potenciómetros montados em série com as resistências de medida (Capítulo 4.1). O resultado após a calibração é apresentado no (capitulo 6.2) Teste do Circuito de Disparo No teste do circuito de disparo usou-se o gerador de sinais (saída TTL) com um sinal retangular de 5 V de amplitude e frequência de 10 khz (próxima da do sinal real). Alimentaram-se os acopladores óticos e as fontes comutadas com 0 e 5 V, aplicou-se no acoplador ótico o sinal gerado e registou-se, com as pontas de prova do osciloscópio, o sinal nos terminais porta-emissor. A montagem para a realização deste teste está esquematizada na figura V 5V Fontes de Alimentação Comutadas -15V 0V +15V 0V 5V Circuito de disparo 5V (Acoplador optico) 0V 1 ( ) 24 Figura 6.1 Esquema da montagem para o teste do circuito de disparo. Desta montagem obteve-se como resultado os sinais da figura 6.2, a verde o sinal gerado e a azul o sinal obtido nos terminais porta-emissor da PCI do CM. Figura 6.2 Sinais do teste do circuito de disparo, sinal gerado (verde) e sinal porta-emissor (azul). 40

61 Por aplicação do sinal de comando (com as características do que será originado pela FPGA (Capítulo 2.2.1)) obteve-se o sinal com os valores 15 V que irão colocar à condução ou ao corte os IGBTs (Capítulo 3.2). O facto de o acoplador ótico inverter o sinal resulta que, ao aplicar 5 V, o sinal de comando porta-emissor é -15 V e ao aplicar 0 V, este passa a ser +15 V Teste do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes No teste do circuito de aquisição das tensões e correntes usou-se um autotransformador, um transformador de isolamento e um banco de carga resistiva. O circuito foi alimentado a 0V, 15 V, por aplicação de uma tensão ajustada no autotransformador para 110 V sobre a carga resistiva de 50 Ω. Obtiveram-se as formas de onda das três tensões compostas (Capítulo 4.2), duas correntes do circuito de entrada e quatro correntes do circuito de saída (Capítulo 4.1) assim como os sinais destas (Capítulo 4.3). A montagem realizada no laboratório está esquematizada na figura 6.3. Rede Transformador de isolamento R S R R Elétrica Autotransformador T R Imagem de: 3 Tensões Compostas, 2 Correntes Imagem de 4 correntes Sinal de 4 correntes Circuito de aquisição das tensões e correntes Figura 6.3 Esquema da montagem para o teste do circuito de aquisição das tensões e correntes, três transdutores de tensão (LV 25-P) e dois de corrente (LA 25-NP). Neste teste obtiveram-se as imagens das três tensões compostas de entrada (Fig. 6.4). Figura 6.4 Três tensões compostas obtidas dos transdutores LV 25-P. Ainda neste teste foram obtidas as formas de onda das duas correntes de entrada (Fig. 6.5). 41

62 Figura 6.5 Duas correntes obtidas dos transdutores LA 25-NP. Para o teste dos quatro transdutores de corrente de saída procedeu-se da mesma forma, tendo para isso sido realizada a montagem esquematizada na figura 6.6. Rede Elétrica Autotransformador Transformador de isolamento U V W N R R R R Imagem de: 3 Tensões Compostas, 2 Correntes Imagem de 4 correntes Sinal de 4 correntes Circuito de aquisição das tensões e correntes Figura 6.6 Esquema da montagem para o teste do circuito de aquisição das tensões e correntes, quatro transdutores de corrente (LA 25-NP). Obtiveram-se no osciloscópio as imagens das formas de onda das três correntes de saída, extraídas dos transdutores de corrente (Fig. 6.7), (por questões de simplicidade não se representou o teste do quarto transdutor que será usado para o neutro). Os picos em torno de zero devem-se a descontinuidade inserida pelo circuito de condicionamento de sinal. Figura 6.7 Três correntes obtidas dos transdutores LA 25-NP. 42

