Ângelo Miguel Ferreira Araújo. Implementação e Comparação de Diferentes. Técnicas de Comutação para Filtros Ativos

Tamanho: px
Começar a partir da página:

Download "Ângelo Miguel Ferreira Araújo. Implementação e Comparação de Diferentes. Técnicas de Comutação para Filtros Ativos"

Transcrição

1 Universidade do Minho Escola de Engenharia Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência Ângelo Miguel Ferreira Araújo Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência UMinho 2012 Ângelo Miguel Ferreira Araújo Outubro de 2012

2

3 Universidade do Minho Escola de Engenharia Ângelo Miguel Ferreira Araújo Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência Tese de Mestrado Ciclo de Estudos Integrados Conducentes ao Grau de Mestre em Eletrónica Industrial e de Computadores Trabalho efetuado sob a orientação do Professor Doutor José Gabriel Oliveira Pinto Outubro de 2012

4 À minha família e amigos.

5

6 Agradecimentos O trabalho apresentado nesta Dissertação contou com a ajuda de algumas pessoas, às quais transmito os meus agradecimentos. Ao meu orientador Doutor José Gabriel Oliveira Pinto pela dedicação, pelo rigor e pela solidariedade prestadas, que me ajudou a atravessar as dificuldades que foram aparecendo na realização deste trabalho. Ao Doutor João Luiz Afonso pela criação desta proposta de dissertação, pela orientação inicial no trabalho e pelo auxílio prestado que foram fundamentais para a realização deste trabalho com sucesso. Aos investigadores e bolseiros do GEPE, Vítor Monteiro, Henrique Gonçalves, Delfim Pedrosa, Bruno Exposto e Raul Almeida pelo companheirismo e esclarecimento de dúvidas no decorrer do trabalho. Uma mensagem de apreço deve também ser endereçada aos meus colegas e amigos do laboratório de potência, pela criação de um ambiente de respeito e amizade. Aos técnicos das oficinas Joel Almeida, Carlos Torres e Ângela Macedo que sempre se mostraram prestáveis na resolução de qualquer problema. Um muito obrigado a todos os meus colegas de curso, em especial ao Diogo Sousa, Bruno Pereira, José Sousa, Nuno Ricardo e Rui Montenegro por toda a ajuda e amizade que prestaram quando foi necessária. Um agradecimento especial à minha família e amigos, em especial aos meus pais e à minha irmã, que me apoiaram nos bons e nos maus momentos do meu percurso académico. A todos os meus mais sinceros agradecimentos. v

7

8 Resumo O aparecimento de cargas elétricas com consumo de corrente não sinusoidal (como por exemplo variadores eletrónicos de velocidade para motores, ou computadores pessoais), a qualidade da energia elétrica passou a ter um papel importante na produção, distribuição e utilização de eletricidade. Como soluções para estes problemas, mais precisamente harmónicos, apareceram os filtros passivos. No entanto estes padecem pela não adaptação a novas cargas e a novos modos de operação. Em seguida foram estudadas diferentes metodologias para solucionar os problemas causados pela degradação da qualidade da energia elétrica. Deste modo, foram recentemente desenvolvidos equipamentos eletrónicos para monitorização e compensação dos problemas da energia elétrica entre os quais, os filtros ativos de potência. O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho encontra-se empenhado no estudo e desenvolvimento de equipamentos que mitiguem problemas de qualidade de energia elétrica. Com esse objetivo foi proposta a implementação e a comparação de diversas técnicas de comutação para filtros ativos de potência. As técnicas de comutação propostas encontram-se i) comutação por modulação da largura de pulso (PWM Pulse-width Modulation) em que, para ser implementada, um sinal de referência é comparado com um sinal triangular, ii) amostragem periódica (Periodic Sampling) que é conhecida por tem uma frequência fixa máxima de comutação, iii) técnica de comutação Space Vector onde, o sinal de entrada é convertido num vetor. Esta Dissertação será dividida em 7 capítulos começando pelo Estudo da Arte onde serão abordadas as várias técnicas de comutação existentes bem como os filtros ativos existentes. Na tarefa seguinte são realizadas simulações no software PSIM, seguido pela implementação da parte de controlo e da parte de potência do filtro ativo. Realização de testes de bancada e comparação das três técnicas de comutação é a tarefa seguinte. Para terminar será feita uma análise comparativa das técnicas de comutação. Palavras-chave Técnicas de Comutação de Inversores, Filtro Ativo Paralelo, Eletrónica de Potência, Qualidade de Energia Elétrica, Sistemas de Energia vii

9

10 Abstract With the increase use of electric loads with non-sinusoidal current consumption (such as electronic variable-speed drives, Personal Computers, etc.), electrical power quality began to have an important role in the production, distribution and use of electricity. Passive filters are one of the traditional solutions to deal with power quality problems, more specifically, the deal with harmonics. Nevertheless they have limitations, because they cannot adjust dynamically to new loads and new modes of operation. Continuing the development of new solutions to deal with these problems appeared more recently electronic equipment for monitoring and compensation power quality problems amongst them, there are active power filters. This type of equipment mitigates numerous power quality problems, including power factor, harmonics, voltage and / or current imbalances, and more, depending on the filters configuration. The Group of Energy and Power Electronics (GEPE) of University of Minho has researched and developed equipment for monitoring and suppressing electric power quality problems, namely active power filters. To extend the range of expertise in this area it has been proposed the study and implementation of power inverter switching techniques, that can be used in active power filters. The switching techniques proposed for study are i) Pulse-width Modulation (PWM) in which, to be implemented, a reference signal is compared with a triangular carrier signal, ii) Periodic-Sampling which is known to have only a fixed maximum switching frequency, iii) Space Vector PWM where the input signals are converted to a vector, and the output signal corresponds to a sum of adjacent vectors of the input vector, corresponding to each of the possible switching combinations. This Dissertation will be divided into several tasks starting with "State of Art" in which will be discussed several switching techniques, as well those that are applied to active power filters. The next task is perform simulations in PSIM software, followed by the implementation in the active power filter control and power circuits. Bench testing and comparison of the switching techniques is the next task. To finish there will be a comparative analysis of the switching techniques results. Keywords: Inverter Switching Techniques, Shunt Active Power Filter, Power Electronics, Electrical Power Quality, Energy Systems ix

11

12 Índice Agradecimentos... v Resumo... vii Abstract... ix Lista de Figuras... xiii Lista de Tabelas... xix Lista de Acrónimos... xxi Nomenclatura... xxiii CAPÍTULO 1 Introdução Enquadramento Problemas de Qualidade da Energia Elétrica Interrupção da Alimentação Cava de Tensão Sobretensão Temporária à Frequência Industrial Tensões Harmónicas Exemplos de Cargas Não Lineares Motivações Objetivos e Contribuições Organização e Estrutura da Dissertação CAPÍTULO 2 Técnicas de Comutação para Conversores de Potência Introdução Filtros Ativos de Potência Filtro Ativo Série Filtro Ativo Paralelo Inversor do Andar de Potência Voltage Source Inverter (VSI) Current Source Inverter (CSI) Técnica de Controlo (Teoria p-q) Técnicas de Comutação Periodic Sampling Comutação por Largura de Banda Fixa Comutação por Largura de Banda Adaptativa Comutação por Largura de Pulso Space Vector PWM Conclusão CAPÍTULO 3 Simulações das Técnicas de Comutação Introdução Filtro Ativo Paralelo Comutação Periodic Sampling Comutação por PWM Comutação Space Vector Resultados de Simulação Retificador Monofásico com Carga RC Carga RL Monofásica Conclusão CAPÍTULO 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo Introdução Circuito de Potência Condensadores do Barramento DC Bobines de Acoplamento Inversor de Potência Driver dos IGBTs Circuito de Comando Circuito de Controlo Sensores de Corrente Sensores de Tensão xi

13 Índice Condicionamento de Sinal Controlador Digital (DSP) Saídas Analógicas DAC Placa de Comando Circuito de Alimentação Hardware Adicional Conclusão CAPÍTULO 5 Implementação do Sistema de Controlo Introdução Phase-Locked-Loop (PLL) IQMath Técnica de Comutação Técnica de Comutação Periodic Sampling Técnica de Comutação PWM Técnica de Comutação SVPWM Conclusão CAPÍTULO 6 Resultados Experimentais Introdução Carga RL Desequilibrada Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM Primeiro teste com carga RL Desequilibrada e Retificador Trifásico Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM Segundo teste com carga RL Desequilibrada e Retificador Trifásico Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM Controlo do Barramento DC Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM Conclusão CAPÍTULO 7 Conclusão e Trabalho Futuro Conclusão Trabalho Futuro Referências Apêndice xii