63 Para o processo de comutação a quatro passos na FPGA (Capítulo 2.2.1) é necessário saber o sinal da corrente, informando este em que alternância da sinusóide se está, ou seja, se a corrente flui do gerador para a carga ou vice-versa. Na sequência do teste realizado anteriormente registou-se o sinal desta (a amarelo na Fig. 6.8) tendo-se para isso usado uma das correntes do sistema trifásico (a rosa na Fig. 6.7 e Fig. 6.8). Figura 6.8 Sinal da corrente obtida do circuito de deteção (amarelo), sinusoide da corrente (rosa). Quando a sinusóide é positiva, é gerado no circuito de deteção (Capítulo 4.3) um sinal retangular de amplitude +15 V, quando é negativa o sinal passa a -15 V Teste da Montagem Global Os resultados obtidos com o protótipo do CM são comparados com os obtidos na simulação em MATLAB do processo de modulação de Venturini (Pinto, 2003). Os testes foram realizados com uma carga RL ligada em estrela com R=10 Ω, L=12.8 mh. A montagem realizada no laboratório está esquematizada na figura 6.9. Figura 6.9 Esquema da montagem completa. 43

64 A figura 6.10 permite ver alguns dos aparelhos intervenientes no teste da montagem global do CM. Nesta, para além das fontes de alimentação do dissipador, circuito de comando e disparo e circuito de aquisição das tensões e correntes, vê-se as sondas utilizadas para a obtenção das formas de onda das tensões e correntes de saída (Fig. 6.11). Figura 6.10 Teste da montagem global do CM No DSP definiu-se como frequência de saída = 100 Hz e amplitude da tensão de saída com o valor de 60% da de entrada tendo-se obtido as formas de onda da figura 6.11 a). A figura 6.11 b) foi obtida por simulação, neste caso tentou-se criar as mesmas condições que no teste realizado em laboratório por utilização dos mesmos parâmetros. a) b) Figura 6.11 Tensões comutadas de saída: a) Conversor matricial, b) Simulação MATLAB. As formas de onda das correntes de saída obtidas tanto do protótipo do CM em teste como da simulação MATLAB encontram-se na figura

65 a) b) Figura 6.12 Correntes comutadas de saída: a) Conversor matricial, b) Simulação MATLAB. As sondas utilizadas para obtenção das formas de onda das tensões da figura 6.11 a) apresentam um fator multiplicativo de 200 de onde resulta a escala de 100 V/div. As sondas usadas para a obtenção das formas de onda das correntes da figura 6.12 a) apresentam o fator 100 mv/a de onde resulta a escala de 2 A/div. Os resultados obtidos por simulação já estão concordantes com estas escalas. Embora o resultado seja o mesmo, as correntes de saída foram obtidas pelas sondas e não pelos transdutores por razões de simplicidade de leitura das escalas. Os restantes resultados obtidos experimentalmente encontram-se no anexo L. 45

66 7. Conclusões O objetivo deste trabalho foi o de construir um protótipo de CM leve e compacto (Anexo J) e este foi alcançado. Com os módulos de potência utilizados (Anexo B) dificilmente se conseguirá construir um conversor mais compacto, para se obter uma montagem mais compacta a alternativa terá de passar pela utilização do módulo EconoMAC, mas este apresenta como desvantagem o facto de só permitir a ligação das três fases da entrada às três de saída, sem possibilidade de um quarto braço. Dos resultados experimentais obtidos e por comparação com a simulação, confirmou-se o perfeito funcionamento do protótipo do CM. O processo de modulação utilizado no teste da montagem global foi realizado em malha aberta. Para tal forneceu-se ao DSP a imagem das tensões de entrada e à FPGA o sinal das correntes de saída. A polivalência da montagem permite que, de acordo com o processo de modulação, sejam escolhidos quais os sinais a usar, de entre os vários fornecidos pelos transdutores do circuito de aquisição das tensões e correntes. Testou-se ainda (Anexo L) os limites de frequência, tensão e corrente. No primeiro teste variou-se a frequência de saída entre 1 Hz a 300 Hz tendo-se obtido resultados satisfatórios. No segundo teste definiu-se no DSP a relação entre tensões de tendo-se verificado um resultado aceitável mas com a forma de onda já apresentando algumas perturbações (por se estar próximo do limite teórico de ). Já no terceiro e último teste elevou-se o valor de tensão de entrada a cerca de 400 dando origem a corrente de entrada de 5, tendo resultado na saída do CM a corrente de 8 (devido a característica redutora de tensão). Futuramente seria proveitoso trocar a carga RL por uma máquina assíncrona e testar, por exemplo, o acionamento desta usando uma técnica vetorial. Assim como colocar em funcionamento o quarto braço, que neste trabalho foi feito como opção. 46