14 Lista de Figuras Figura Distorção da forma de onda da tensão provocada por uma carga não linear Figura Interrupção breve na tensão de alimentação Figura Cava de tensão... 5 Figura Sobretensão temporária à frequência industrial Figura Forma de onda da tensão no laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho [2]... 7 Figura Espetro harmónico da tensão: (a) Amplitude das harmónicas, expressa em Volts; (b) Amplitude das harmónicas, expressa em percentagem da fundamental [2] Figura Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RC Figura Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RC... 9 Figura Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico com carga RC Figura Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RL Figura Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RL Figura Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico com carga RL Figura Esquema de ligações para um retificador monofásico com carga RC Figura Formas de onda da tensão e corrente para o retificador monofásico com carga RC Figura Espectro harmónico e THD% da tensão e da corrente do retificador monofásico com carga RC Figura Diagrama de blocos de um filtro ativo série [1] Figura Diagrama de blocos do filtro ativo paralelo [1] Figura VSI trifásico com filtros passivos [1] Figura VSI com quatro braços e filtros passivos [1] Figura VSI com três braços com o ponto médio do condensador ligado ao neutro e filtros passivos[1] Figura CSI com três braços e filtros passivos [7] Figura Componentes da teoria p-q num sistema trifásico [1] Figura 2.8 Componentes da teoria p-q com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede [1] Figura Diagrama de blocos da técnica de comutação periodic sampling Figura Diagrama de blocos da comutação por largura de banda fixa Figura Diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa Figura Diagrama de blocos da comutação por largura de pulso [3] Figura Diagrama fasorial com os vetores de comutação e definição dos setores Figura Sequência de comutação direta inversa com dois vetores nulos por período de comutação (DIH) [9] Figura Sequência de comutação direta inversa com vetor nulo por período de comutação (DIO) [9] Figura Sequência de comutação direta simples SVM (SDSVM) [9] Figura Sequência de comutação simetrical generated SVM (SGSVM) [9] Figura Inversor trifásico sem neutro implementado em simulação xiii

15 Lista de Figuras Figura Algoritmo para determinação do setor em que se localiza o vetor de corrente a produzir [26] Figura Inversor trifásico com neutro a três braços Figura Espaço vetorial para um inversor trifásico com neutro a três braços [34] Figura Inversor trifásico com neutro e 4 braços Figura Localização dos vetores no espaço A-B-C [26] Figura Localização dos vetores no espaço α-β-0 [26] Figura Implementação em simulação da rede de distribuição e sensores de medida Figura Inversor trifásico a quatro braços implementado em simulação Figura Esquema de implementação do circuito de tempo-morto para os comutadores de um dos braços do inversor Figura Resultado da implementação em simulação do circuito de tempo-morto (a) IGBT superior (b) IGBT inferior Figura Cargas utilizadas para testar o filtro ativo paralelo Figura Implementação da teoria p-q num bloco codificado em linguagem C Figura Bloco C com a técnica de comutação periodic sampling Figura Bloco C com a implementação da técnica de comutação PWM Figura Bloco C com a implementação da técnica de comutação SVPWM Figura Carga monofásica - retificador a díodos com carga RC Figura Espectro harmónico (a) e espectro harmónico em % (b) da corrente no retificador monofásico a díodos com carga RC sem filtro ativo Figura Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com periodic sampling Figura Tensão no barramento DC com periodic sampling Figura Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com periodic sampling Figura Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação periodic sampling Figura Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com PWM Figura Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com PWM Figura Tensão no barramento DC com PWM Figura Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação PWM Figura Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com SVPWM Figura Tensão no barramento DC com SVPWM Figura Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com SVPWM Figura Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação SVPWM Figura Carga monofásica RL série Figura Corrente nas fases e corrente no neutro consumidas pela carga RL monofásica Figura Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling Figura Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling Figura Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling xiv

16 Lista de Figuras Figura Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM Figura Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM Figura Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM Figura Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM Figura Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM Figura Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM Figura Barramento DC com as resistências de equalização Figura Bobine de acoplamento utilizada Figura Esquema do circuito de potência utilizado Figura Painel de ligação do filtro ativo paralelo Figura SEMIKRON SKM200GB176D (a) Imagem do módulo de IGBTs (b) Esquema elétrico [40] Figura Driver SKHI22AH4R da SEMIKRON e a disposição dos pinos [41] Figura Placa com o driver SKHI22AH4R utilizada Figura Elementos constituintes de um braço do inversor Figura Inversor trifásico com neutro a quatro braços utilizado [42] Figura Esquema do circuito de comando do filtro ativo Figura Disjuntor principal utilizado Figura Diagrama de blocos do circuito de controlo Figura Sensor de corrente LA200-P da LEM Figura Esquema de ligações do LA200-P utilizado [44] Figura Sensor de tensão LV25P da LEM Figura Esquema de ligações do sensor LV25P utilizado [45] Figura Placa com os sensores de tensão utilizada Figura Placa de condicionamento de sinal utlizada Figura Placa ezdsp320f2812 da Spectrum Digital com o DSP TMS320F2812 da Texas Instruments Figura Diagrama de blocos interno do DAC7625 da Burr Brown [49] Figura Placa de interface com a ezdsp320f2812, incluindo o DAC DAC Figura Caixa de interface entre os sensores de corrente e o osciloscópio Figura Diagrama de blocos da estrutura básica de uma PLL [51] Figura Diagrama de blocos da PLL implementada [51] Figura PLL implementada em simulação - instante inicial Figura PLL implementada no filtro ativo Figura Diagrama de blocos geral da codificação no DSP Figura Fluxograma da técnica de comutação periodic sampling implementada no DSP Figura Fluxograma da técnica de comutação PWM implementada no DSP Figura Fluxograma blocos da técnica de comutação SVPWM implementada no DSP xv

17 Lista de Figuras Figura Equipamentos de medida utilizados Figura Diagrama da carga RL desequilibrada aplicada ao filtro ativo Figura Tensão e corrente na carga com carga RL desequilibrada e filtro ativo desligado Figura Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na carga. (b) - Valor da potência ativa, reativa, aparente e do fator de potência Figura Carga RL desequilibrada com o filtro desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling Figura Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação periodic sampling Figura Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM Figura Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação PWM Figura Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM Figura Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro harmónico a) Tensão na fonte b) Corrente na fonte Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação SVPWM Figura Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC aplicada ao sistema - primeiro teste Figura Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado Figura Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling xvi

18 Lista de Figuras Figura Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação periodic sampling Figura Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM Figura Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação PWM Figura Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM Figura Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação SVPWM - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação SVPWM Figura Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC aplicada ao sistema - segundo teste Figura Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado Figura Segundo teste efetuado com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling Figura Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência xvii

19 Lista de Figuras Figura Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação periodic sampling Figura Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM Figura Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação PWM Figura Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM Figura Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência Figura Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte Figura Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação SVPWM Figura (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC, com a técnica comutação periodic sampling (0,5 V/div)(10 ms/div) Figura (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC, com a técnica comutação PWM (0,5 V/div)(10 ms/div) Figura (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC, com a técnica comutação SVPWM (0,5 V/div)(10 ms/div) xviii

20 Lista de Tabelas Tabela Entidades normativas em compatibilidade eletromagnética Tabela Principais normas para imunidade de equipamentos Tabela Principais normas para limite de emissão de ruído eletromagnético Tabela Valores das harmónicas de tensão até à ordem 25 nos pontos de fornecimento, expressos em percentagem da tensão nominal [2] Tabela Combinações possíveis de comutações do VSI com três braços e tensões aos seus terminais Tabela Combinações possíveis de comutações do VSI com quatro braços e tensões aos seus terminais Tabela Combinações possíveis do inversor trifásico com neutro a 3 braços Tabela Combinações possíveis de comutações do CSI com três braços e correntes aos seus terminais Tabela Estados do Flip-Flop D Tabela Combinações dos braços do VSI trifásico com o estado e vetor correspondentes Tabela Características das sequências de comutação [9] Tabela Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 3 braços, tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor Tabela Valor de N associado ao tetraedro equivalente [37] Tabela Relação entre o tetraedro atual e a ordem de comutação tanto do braço como do tempo [37] Tabela Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 4 braços, tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor [33] Tabela Relação entre os valores de J, N para determinação do prisma e do tetraedro resultando nos vetores a utilizar [33] Tabela Relação entre tetraedro com a ordem dos braços a atuar [33] Tabela Carga RL desequilibrada simulada Tabela Características principais do DSP [48] Tabela Pinos do DSP utilizados e a sua função Tabela Características da fonte de alimentação do filtro ativo Tabela Variável em IQMath - gama de valores e resolução [53] Tabela Resultados obtidos nos testes efetuados das técnicas de comutação em termos de THD% Tabela Comparação das técnicas de comutação xix

21

22 Lista de Acrónimos AC ADC CA CC CPU CSI DAC DC DIH DIO DSC DSP IGBT ISR PI PLL PS PWM RAM RMS ROM RQS SDSVM SGSVM SVM SVPWM THD UART UPQC VSI ZOH Alternating Current Analog to Digital Converter Corrente Alternada Corrente Contínua Central Processing Unit Current Source Inverter Digital to Analog Converter Direct Current Direct Inverse Half Direct Inverse One Digital Signal Controller Digital Signal Processor Insulated Gate Bipolar Transistor Interrupt Service Routine Proporcional-Integral Phase-Locked Loop Periodic Sampling Pulse Width Modulation Random Access Menory Root Mean Square Read Only Memory Regulamento da Qualidade de Serviço Simple Direct SVM Symmetrically Generated SVM Space Vector Modulation Space Vector Pulse Width Modulation Total Harmonic Distortion Universal Asynchronous Receiver/Transmitter Unified Power Quality Conditioner Voltage Source Inverter Zero-Order Holder xxi

23

24 Nomenclatura Símbolo Significado Unidade v α, v β, v 0 Tensões instantâneas no sistema de coordenadas α-β-0 V i α, i β, i 0 Correntes instantâneas no sistema de coordenadas α-β-0 A v sa, v sb, v sc Tensões do lado da fonte (Filtro Ativo Série) V i fa, i fb, i fc Correntes do lado da fonte (Filtro Ativo Paralelo) A i ca, i cb, i cc, i cn Correntes na saída do controlador (Filtro Ativo Paralelo) A erro α, erro β, erro 0 Diferença entre a referência e a valor obtido em coordenadas α-β-0 V ou A U h Tensão harmónica (h ordem do harmónico) V V DC Tensão no barramento de corrente contínua dos inversores de potência dos condicionadores ativos V p Potência real instantânea W p~ Valor alternado da potência real instantânea W p Valor médio da potência real instantânea W q Potência imaginária instantânea VA q ~ Valor alternado da potência imaginária instantânea VA q Valor médio da potência imaginária instantânea VA p 0 Potência instantânea de sequência zero VA ~ p0 Valor alternado da potência instantânea de sequência zero VA p 0 Valor médio da potência instantânea de sequência zero VA Req Resistência de equalização Ω f Frequência Hz f C Frequência de comutação Hz t 1, t 2, t 3, t 7, t 0 Período de tempo associado a cada vetor s T S Período de amostragem s THD Distorção harmónica total calculada com base nas primeiras 40 harmónicas do sinal. V ou A xxiii

25 Nomenclatura THD% Distorção harmónica total calculada em percentagem da amplitude da fundamental com base nas primeiras 40 harmónicas do sinal. % τ Constante de tempo s xxiv

26 CAPÍTULO 1 Introdução 1.1. Enquadramento Na atualidade a grande maioria dos dispositivos eletrónicos têm, como principal constituinte, semicondutores. Os semicondutores, quando ligados à rede de distribuição de energia, provocam deterioração nas formas de onda da tensão e da corrente, por não consumirem corrente sinusoidal. Cargas com semicondutores que não consumem corrente sinusoidal também são designadas por cargas não lineares [1]. Para mitigar problemas de qualidade de energia elétrica são utilizados vários equipamentos, entre os quais os filtros ativos de potência. Estes equipamentos conseguem reduzir o impacto das cargas não lineares na rede de distribuição, compensando problemas de qualidade de energia, como por exemplo: Fator de potência não unitário; Desequilíbrios de corrente; Corrente de neutro; Harmónicas na tensão da rede; Harmónicas na corrente da carga; Os filtros ativos de potência podem ser classificados em filtros ativos série, que compensam problemas relacionados com a tensão e em filtros ativos paralelos, que compensam problemas de corrente. Existe também uma junção entre os filtros ativos série e os filtros ativos paralelo, podendo ser filtros ativos híbridos (filtros ativos série com filtros passivos para harmónicos de corrente) e UPQC (Unified Power Quality Conditioner) [2]. Este trabalho foi baseado nos filtros ativos paralelos. O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho encontra-se empenhado no estudo e desenvolvimento de equipamentos que mitiguem problemas de qualidade de energia [1], [3 7]. Com esse objetivo foi proposta a implementação e comparação de diversas técnicas de comutação para filtros ativos de potência. Estas técnicas de comutação são responsáveis por sintetizar as correntes de compensação calculadas pelo controlador. A técnica mais utilizada nos filtros ativos do GEPE é a técnica designada por periodic sampling [8]. Esta técnica, embora seja de 1

27 Capítulo 1 - Introdução fácil implementação acarreta problemas como por exemplo a frequência de comutação que é variável, dificultando assim o ajuste dos filtros passivos para a compensação da frequência de comutação. Uma das técnicas propostas para implementação é baseada na modulação de largura de pulso (PWM), permitindo uma redução do conteúdo harmónico da onda sintetizada. A técnica de comutação Space Vector também foi proposta para esta Dissertação. Embora seja complexa e exija um processamento maior do DSP também permite um melhor uso do barramento DC do inversor e uma redução dos harmónicos [9]. Depois das técnicas de comutação estarem implementadas será efetuada uma comparação, salientando as vantagens e desvantagens de cada uma delas, especificando qual a melhor técnica de comutação a utilizar Problemas de Qualidade da Energia Elétrica Com o avanço da tecnologia foi possível uma massificação na utilização de dispositivos semicondutores. Estes dispositivos trouxeram inúmeras vantagens para a sociedade atual. Foi possível reduzir drasticamente o tamanho dos equipamentos e a criação de dispositivos que, numa configuração tradicional, seriam enormes e com custo elevado. Atualmente, os semicondutores são utilizados em praticamente tudo, desde lâmpadas eficientes a veículos elétricos. A utilização desta tecnologia não trouxe só vantagens, pois também criaram problemas que até à data não existiam. As cargas não lineares, compostas por semicondutores, quando ligadas à rede elétrica, podem provocar diversos problemas de qualidade de energia [1]. Estes dispositivos para além não consumirem corrente sinusoidal (obrigando o gerador a não funcionar nos seus parâmetros nominais) também afeta outras cargas, pois deformam a forma de onda da tensão devido à impedância de linha. A Figura 1.1 apresenta o problema criado por uma carga não linear e como esta afeta uma carga linear ligada na sua proximidade [10]. Rede Elétrica vs Δv vl il1 is Carga Linear il2 Carga Não Linear Figura Distorção da forma de onda da tensão provocada por uma carga não linear. 2

28 Capítulo 1 - Introdução O estado da rede elétrica de distribuição foi intitulado de Power Quality, ou em português, Qualidade de Energia Elétrica. No IEEE Standard Dictionary of Electrical and Electronics Terms, a qualidade de energia elétrica é definida como: O conceito de alimentação e ligação à terra de equipamentos eletrónicos sensíveis de uma forma adequada ao seu funcionamento [11]. Para regular a rede de distribuição foram criadas normas e definições para restringir as perturbações que possam existir, tanto na tensão como na corrente. Na Tabela 1.1 estão referenciadas as entidades reguladoras da qualidade de energia elétrica na União Europeia [12]. Tabela Entidades normativas em compatibilidade eletromagnética. IEC CISPR CEN International Electrotechnical Commission Comité International Spécial des Perturbations Radioélectriques IEC Comité Européen de Normalisation Na Tabela 1.2 são representadas as normas relativamente à imunidade dos equipamentos assim como o procedimento para realizar testes de imunidade às perturbações da rede [12]. Tabela Principais normas para imunidade de equipamentos. IEC IEC IEC IEC IEC IEC IEC Testes de imunidade contra descargas eletrostáticas Testes de imunidade contra campos eletromagnéticos de rádio frequência irradiados Testes de imunidade contra transitórios elétricos rápidos Testes de imunidade contra surtos Testes de imunidade contra distúrbios conduzidos provocados por campos de rádio frequência Testes de imunidade contra campos magnéticos à frequência da rede Testes de imunidade contra quedas de tensão, interrupções momentâneas e variações de tensão Na Tabela 1.3 estão listadas as principais normas referentes a limites de emissão de ruído eletromagnético [12]. Aos fornecedores de energia elétrica também foram impostas regras que devem ser cumpridas para que haja qualidade na energia elétrica da rede. Em Portugal, no Decreto-Lei nº 182/95, de 27 de Julho foi criado o Regulamento da Qualidade de Serviço RQS que regula o transporte e distribuição da energia elétrica [13]. 3

29 Capítulo 1 - Introdução De seguida serão apresentados alguns problemas de qualidade de energia elétrica que afetam os sistemas elétricos bem como os seus valores máximos segundo as normas. Depois serão apresentados alguns exemplos de cargas que, quando ligadas à rede de distribuição, distorcem a forma de onda da corrente. Tabela Principais normas para limite de emissão de ruído eletromagnético. CISPR 11 Equipamentos médicos, industriais e científicos CISPR 12 Automóveis CISPR 13 Áudio visual e aparelhos similares CISPR 14 Eletrodomésticos e aparelhos elétricos similares CISPR 15 Iluminação elétrica e equipamentos similares CISPR 22 Equipamentos de tecnologia da informação IEC Limites de emissão de harmónicas de corrente (< 16 A por fase) Interrupção da Alimentação A norma NP EN define a interrupção do fornecimento ou da entrega de energia como a situação pelo qual a tensão de alimentação entregue aos clientes é inferior a 1% da tensão declarada, dando origem a cortes de energia nos consumidores. Na Figura 1.2 está representada uma interrupção breve na tensão de alimentação com uma duração de 100 ms. 400 Vrede (V) Time (s) Tempo (s) Figura Interrupção breve na tensão de alimentação. Segundo a norma NP EN as interrupções de alimentação podem ser classificadas como: Interrupção prevista, quando os clientes recebem a informação da interrupção com antecedência, para que sejam efetuadas revisões programadas na rede; Interrupção acidental, quando provocada por defeitos, permanente ou transitórios. Dentro destas as interrupções acidentais podem ser de dois tipos: 4