67 Bibliografia Alesina, A. & Venturini, M., Solid-State Power Conversion: A Fourier Analysis Approach to Generalized Transformer Synthesis. IEEE Transactions on Circuits and Systems, pp Alesina, A. & Venturini, M., Analysis and Design of Optimum Amplitude Nine-Switch Direct AC/AC Converters. IEEE Trans. On Power Electronics Vol. 4, N.1, January, pp Altium, L., Altium Designer Training for Schematic Capture and PCB Editing (Board Implementation Training Manual). s.l.:s.n. Bland, M., Wheeler, P., Clare, J. & Empringham, L., Comparison of Calculated and Measured Losses in Direct AC-AC Converters PESC IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference, pp vol.2. Colaço, L., Construção e Teste de um Protótipo de Conversor Matricial, Tese de Mestrado. Lisboa: IST. Coombs, C., Printed Circuit Handbook. 5th ed. s.l.:mcgraw-hill. Huber, L., Borojevic, D. & Burany, N., Analysis, design and implementation of the space-vector modulator for forced-commutated cycloconvertors. IEE Proceedings B - Electric Power Applications, March, Volume 139, Issue: 2, pp IPC, IPC-2221, Generic Standard on Printed Board Design. s.l.:institute for Interconnecting and Packaging Electronic Circuits. Kang, J., Takada, N., Yamamoto, E. & Watanabe, E., High power matrix converter for wind power generation applications. IEEE 8th International Conference on Power Electronics and ECCE Asia (ICPE & ECCE), May-June, pp Menino, A. & Antunes, J., ''Processamento Eletricamente Não Poluente de Energia Elétrica: Conversor Matricial Trifásico'', Trabalho Final de Curso. Lisboa: IST. Monteiro, J., Conversão Matricial Trifásica no Condicionamento do Trânsito de Energia Eléctrica, Tese de Doutoramento. s.l.:ist. Pinto, S., ''Conversores Matriciais Trifásicos: Generalização do Comando Vectorial Directo'', Tese de Doutoramento. Lisboa: IST. Podlesak, T. et al., A 150-kVA Vector-Controlled Matrix Converter Induction Motor Drive. IEEE Transactions on Industry Applications, May-June, pp Silva, J. F., Electrónica Industrial;. Lisboa: Fundação Calouste Gulbenkian. Silva, J. F., ''Eletrónica de Regulação e Comando'', Textos de Apoio de Eletrónica de Regulação e Comando. Lisboa: IST. Watthanasam, C., Zhang, L. & Liang, D., Analysis and DSP-based Implementation of Modulation Algorithms for AC/AC Matrix Converters. Proc. PESC 96, June, pp Wheeler, P. W. et al., A Utility Power Supply Based on a Four-Output Leg Matrix Converter. IEEE Trans. On Industry Applications, VOL. 44, N. 1, January/February. Williams, T., The Circuit Designer's Companion. 2nd ed. s.l.:newnes. 47

68 Anexos A. Lista de Componentes e Custo do Projeto. Utilização do componente Descrição do componente Fabricante Referência Quantidade projeto Condensador de linha (Filtro) Caixa do fusível CAPACITOR PP FILM 10UF, 475V, 10%, RADIAL FUSE HOLDER, PCB, 20X5MM ILLINOIS CAPACITOR 106MABA03KJS 3 MULTICOMP MCHTC-100M 3 Resistência de descarga do condensador de linha (Filtro) RESISTOR, 0.5W, 5%, 1M YAGEO (PHYCOMP) HHV-50JT-52-1M 6 Varistor VARISTOR, 90.0J, 420VAC LITTELFUSE V420LA20AP 6 Fonde de alimentação comutada DC/DC CONVERTER, DC/DC, SIL, 2W, +/-15V MURATA POWER SOLUTIONS NMK0515SC 10 Transceiver (Inversor) LOGIC, BUS TRANSCVR OCTAL, 20DIP TEXAS INSTRUMENTS SN74ABT640N 4 Socket para o transceiver SOCKET IC, DIL, 0.3", 20WAY MULTICOMP 2227MC F1 4 Socket para o Acoplador ótico SOCKET, DIP, 8 WAY ARIES Socket para o ampop SOCKET IC, DIL, 0.3'' TE CONNECTIVITY/AMP Ampop da condicionamento de sinal dos LEM de corrente IC, OP AMP, QUAD JFET, DIP14 TEXAS INSTRUMENTS TL084ACN 2 Transdutor de corrente (LEM) Transdutor de tensão (LEM) CURRENT TRANSDUCER, PCB VOLTAGE TRANSDUCER, PCB LEM LA 25-NP 6 LEM LV 25-P 3 BNC para ligação a DSP SOCKET, BNC, PCB, R/A, 50 R, WHITE TE CONNECTIVITY / GREENPAR Conector para alimentação dos Acopladores óticos e fonte de alimentação comutada Conector para alimentação dos integrados e LEM Conector para ligação das fases entre o conversor e a placa de sensores Conector para ligação das fases entre o conversor e a placa de sensores Terminal de ligação da placa de potência a FPGA TERMINAL BLOCK, PCB, 3.81 MM, 2 WAY TERMINAL BLK PCB 3.81MM SCREW 03WAY TERMINAL BLOCK, PCB, 9.5MM, 2WAY TERMINAL BLK PCB 9.52MM MOD 30A 3WAY SOCKET, D-SUB, PCB, R/A, 15WAY PHOENIX CONTACT MULTICOMP MC PHOENIX CONTACT MULTICOMP MC WURTH ELEKTRONIK Terminal de ligação da placa de potência a FPGA PLUG, D, IDC, 15WAY 3M Terminal de ligação da placa de sensores a FPGA SOCKET, 9WAY TE CONNECTIVITY / AMP Terminal de ligação da placa de sensores a FPGA PLUG, IDC, D, METAL, 9WAY FCI P065TXLF 1 Zener de protecção ZENER DIODE, 1.3W, 18V, DO-41 VISHAY SEMICONDUCTOR 1N4746A-TAP 24 Acopladores óticos OPTOCOUPLER (já disponivel) TOSHIBA TLP250(INV) 24 Resistência da alimentação RESISTOR, 0.25W 5% 390R MULTICOMP MCF 0.25W 390R 24 48