30 Capítulo 1 - Introdução - Interrupção breve, quando o período de interrupção não supera os 3 minutos; - Interrupção longa, quando o período de interrupção é superior a 3 minutos Cava de Tensão A norma EN define a cava de tensão quando, num determinado ponto da rede, a tensão de uma ou mais fases tem uma queda brusca num valor entre os 90% e os 1% da tensão declarada, e termina quando a tensão retorna a um valor superior a 90%. Por definição uma cava de tensão dura de 10 ms a 1 min. O valor de uma cava de tensão é definido como sendo a diferença entre a tensão eficaz durante a cava de tensão e a tensão declarada. As cavas de tensão podem ter origem nas mais diversas formas, entre elas pode salientar-se a entrada em operação de cargas com elevadas correntes de arranque que, devido à impedância de linha, provocam uma queda de tensão nas fases. Outro fenómeno provocador de cavas são os curto-circuitos em linhas de distribuição nas proximidades [14]. Na Figura 1.3 está representada uma cava de tensão de 35% com a duração de 100 ms. 400 Vrede (V) Time (s) Tempo (s) Figura Cava de tensão Sobretensão Temporária à Frequência Industrial As sobretensões temporárias são sobretensões de duração longa que ocorrem num determinado local. Na Figura 1.4 está representada uma sobretensão momentânea à frequência industrial, onde o valor eficaz da tensão atinge os 270 V durante 100 ms. As sobretensões temporárias geralmente proveem de um defeito à terra numa rede ou em instalações de clientes, que provocam uma sobretensão temporária à frequência industrial que desaparece com a eliminação do defeito. 5

31 Capítulo 1 - Introdução 400 Vrede (V) Tempo Time (s) Figura Sobretensão temporária à frequência industrial Tensões Harmónicas Tensões harmónicas são tensões sinusoidais cuja frequência é múltipla da frequência fundamental a que estão sobrepostas. Estas tensões podem ser pares ou ímpares. As tensões harmónicas impares podem ser divididas em três categorias: Componente direta ou positiva: associada à frequência fundamental, ao 7º harmónico, ao 13º harmónico e aos restantes harmónicos com a mesma sequência de fases que a fundamental. Componente inversa ou negativa: associado ao 5º harmónico, ao 11º harmónico, ao 17º harmónico e aos restantes harmónicos com a sequência de fases inversa à fundamental. Componente homopolar ou de sequência zero: associado ao 3º harmónico, ao 9º harmónico, ao 15º harmónico e aos restantes harmónicos onde os vetores têm o mesmo módulo e fase. A distorção harmónica total ou THD pode ser calculada pela equação (1.1) [14]. Esta pode ser expressa em valor relativo ou em percentagem, sendo a segunda fórmula mais utilizada e expressa pela equação (1.2). (1.1) (1.2) As tensões harmónicas são usualmente provocadas por cargas não lineares ligadas por clientes. Como o consumo de corrente destas cargas não é sinusoidal, provocam 6

32 Capítulo 1 - Introdução quedas de tensão não sinusoidais nas impedâncias da rede, dando origem à distorção da forma de onda da tensão. Na Figura 1.5 está representada a forma de onda medida, numa das fases, da tensão de alimentação do Laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho. Numa análise à figura pode ver-se que a forma de onda não é perfeitamente sinusoidal, podendo ver-se principalmente os picos superiores e inferiores achatados. 400 Vrede (V) Time (s) Tempo (s) Figura Forma de onda da tensão no laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho [2]. A Figura 1.6 apresenta a distorção harmónica total da forma de onda da Figura 1.5. Na Figura 1.6 (a) a distorção harmónica total é expressa em Volts enquanto que, na Figura 1.6 (b) a THD é expressa em %. Numa análise às figuras pode ver-se que a componente harmónica de sétima ordem (350 Hz) é a que mais se destaca com um valor eficaz de aproximadamente 7,8 V, correspondendo a cerca de 2,2% do valor eficaz da tensão fundamental da rede. A distorção harmónica total é de aproximadamente 2,4%. 324 V 10 V THD = 7,75 V 100% 5% THD% = 2,39% 8 V 4% 6 V 3% 4 V 2% 2 V 1% 0 V 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz (a) (b) Figura Espetro harmónico da tensão: (a) Amplitude das harmónicas, expressa em Volts; (b) Amplitude das harmónicas, expressa em percentagem da fundamental [2]. A norma NP EN decreta que, em condições normais para uma semana, 95% dos valores eficazes médios de 10 minutos de cada tensão harmónica não devem 7

33 Capítulo 1 - Introdução exceder os valores apresentados na Tabela 1.4. Além disso a distorção harmónica total não deve ultrapassar os 8%. Tabela Valores das harmónicas de tensão até à ordem 25 nos pontos de fornecimento, expressos em percentagem da tensão nominal [2]. Harmónicas ímpares Não múltiplas de 3 Múltiplas de 3 Ordem h Tensão relativa Tensão relativa Ordem h (%) (%) 5 6,0 3 5,0 7 5,0 9 1,5 11 3,5 15 0,5 13 3,0 21 0,5 17 2,0 19 1,5 23 1,5 25 1,5 Ordem h Harmónicas pares Tensão relativa (%) 2,0 1,0 0, Exemplos de Cargas Não Lineares Nesta secção serão abordados alguns exemplos de cargas não lineares mais comummente ligadas à rede de distribuição e o seu efeito nas formas de onda tanto na tensão como na forma de onda de corrente Carga composta por retificador trifásico com filtro RC Os valores para a impedância de linha foram de 20 mω para a resistência e de 70 µh para a indutância. Já o filtro é composto por um condensador de 2 mf em paralelo com uma resistência de 6 Ω. Este tipo de cargas é muito utilizado pois permite converter de corrente alternada para corrente continua a partir de uma rede de alimentação trifásica. A Figura 1.7 mostra o esquema de ligações utilizando a ferramenta de simulação PSIM da Powersim. Figura Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RC. A Figura 1.8 mostra as formas de onda da tensão e corrente que alimentam a carga. Numa análise mais cuidada pode ver-se que a corrente tem dois picos a cada semiciclo. Isto acontece porque o condensador se descarrega através da resistência e 8

34 Capítulo 1 - Introdução carrega quando a tensão aos seus terminais é inferior à tensão de alimentação, fenómeno que acontece duas vezes a cada semiciclo. Como a forma de onda da corrente não é sinusoidal aparecem quedas de tensão na impedância de linha que provocam a deformação da forma de onda da tensão. 400 Va (V) Ia (A) Tempo Time (s) Figura Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RC. A Figura 1.9 mostra o espectro harmónico da corrente e da tensão, na qual pode ver-se que não existem harmónicas de sequência zero ou homopolar pois esta carga não tem ligação ao neutro. Os harmónicos de corrente de ordem 5 e 7 tem quase a mesma amplitude que a componente fundamental da corrente. A THD% é aproximadamente de 100,6% para a corrente e de 4,7% para a tensão V Tensão THD% = 4,7% Corrente THD% = 100,6% 140 A 12 V 112 A 9 V 84 A 6 V 56 A 3 V 28 A 0 V 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico com carga RC. 0 A Carga composta por retificador trifásico com filtro RL Outra carga muito utilizada é composta por um retificador trifásico com filtro RL. O valor da indutância é de 2 mh que é colocada em série com uma resistência de 6 Ω, como pode ser visto na Figura

35 Capítulo 1 - Introdução Figura Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RL. Numa análise à Figura 1.11 pode ver-se que a forma de onda da corrente não é tão deformada como a da Figura 1.8 mas mantém-se sem ser perfeitamente sinusoidal. Já a forma de onda da tensão parece sinusoidal, no entanto são visíveis uns pequenos notches nos instantes de entrada em condução dos díodos. 400 Va (V) Ia (A) Time (s) Tempo (s) Figura Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RL. Na Figura 1.12 podem ver-se os harmónicos existentes nas formas de onda na corrente e na tensão (até ao 19º harmónico), Analisando a figura é visível que os valores eficazes dos harmónicos são inferiores aos obtidos no exemplo anterior. A THD% da tensão é de 1,8% e o da corrente é de 28,4% V Tensão THD% = 1,8% Corrente THD% = 28,44% 130 A 4 V 104 A 3 V 78 A 2 V 52 A 1 V 26 A 0 V 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico com carga RL. 0 A 10