69 do acoplador ótico Resistência de amortecimento das oscilações da porta Resistência de descarga porta-emissor RESISTOR, 0.5W 1% 6R2 WELWYN MFR4 6R2 1% 24 RESISTOR, CARBON COMP, 1/2W 10K TE CONNECTIVITY / NEOHM CBT50J10K 24 Condensadores das fontes de alimentação Condensadores das fontes de alimentação CAPACITOR, TANTALUM, 35V, 10UF CAPACITOR, 1UF, 50V, X7R, RADIAL VISHAY SPRAGUE 489D106X0035F1VE3 10 MULTICOMP MCMLR50V105KX7R 10 Condensadores de desacoplamento/alimentação dos integrados Condensadores de desacoplamento/alimentação dos integrados Condesadores do ampop (circuito de sensores de corrente) Condensadores do ampop (circuito de sensores de corrente) Condensadores de filtragem da alimentação transdutor/ampop Condensador electrolitico fonte de alimentação Diodos (de referência do circuito de condicionamento das correntes) Resistências para o ampop (circuito de condicionamento das correntes) Resistências para o ampop (circuito de condicionamento das correntes) Resistência de entrada do LEM de tensão Resistência de ajuste fino dos LEM Resistência de medida dos LEM CAPACITOR, 0.1UF, 50V (Tantalum) CAPACITOR CERAMIC 0.1UF, 50V, Y5U, 20%, RAD CAPACITOR CERAMIC 680PF, 50V, X7R, 10%, RAD CAPACITOR, 1NF, 50V (Ceramic) CAPACITOR, CERAMIC, 50V, 0.1UF (100NF) MULTICOMP CB1H104M2ACB 50 ILLINOIS CAPACITOR CAPACITOR CERAMIC 0.1UF MULTICOMP 104GCR050M 50 MC0805B681K500A2.5 4MM VISHAY K102J15C0GF53L2 5 VISHAY BC COMPONENTS K104K15X7RF5TH5 20 CAPACITOR, 10UF, 50V RUBYCON 50ML10MEFC5X7 10 DIODE, STD RECTIFIER NTE ELECTRONICS 1N RESISTOR, CARBON COMP, 1/2W 10K RESISTOR, CARBON COMP, 1/2W 22K RESISTOR, WIREWOUND, 40 KOHM, 5W, 5% TE CONNECTIVITY / NEOHM TE CONNECTIVITY / NEOHM CBT50J10K 10 CBT50J22K 10 VISHAY DALE CW00540K00JE12 3 TRIMMER, 20 TURN 100R VISHAY SPECTROL M43P101KB40 9 RESISTOR, 0.5W 5% 180R MULTICOMP MCF 0.5W 180R 10 5 A tabela seguinte apresenta os custos do projeto, estando estes repartidos entre os componentes e a prototipagem das PCB. Descrição Custo (IVA incluído 23%) Componentes (para as duas PCI) PCI do conversor matricial PCI do circuito de aquisição das tensões e correntes Total Os componentes foram comprados na loja on-line da Farnell ( e as PCI prototipadas na empresa Circuito Total ( 49

70 B. Datasheet do Módulo Integrado DANFOSS 1200V/25A (Um braço de Potência) 50

71 51

72 C. Datasheet do Acoplador Ótico TLP250(INV) 52

73 D. Datasheet do Transdutor de Tensão LV 25-P 53

74 54

75 E. Datasheet do Transdutor de Corrente LA 25-NP 55

76 56

77 F. Datasheet da Fonte Comutada DC/DC ( 15 V a 2W) 57

78 G. Datasheet do Módulo de Potência Referência (Informação só dos IGBT) 58

79 G. Layout do Conversor Matricial (Top e Bottom Layer) 59

80 H.1. Layout do Conversor Matricial (Top Layer) 60

81 H.2. PCI do Conversor Matricial (Top Layer) 61

82 H.3. Layout do Conversor Matricial (Bottom Layer) 62

83 H.4. PCI do Conversor Matricial (Bottom Layer) 63

84 G. Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Top e Bottom Layer) 64

85 I.1. Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Top Layer) 65

86 I.2. PCI do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Top Layer) 66

87 I.3. Layout do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Bottom Layer) 67

88 I.4. PCI do Circuito de Aquisição das Tensões e Correntes (Bottom Layer) 68

89 J. Montagem Para se conseguir um protótipo do CM leve e compacto, para além do desenho das PCI terem de ser otimizadas, foi necessário incluir todos os elementos numa única estrutura, como de seguida se apresenta. a) b) c) Figura J.1 - Placa de aquisição das tensões e correntes (a), conversor matricial (b) e dissipador (c). e) d) f) Figura J.2 - Vista de baixo do conversor matricial (d) (quatro módulos de potência a serem fixados no dissipador), estrutura de suporte da montagem (e) (baquelite), conversor matricial na estrutura (f). Figura J.3 - Montagem final (com placa de blindagem da interferência eletromagnética entre os dois circuitos) 69

90 L. Resultados Experimentais De seguida são apresentados alguns dos resultados obtidos no teste da montagem global do conversor matricial (com uma carga RL, com R=10 Ω e L=12.8 mh). Estes resultados estão organizados da seguinte forma: primeiro são apresentados os testes da variação da frequência de saída a 1, 10, 200 e 300 Hz; depois apresentam-se os resultados da variação da relação entre as tensões de entrada e saída de e ; por último apresenta-se o resultado obtido para testar a resposta da montagem a elevação das correntes que o percorrem. Teste de variação da frequência de saída A figura L.1 apresenta como resultado a corrente de saída numa das fases do CM, por ajuste no DSP da frequência = 1 Hz. Nesta figura vê-se a verde a forma de onda da corrente de saída, obtida na sonda com o fator 100 mv/a, as restantes formas de onda são das correntes de entrada, sendo a forma de onda rosa obtida por uma sonda e as formas de onda a amarelo e azul obtida pelos transdutores do circuito de aquisição. Figura L.1 Teste a 1 Hz. Corrente de saída (verde). A figura L.2 apresenta as formas de onda obtidas por ajuste no DSP da frequência = 10 Hz, as formas de onda da figura L.2 b) foram obtidas pelos elementos indicados anteriormente, na figura L.2 a), a azul vê-se a tensão composta de saída obtida por uma sonda de tensão com o fator multiplicativo 200, com esta mesma sonda foi obtida a forma de onda da tensão composta de entrada do CM (amarelo). A verde tem-se a forma de onda também da tensão de entrada obtida pelo transdutor do circuito de aquisição. Nesta e nas restantes figuras confirmar-se-á também o perfeito funcionamento destes transdutores. Nas seguintes figuras as sondas de tensão e corrente manterão os mesmos fatores, 200 e 100 mv/a, respetivamente. 70

91 a) b) Figura L.2 Teste a 10 Hz. a) Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), b) corrente de saída (verde), corrente de entrada obtida na sonda (rosa) e nos transdutores (azul e amarelo). A figura L.3 apresenta as formas de onda obtidas por ajuste no DSP da frequência = 200 Hz. a) b) Figura L.3 Teste a 200 Hz. a) Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), b) corrente de saída (verde), corrente de entrada obtida na sonda (rosa) e nos transdutores (azul e amarelo). A figura L.4 apresenta as formas de onda obtidas por ajuste no DSP da frequência = 300 Hz. a) b) Figura L.4 Teste a 300 Hz. a) Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), b) corrente de saída (verde), corrente de entrada obtida na sonda (rosa) e nos transdutores (azul e amarelo). Os resultados deste teste mostram o correto funcionamento do conversor, o limite de 300 Hz poderá facilmente ser ultrapassado, mas para fins de validação da montagem este valor é bastante satisfatório. 71

92 Teste de variação da relação das tensões de entrada e saída Com este teste pretende-se testar o limite da relação entre a tensão de saída e da entrada, o limite teórico é de (Capítulo 2.2.2). Começará por ser testada a relação (Fig. L.5 a) e de seguida (Fig. L.5 b). A frequência de saída foi definida como = 100 Hz. a) b) Figura L.5 Tensão composta de saída (azul), tensão composta de entrada obtida na sonda (amarelo) e no transdutor (verde), a) V out = 0.6V in, b) V out = 0.7V in, No laboratório verificou-se que para tensões de saída superiores a 70% da entrada, as formas de onda da saída já começam a apresentar distorções. Teste de elevação do valor da corrente Para garantir o correto funcionamento da montagem procedeu-se ao aumento do valor da corrente no circuito deixando este a funcionar durante alguns minutos. Este teste serviu para verificar se não estariam a ocorrer curto circuitos por eventuais problemas de comutação. Na figura L.6 a) apresentam-se as formas de onda das duas tensões compostas de saída obtidas das sondas de tensão com o fator multiplicativo 200, a verde é apresentada a corrente de entrada obtida das sondas, a partir destas obteve-se também as formas de onda das correntes de saída do CM (Fig. L.6 b). Com o fator das sondas a 100 mv/ A resulta para as correntes de saída um valor de pico com cerca de 8 A e na entrda com cerca de 5 A. a) b) Figura L.6 a) Tensões compostas de saída (amarelo e azul), corrente de entrada na sonda (verde), b) corrente de saída obtidas nas sondas. 72