36 Capítulo 1 - Introdução Carga composta por retificador monofásico com filtro RC Este tipo de cargas é muito utilizado por consumidores domésticos. É o esquema básico de um retificador utilizado em praticamente todos os eletrodomésticos. A Figura 1.13 mostra a carga que é composta por um retificador monofásico com filtro capacitivo de 5 mf e uma resistência de 20 Ω. Figura Esquema de ligações para um retificador monofásico com carga RC. A forma de onda da tensão e da corrente que alimentam a carga anterior pode ser vista na Figura Va (V) Ia (A) Tempo Time (s) Figura Formas de onda da tensão e corrente para o retificador monofásico com carga RC. Como foi explicado anteriormente a corrente existe apenas quando a tensão no condensador é inferior â tensão na entrada. Quando o condensador absorve corrente a forma de onda da tensão fica deformada pois o di/dt é elevado aumentado a queda de tensão na impedância de linha. Numa análise à Figura 1.15 pode ver-se que a componente homopolar da corrente não tem valor nulo pois esta carga tem ligação ao neutro. Isto é um problema pois o condutor de neutro é de secção inferior que o condutor utilizado nas fases (aplicase onde a secção das fases é, no mínimo, de 16 mm 2 para condutores de cobre e de 25 mm 2 para condutores de alumínio, segundo a Portaria Nº949-A/2006 de 11 de Setembro alínea 524.2), fazendo com que este não suporte valores iguais aos dos outros 11

37 Capítulo 1 - Introdução condutores. O terceiro e quinto harmónico de corrente tem praticamente o mesmo valor eficaz que o da fundamental, resultando num valor de THD% aproximado de 155%, enquanto a tensão apresenta uma THD% de 2,1% V Tensão THD% = 2,14% Corrente THD% = 155% 75 A 4 V 60 A 3 V 45 A 2 V 30 A 1 V 15 A 0 V 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e THD% da tensão e da corrente do retificador monofásico com carga RC. 0 A 1.3. Motivações Os problemas de qualidade de energia influenciam tanto os consumidores como o produtor de energia. Segundo um estudo feito pela Copper Development Association estima que os problemas de qualidade de energia na União Europeia custam, todos os anos, 10 mil milhões de euros. Segundo o mesmo estudo, com um investimento de 5% desse valor podiam-se mitigar todos os problemas [15]. Sendo esta uma área em forte expansão e com muito trabalho por fazer são fatores relevantes para a escolha deste projeto. Já sobre o trabalho em si como engloba praticamente todas as áreas da eletrónica (programação, hardware, processamento de sinal), é um bom trabalho para por em prática todos os conhecimentos adquiridos no decorrer do curso Objetivos e Contribuições Nesta Dissertação é estudado o desempenho de diferentes técnicas de comutação em filtros ativos paralelos de potência. As técnicas de comutação são responsáveis pela sintetização do valor calculado pelo controlador no inversor trifásico de potência. É efetuado um estudo prévio do estado da arte das técnicas de comutação bem como todos os constituintes do filtro ativo paralelo. Depois do estudo são simuladas as várias técnicas e comparado o seu desempenho em duas cargas distintas, que usualmente são ligadas à rede de distribuição. Com as simulações estudadas é abordada a 12

38 Capítulo 1 - Introdução implementação prática das técnicas de comutação. Com isso são estudados os resultados e posteriormente comparados com os da simulação. A implementação prática será efetuada num filtro ativo paralelo desenvolvido anteriormente no GEPE para o projeto SINUS, sendo que este foi adaptado para a implementação das várias técnicas. Com esta Dissertação pretende-se contribuir para a expansão do conhecimento na área das técnicas de comutação para inversores de potência, testando a sua implementação numa aplicação pratica que, neste caso corresponde a um filtro ativo de potência paralelo Organização e Estrutura da Dissertação No capítulo 1 é realizada uma pequena introdução ao tema da qualidade de energia com alguns exemplos de problemas que existem bem como as suas classificações segundo as normas. São apresentados alguns exemplos de cargas que provocam problemas de qualidade de energia bem como a sua análise em termos de forma de onda da tensão e corrente. No capítulo 2 são abordadas as principais técnicas de comutação que são atualmente utilizadas, bem como uma introdução a inversores trifásicos a dois níveis. Uma introdução é feita para enquadrar as técnicas de comutação. No capítulo 3 são apresentadas as simulações das técnicas de comutação implementadas. Neste capítulo pode ver-se as formas de onda das correntes de compensação que são calculadas pela técnica de controlo. São comparadas as diferentes técnicas de comutação em termos de THD%. No capítulo 4 é abordado o hardware utilizado para a implementação prática do filtro ativo de potência paralelo. São estudadas as diversas partes constituintes do filtro ativo paralelo (controlo, potência, comando). A cada secção são explicados os componentes constituintes bem como as razões para a implementação de cada circuito. No capítulo 5 é descrita a implementação das técnicas de comutação. Neste capítulo serão explicadas as opções tomadas em relação à codificação das técnicas e os passos tomados para a sua implementação. No capítulo 6 são analisados os resultados experimentais obtidos na implementação prática do filtro ativo de potência. São apresentadas as formas de onda obtidas e os valores de THD% para uma comparação entre as várias técnicas de comutação implementadas. 13

39 Capítulo 1 - Introdução No capítulo 7 são apresentadas conclusões e algumas opiniões sobre o trabalho futuro acerca desta Dissertação. Neste capítulo é feita uma revisão dos capítulos e explicados alguns pontos que podem ser relevantes para desenvolvimentos futuros. 14

40 CAPÍTULO 2 Técnicas de Comutação para Conversores de Potência 2.1. Introdução Com a massificação na utilização de semicondutores controlados foi necessário desenvolver técnicas de comutação para controlar os semicondutores. Este tipo de componentes são atualmente utilizados nas mais variadas aplicações. O tirístor foi o primeiro deste tipo de semicondutores que, nos anos 50 do século XX contribuiu para a massificação da eletrónica de potência. O transístor é uma evolução do tirístor e permitiu a massificação de eletrónica de consumo, como por exemplo computadores [16], [17]. Neste capítulo são abordadas as diferentes técnicas de comutação para semicondutores controlados. Inicialmente é feita uma nota introdutória aos filtros ativos de potência, tanto no série como no paralelo e suas combinações. São também abordadas as diferentes técnicas de controlo para os filtros ativos. O inversor também é abordado bem como algumas das suas topologias Filtros Ativos de Potência Um filtro ativo de potência é um equipamento que permite a mitigação de problemas relacionados com a qualidade de energia. Dependendo do tipo de filtro ativo, este pode resolver problemas relacionados com a corrente (filtro ativo paralelo) ou relacionados com a tensão (filtro ativo série) [18]. Estes equipamentos podem ser divididos em duas componentes: potência e controlo. O andar de potência é constituído por um conversor eletrónico comutado. No barramento DC podem ser utilizadas fontes de alimentação, condensadores ou bobines. No andar de controlo é feito o condicionamento de sinal, os cálculos do controlador, implementada a técnica de comutação. No andar de comando é feito o circuito de driver para os semicondutores de eletrónica de potência. 15

41 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Filtro Ativo Série O filtro ativo série permite a mitigação de problemas relacionados com a tensão [4]. Na Figura 2.1 é apresentado o diagrama de blocos de um filtro ativo série. a i a v ca Rede Elétrica v sa b v sb c v sc i b i c v cb v cc v c v b v a Carga N v sa v sb v sc i a i b ic Controlador vca* vcb* vcc* Inversor VDC + Fonte de Alimentação V DC Figura Diagrama de blocos de um filtro ativo série [1]. Filtro Ativo Série O controlador mede as tensões na rede (,, ), as correntes que atravessam as linhas (,, ) e a tensão no barramento DC ( ) calculando os valores de compensação que o inversor tem que produzir. Os valores de compensação são sintetizados através da técnica de comutação pelo inversor e ligado à rede pelos transformadores de isolamento [7]. As tensões geradas pelo filtro ativo série dependem do barramento DC. Se não for utilizada uma fonte de alimentação é necessário um controlador que, nos cálculos dos valores de compensação, considere a queda de tensão para manter o barramento DC regulado. O sistema consegue compensar aceitavelmente harmónicos até 1/10 da frequência de comutação, pelo que é preciso ter em atenção os harmónicos que são precisos compensar, e a frequência máxima a que os semicondutores controlados podem operar [1]. Este equipamento tem como principal aplicação a proteção de cargas que são sensíveis a harmónicos na tensão de alimentação e outros problemas de qualidade de energia relacionados com a tensão Filtro Ativo Paralelo O filtro ativo paralelo tem o objetivo de resolver problemas relacionados com a corrente do lado do fornecedor de energia para que, a corrente não sinusoidal consumida pelas cargas não lineares não afetem o distribuidor de energia, nem as cargas lineares e não lineares ligadas na proximidade. 16

42 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência A Figura 2.2 mostra o diagrama de blocos de um filtro ativo paralelo ligado à rede de distribuição elétrica. a i sa i a Rede Elétrica N b c v c v b v a i sb i sc i sn i b i c in Carga i cn i cc i cb i ca v a v b v c i a i b ic Controlador i ca * i cb * + i cc * Inversor V DC i cn * V DC Filtro Ativo Paralelo Figura Diagrama de blocos do filtro ativo paralelo [1]. O controlador mede os valores de tensão (, os valores de corrente, o valor de tensão do barramento DC e calcula os valores de compensação. Estes valores são sintetizados pelo inversor e medidos pelo controlador para implementar em malha fechada a técnica de comutação pretendida. O filtro ativo paralelo tem que absorver a potência necessária para manter o valor de tensão do barramento DC controlado. Tal como no filtro ativo série, este também consegue compensar harmónicos de corrente até 1/10 da frequência de comutação, sendo usualmente utilizado filtros passivos para mitigar os harmónicos da frequência de comutação [1]. O filtro ativo paralelo consegue resolver grande parte dos problemas relacionados com a corrente elétrica, como por exemplo os harmónicos de corrente e os desequilíbrios de corrente, permitindo também compensar o fator de potência Inversor do Andar de Potência O inversor é responsável por sintetizar os valores de compensação calculadas pelo filtro ativo e injetá-los na rede. Estes valores podem ser de corrente se o filtro ativo for o paralelo ou de tensão se o filtro ativo for série [19]. 17

43 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência O inversor pode ser implementado com várias topologias, com três ou quatro braços, com condensadores ou bobines no barramento DC, dois níveis ou multinível [20]. Nesta área da Dissertação são abordadas apenas as topologias a dois níveis Voltage Source Inverter (VSI) Esta configuração de inversor é a mais usual em aplicações industriais de baixa potência e na utilização em baixa tensão [2]. Tem um custo mais baixo comparado com o Current Source Inverter (CSI) pois o condensador é mais barato, de menor dimensão e de menor peso do que a bobines usada no CSI. Esta configuração é também de mais fácil atuação que a CSI porque não necessita de ter um braço sempre ativo [21]. Este tipo de inversores pode ter ou não ter neutro. A Figura 2.3 mostra um VSI trifásico que pode ser usado num filtro ativo de potência. S1 S3 S5 Fase A Fase B Fase C R L V DC C S2 S4 S6 Figura VSI trifásico com filtros passivos [1]. Para o acoplamento do inversor à rede são colocadas bobines que limitam as variações de corrente (di/dt) e filtros passivos para atenuar as frequências de comutação [22]. A Tabela 2.1 mostra as combinações possíveis para os 6 semicondutores controlados que, no caso da Figura 2.3, são IGBTs. Tabela Combinações possíveis de comutações do VSI com três braços e tensões aos seus terminais. S 1 S 2 S 3 S 4 S 5 S 6 v AB v BC v CA ON OFF OFF ON OFF ON V DC 0 -V DC ON OFF ON OFF OFF ON 0 V DC -V DC OFF ON ON OFF OFF ON -V DC V DC 0 OFF ON ON OFF ON OFF -V DC 0 V DC OFF ON OFF ON ON OFF 0 -V DC V DC ON OFF OFF ON ON OFF V DC -V DC 0 ON OFF ON OFF ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON

44 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Estes tipos de inversores são aplicados também em variadores de velocidade de motores elétricos, para gerar as tensões de alimentação trifásicas [20]. Nas configurações com neutro podem ser utilizadas duas topologias, inversor a quatro braços ou inversor a três braços com o neutro ligado no ponto intermédio de tensão do barramento DC. A Figura 2.4 apresenta um VSI a quatro braços com um para o neutro. S1 S3 S5 S7 Fase A Fase B Fase C L V DC R C Neutro S2 S4 S6 Figura VSI com quatro braços e filtros passivos [1]. S8 A Tabela 2.2 mostra as combinações possíveis e as tensões que se obtém na saída do inversor a quatro braços. Tabela Combinações possíveis de comutações do VSI com quatro braços e tensões aos seus terminais. S 1 S 2 S 3 S 4 S 5 S 6 S 7 S 8 v A v B v C ON OFF OFF ON OFF ON ON OFF 0 - V DC - V DC ON OFF ON OFF OFF ON ON OFF V DC OFF ON ON OFF OFF ON ON OFF - V DC 0 - V DC OFF ON ON OFF ON OFF ON OFF - V DC 0 0 OFF ON OFF ON ON OFF ON OFF - V DC - V DC 0 ON OFF OFF ON ON OFF ON OFF 0 - V DC 0 ON OFF ON OFF ON OFF ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON ON OFF - V DC - V DC - V DC ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON V DC 0-0 ON OFF ON OFF OFF ON OFF ON V DC V DC 0 OFF ON ON OFF OFF ON OFF ON 0 V DC 0 OFF ON ON OFF ON OFF OFF ON 0 V DC V DC OFF ON OFF ON ON OFF OFF ON 0 0 V DC ON OFF OFF ON ON OFF OFF ON V DC 0 V DC ON OFF ON OFF ON OFF OFF ON V DC V DC V DC OFF ON OFF ON OFF ON OFF ON A topologia que se apresenta na Figura 2.5 não usa um quarto braço para o neutro. A diferença é que o terminal de neutro é ligado entre os condensadores do barramento 19

45 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência DC. Esta topologia é mais barata e mais simples por não tem um quarto braço, permitindo poupar em semicondutores. Como desvantagem é necessário que a tensão a meio dos condensadores seja exatamente metade do total para não desequilibrar as tensões geradas pelo inversor. Esta topologia exige uma gestão cuidada do controlo do barramento DC para que isso não aconteça. S1 S3 S5 Fase A Fase B Fase C R C L S2 S4 S6 V DC /2 V DC /2 Neutro Figura VSI com três braços com o ponto médio do condensador ligado ao neutro e filtros passivos[1]. A Tabela 2.3 mostra as combinações possíveis de comutações e as tensões nos terminais de saída a cada combinação. Tabela Combinações possíveis do inversor trifásico com neutro a 3 braços. S1 S2 S3 S4 S5 S6 v A v B v C ON OFF OFF ON OFF ON V DC /2 - V DC /2 - V DC /2 ON OFF ON OFF OFF ON V DC /2 V DC /2 - V DC /2 OFF ON ON OFF OFF ON - V DC /2 V DC /2 - V DC /2 OFF ON ON OFF ON OFF - V DC /2 V DC /2 V DC /2 OFF ON OFF ON ON OFF - V DC /2 - V DC /2 V DC /2 ON OFF OFF ON ON OFF V DC /2 - V DC /2 V DC /2 ON OFF ON OFF ON OFF V DC /2 V DC /2 V DC /2 OFF ON OFF ON OFF ON - V DC /2 - V DC /2 - V DC / Current Source Inverter (CSI) Este tipo de inversor tem como principal característica a bobine no barramento DC, como pode ser visto na Figura 2.6. Uma das particularidades deste inversor é a necessidade de semicondutores de potência com capacidade de bloqueio reverso. Para isso são utilizados os díodos em série com os IGBTs. Um inversor deste tipo tem que, obrigatoriamente ter sempre um braço a conduzir pois, um corte abrupto a corrente numa bobine pode levar à danificação dos semicondutores se não aguentarem a tensão que aparecerá aos seus terminais. Para isso é necessário a utilização de técnicas de comutação especificamente desenvolvidas para este tipo de inversores [4]. 20

46 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência A Tabela 2.4 mostra as combinações possíveis com os semicondutores controlados para um inversor do tipo CSI. S1 S3 S5 I DC Fase A Fase B Fase C R L C S2 S4 S6 Figura CSI com três braços e filtros passivos [7]. Tabela Combinações possíveis de comutações do CSI com três braços e correntes aos seus terminais. S 1 S 2 S 3 S 4 S 5 S 6 i A i B i C ON OFF OFF ON OFF ON I DC 0 - I DC OFF ON ON OFF OFF ON 0 I DC - I DC OFF ON ON OFF OFF ON - I DC I DC 0 OFF ON OFF ON ON OFF - I DC 0 I DC OFF ON OFF ON ON OFF 0 - I DC I DC ON OFF OFF ON OFF ON I DC - I DC 0 ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON ON OFF Técnica de Controlo (Teoria p-q) As técnicas de controlo são responsáveis por calcular os valores de compensação, mediante os valores medidos das tensões e correntes. Estas técnicas nos filtros ativos de potência são essenciais, e necessitam de ser muito bem ajustadas para ter uma boa resposta, tanto dinâmica como em regime permanente [23]. As técnicas de controlo podem aplicar-se no domínio das frequências ou no domínio do tempo [2]. A vantagem de utilizar um controlo no domínio das frequências é a habilidade de prever a evolução da corrente, compensando assim o tempo de atraso associado ao cálculo da referência [24]. As técnicas no domínio das frequências exigem um grande número de amostras e uma grande complexidade nos cálculos, tornando assim mais lenta a resposta dinâmica. No domínio dos tempos a resposta é quase instantânea pois o controlo é mais simples e rápido. O sistema de controlo utilizado no 21

47 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência filtro ativo paralelo tem por base uma técnica de controlo no domínio do tempo, designada teoria p-q [23]. A teoria geral da potência instantânea é vulgarmente designada por teoria p-q [1]. Não existem restrições em ternos de tensão e corrente na utilização deste método podendo ser utilizado em sistemas trifásicos com ou sem neutro. Como a teoria p-q é aplicada no domínio do tempo calcula rapidamente os valores de compensação porque utiliza o valor atual das medições. É uma técnica que responde bem não só em regime permanente como em regime transitório [23]. A teoria p-q aplicada a filtros ativos tem duas implementações possíveis. A implementação de potência constante na fonte e a corrente sinusoidal. As duas implementações têm resultados semelhantes quando aplicadas a um sistema com tensões equilibradas e sinusoidais. Quando na presença de desequilíbrios ou distorções harmónicas apenas uma das compensações é possível [25]. A teoria p-q começa por converter os valores medidos em coordenadas A-B-C para α-β-0, calculando de seguida os valores de potência nestas coordenadas. [26]. Transformada de Clarke A transformada de Clarke é responsável por converter os valores de,, e para,,. A equação (2.1) mostra a conversão para α-β-0. [ ] [ ] (2.1) A equação (2.2) mostra como calcular o valor da corrente nas coordenadas α-β-0. [ ] [ ] (2.2) O termo M das equações (2.1) e (2.2) correspondem à matriz de transformação que é definida pela equação (2.3). (2.3) [ ] Se a montagem do filtro ativo não tiver neutro a componente homopolar desaparece, ficando a matriz transformada M na forma apresentada pela equação (2.4). 22

48 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência [ ] Com as tensões e correntes convertidas para o plano α-β-0 é necessário calcular as potências. Para isso usam-se as equações (2.5) a (2.7). (2.4) (2.5) (2.6) Cada potência na teoria p-q é composta pela soma de um valor médio com um valor alternado. As potências têm os seguintes significados físicos: Componente contínua da potência real instantânea. Corresponde à potência que é transferida da fonte para a carga; Componente alternada da potência real instantânea. Corresponde à potência que é trocada entre a fonte e a carga; Componente contínua da potência de sequência zero. Corresponde à potência que é transferida da fonte para a carga pelo neutro; Componente alternada da potência de sequência zero. Corresponde à potência que é trocada entre a fonte e a carga pelo neutro; Potência imaginária. Corresponde à potência que é trocada entre as fases sem que haja potência transferida da fonte para a carga. A Figura 2.7 mostra a representação das potências da teoria p-q num sistema trifásico. (2.7) a _ p ~p q Rede Elétrica b c N 0 p~ 0 Carga Figura Componentes da teoria p-q num sistema trifásico [1]. Para uma rede de distribuição ideal a alimentar cargas lineares, equilibradas e resistivas apenas existe. Com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede para compensação de cargas não lineares e/ou desequilibradas, esta apenas fornece e, como é possível verificar na Figura 2.8. As restantes potências têm que ser compensadas pelo filtro ativo paralelo. Para isso é necessário separar a componente 23

49 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência continua das potências p e p 0 das componentes alternadas. Podem ser utilizados filtros passa-baixo de ordem elevada analógicos ou digitais [23]. Uma das mais simples implementações e das mais eficazes consiste num filtro de média deslizante [27]. Este consiste num somatório dos valores instantâneos das potências p e p 0 sendo depois divididos pelo número de valores existentes no somatório. Rede Elétrica a b c N 0 p ~ q p~ 0 0 Carga 0 0 Filtro Ativo Paralelo Figura 2.8 Componentes da teoria p-q com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede [1]. Com os valores contínuos separados dos valores alternados, somam-se todas as potências que se deseja compensar. As equações (2.8) e (2.9) mostram as potências que resultam. (2.8) (2.9) O p reg consiste na potência associada ao elemento armazenador de energia. Este valor deve ser ajustado utilizando, por exemplo um controlador PI, para que a tensão, se for um condensador, ou a corrente, se for uma indutância, se mantenha constante. Como se deseja compensar toda a potência imaginária q, esta não sofre nenhuma manipulação para o cálculo das correntes de compensação. Com os valores das potências de compensação calculados é necessário obter os valores das correntes de compensação. Para isso usam-se as equações (2.10) e (2.11). [ ] [ ] [ ] (2.10) (2.11) Com os valores das correntes de compensação calculados é necessário converter de coordenadas α-β-0 para coordenadas A-B-C usando a equação (2.12). 24

50 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência [ ] [ ] (2.12) Onde M -1 corresponde à inversa de Clarke definida pela equação (2.13). [ ] (2.13) 2.5. Técnicas de Comutação As técnicas de comutação têm como função sintetizarem, na saída, os valores recebidos do sinal de controlo. Nesta secção da Dissertação são abordadas algumas das técnicas existentes, bem como as suas vantagens e desvantagens Periodic Sampling Esta técnica de comutação não tem relação com a frequência de amostragem de um conversor analógico-digital. A única semelhança é que é analisada a entrada a uma frequência fixa. Para uma melhor compreensão desta técnica pode ver-se o diagrama de blocos apresentado na Figura 2.9 [28]. Referência Entrada + - Relógio D SET CLR Q Q Saída Superior Saída Inferior Figura Diagrama de blocos da técnica de comutação periodic sampling. O valor de referência é comparado com o valor que se encontra atualmente na saída. A saída do comparador encontra-se em valor alto se o valor medido for superior ao valor de referência. A saída fica com valor baixo se o valor medido for inferior ao valor de referência. A jusante do comparador tem-se um flip-flop do tipo D. Este, quando recebe um impulso de relógio, coloca na saída Q* o valor que tem na entrada D. Já o valor em é o inverso do valor em Q. Na Tabela 2.5 podem ver-se os estados possíveis. Os valores em Q* e * correspondem aos valores do estado seguinte. 25

51 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Esta técnica de comutação é simples de implementar e de rápida afinação mas existem problemas que advêm da sua utilização. Frequência de comutação da saída não constante é uma das desvantagens. Apenas se define a frequência de relógio, sendo a frequência de saída dependente das oscilações no comparador. Isto faz com que seja difícil sintonizar os filtros passivos para atenuação da frequência de comutação. Tabela Estados do Flip-Flop D. D Q Q* * Comutação por Largura de Banda Fixa Este tipo de comutação usa módulos comparadores em semelhança com a topologia periodic sampling. A grande diferença é que existe uma margem de histerese para a troca de estado [29]. Comutação por largura de banda é de fácil implementação e robusta. Se o sinal de referência mais a banda de histerese for inferior sinal do braço é ativado o elemento comutador inferior. Já quando o sinal de referência menos a banda de histerese for superior ao sinal do braço é ativado o elemento comutador superior. A Figura 2.10 mostra o diagrama de blocos referente à comutação por largura de banda. Referência Entrada + - Saída Superior Saída Inferior Figura Diagrama de blocos da comutação por largura de banda fixa. Uma das desvantagens da comutação de banda fixa é a frequência de comutação que não é constante. Como para a comutação periodic sampling esta desvantagem torna difícil o dimensionamento de filtros passivos para atenuar a frequência de comutação Comutação por Largura de Banda Adaptativa Este tipo de comutação usa um algoritmo para adaptar a banda de histerese aplicada. Com isso é possível manter uma frequência de comutação constante, por 26

52 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência exemplo aumentando a banda de histerese nas passagens por zero e diminuindo a banda nos pontos de inflexão [30], [31]. A Figura 2.11 mostra um diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa. Referência Entrada Adaptador da Banda de Histerese + - Saída Superior Saída Inferior Figura Diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa. banda [32]. O sinal para o adaptador da banda de histerese advém de um estimador de Comutação por Largura de Pulso Esta técnica de comutação, também designada de PWM é largamente utilizada na indústria nas mais diversas aplicações. Variando o duty-cycle do sinal de comutação é possível sintetizar a onda de referência. A Figura 2.12 mostra o diagrama de blocos da implementação desta técnica de comutação [28]. Referência Entrada kp ki Controlador PI Relógio + - Saída Superior Saída Inferior Figura Diagrama de blocos da comutação por largura de pulso [3]. Como pode ser visto na Figura 2.12 o valor de referência é subtraído ao valor atual na saída do inversor. O resultado passa por um controlador (tipicamente um PI) e a saída é comparada com uma portadora triangular. A saída do comparador altera-se consoante o valor de saída do controlador é maior ou menor que o valor de saída da portadora. Um dos maiores problemas na implementação desta técnica de comutação reside nos ajustes dos ganhos do controlador pois a resposta deste varia consoante os ganhos tanto do proporcional como do integral. O ajuste é particularmente difícil para o filtro ativo pois as ondas que este sintetiza não são sinusoidais e variam rapidamente, tanto em forma como em amplitude. 27

53 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Space Vector PWM Esta técnica é uma variação da técnica PWM que utiliza uma aproximação vetorial para o cálculo dos tempos de comutação. Embora de implementação mais complexa tem como vantagens uma melhor utilização do barramento DC, uma maior eficiência e menores perdas de comutação pois é controlada a forma como os elementos comutadores sintetizam o sinal de referência [33]. A Tabela 2.6 utiliza a Tabela 2.1 como base, considerando que a cada combinação de comutações correspondem a um vetor e a um estado. Tabela Combinações dos braços do VSI trifásico com o estado e vetor correspondentes. S 1 S 2 S 3 S 4 S 5 S 6 Estado Vetor ON OFF OFF ON OFF ON 100 v 1 ON OFF ON OFF OFF ON 110 v 2 OFF ON ON OFF OFF ON 010 v 3 OFF ON ON OFF ON OFF 011 v 4 OFF ON OFF ON ON OFF 001 v 5 ON OFF OFF ON ON OFF 101 v 6 ON OFF ON OFF ON OFF 111 v 7 OFF ON OFF ON OFF ON 000 v 0 Analisando a Tabela 2.6 é possível verificar que existem 8 vetores no total, sendo que 6 deles são ativos e 2 deles nulos. Os 6 vetores ativos formam um hexágono com um desfasamento entre eles de 60º. A área definida entre dois vetores ativos designa-se por setor. A Figura 2.13 mostra a representação vetorial com todos os vetores e os setores definidos. Na figura, a tracejado, pode ver-se a tensão máxima de saída do inversor. Já a área circular representa o valor máximo do barramento DC. Figura Diagrama fasorial com os vetores de comutação e definição dos setores. 28

54 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Uma das considerações que advém da utilização de um inversor com três braços é expressa pela equação (2.14) (2.14) Analisando a equação (2.14) apenas existem duas variáveis independentes pois a terceira variável é igual ao somatório das outras duas. Assim sendo é possível implementar qualquer vetor para este inversor num espaço bidimensional. A comutação por Space Vector pode ser implementada em coordenadas A-B-C ou em α-β-0. Num filtro ativo que utiliza a teoria p-q é mais simples utilizar α-β-0 pois os valores de compensação são calculados em α-β-0 e assim poupa-se processamento em conversões. Na Figura 2.13 pode ver-se um vetor v ref que se encontra no Setor 1. A sua sintetização é possível usando a equação (2.15). (2.15) Onde t 1, t 2 e t 0 correspondem aos tempos que o inversor fica em cada estado num período de comutação. Obtendo-se então a equação (2.16) (2.16) A maneira como os tempos são utilizados nos elementos comutadores varia consoante a sequência de comutação escolhida. Esta sequência pode ter como funcionalidade reduzir a THD, reduzir o número de comutações por ciclo ou o número de estados por ciclo. De seguida serão analisadas algumas sequências de comutação e as suas características. As sequências de comutação podem ser divididas no tipo de portadora utilizada. As sequências que usam uma portadora triangular e as sequências que usam uma portadora dente de serra [9]. Para uma portadora dente de serra usa-se a sequência direta simples. Para uma portadora triangular pode usar-se direta inversa Space Vector Modulation. Esta pode dividir-se no caso que utiliza um vetor nulo ou dois vetores nulos num período de comutação. Outra sequência possível para uma portadora triangular é a Simetrical Generated. Com esta sequência os inversores passam do vetor nulo inferior para o vetor nulo superior e voltando para o nulo inferior no mesmo período de comutação. Da Figura 2.14 à Figura 2.17 podem ver-se as sequências de comutação abordadas. A Tabela 2.7 mostra as características de cada uma das sequências de comutação apresentadas em termos de número de comutações, THD e número de estados por ciclo. 29

55 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Va S1 S3 S5 t0/2 t1 t2 t0/2 Ts Figura Sequência de comutação direta inversa com dois vetores nulos por período de comutação (DIH) [9]. Ts Va S1 S3 S5 t1 t2 t0 Ts Figura Sequência de comutação direta inversa com vetor nulo por período de comutação (DIO) [9]. Ts Va S1 S3 S5 t0/2 t1 t2 t0/2 Ts Figura Sequência de comutação direta simples SVM (SDSVM) [9]. Ts Va S1 S3 S5 t0/4 t1/2 t2/2 t0/2 t2/2 t1/2 t0/4 Ts Figura Sequência de comutação simetrical generated SVM (SGSVM) [9]. Ts 30

56 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tabela Características das sequências de comutação [9]. Sequência de Número de Comutação Comutações THD Número de estados DIH 3 4 DIO 3 3 SDSVM 6 4 SGSVM 6 Menor 7 A sequência de comutação escolhida foi a SGSVM pois é a que apresenta uma THD menor, um dos parâmetros mais importantes para um filtro ativo. Os seguintes subitens explicam a forma de aplicar a técnica de comutação Space Vector a inversores trifásico sem neutro, com neutro a três braços e com neutro a quatro braços [34] Sistema Trifásico Sem Neutro Neste sistema foram utilizados três braços do inversor pois, com a ausência de neutro, o quarto braço não é necessário. A Figura 2.18 mostra o inversor implementado na simulação. Quanto à técnica de comutação para determinar o setor foi utilizado o algoritmo da Figura Figura Inversor trifásico sem neutro implementado em simulação. Início Obtenção dos valores de Iα e Iβ Sim Iβ > 0? Sim Iα Iβ > 0? Não Iβ > 0? Não Não Sim Iα 3 Iβ? Iα 3 Iβ? Iα 3 Iβ? Iα 3 Iβ? Sim Não Sim Não Sim Não Sim Não S1 S2 S4 S5 S3 S2 S6 S5 Figura Algoritmo para determinação do setor em que se localiza o vetor de corrente a produzir [26]. 31

57 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência A primeira condição verifica se a multiplicação da componente em α-β é positiva ou negativa. Se positiva indica que o vetor pertence ou ao primeiro ou ao terceiro quadrante. Se negativa indica que pertence ou ao segundo ou ao quarto quadrante. A segunda condição verifica se o valor em β é positivo ou negativo. Isto serve para saber se o vetor se encontra na parte superior do plano α-β ou na parte inferior do plano. A última condição verifica se o vetor tem um ângulo superior ou inferior a 60º. Como os setores são separados entre si por ângulos de 60º com a última condição é possível obter o setor onde o vetor está inserido. No cálculo dos tempos referentes a cada setor foi utilizada a topologia proposta em [9]. O valor máximo que o vetor pode ter é de V DC. Para o cálculo dos tempos usa-se um sistema de duas equações a duas incógnitas (t 1 e t 2 ), que deriva da equação (2.17): (2.17) Separando a parte real da parte imaginária para o setor 1 tem-se expressões apresentadas nas equações (2.18) e (2.19): (2.18) (2.19) Tendo em consideração que e que e resolvendo em ordem a t 1 e t 2 tem-se as equações (2.20) e (2.21): ( ) (2.20) (2.21) Os cálculos para os restantes setores utilizam um raciocínio semelhante ao anterior. Da equação (2.22) à (2.41) pode ver-se os cálculos para as restantes combinações de comutações para os vetores ativos. Setor 2: (2.22) (2.23) ( ) (2.24) 32

58 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência (2.25) Setor 3: (2.26) (2.27) ( ) (2.28) Setor 4: (2.29) (2.30) (2.31) ( ) (2.32) (2.33) Setor 5: (2.34) (2.35) ( ) (2.36) Setor 6: (2.37) (2.38) (2.39) ( ) (2.40) 33

59 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência (2.41) Os valores V x e V y correspondem ao erro em α e ao erro em β, respetivamente. Com os tempos para cada setor calculados é necessário escolher a sequência de comutação a utilizar. A sequência de comutação escolhida foi a SGSVM (Figura 2.17) pois tem como principal característica o baixo valor de THD dos sinais produzidos. Nesta sequência para calcular o tempo no vetor nulo usa-se a equação (2.42). (2.42) Após o cálculo do tempo no vetor nulo é preciso distribuir os tempos e escolher a ordem de comutação dos braços a aplicar. Para os setores 1, 3 e 5 o vetor associado ao tempo t 1 é utilizado primeiro que o vetor associado ao tempo t 2. No setor 1, por exemplo, o vetor (100) é utilizado depois do vetor nulo e antes do vetor (110) pois, para o implementar, apenas um braço comuta de estado. Para os setores 2, 4 e 6 o raciocínio é o inverso, ou seja, o tempo t 2 é aplicado primeiro que o tempo t Sistema Trifásico com Neutro e Inversor a Três Braços Com um inversor com neutro a três braços, o neutro é conectado ao ponto médio do barramento DC. É necessário garantir que esse potencial permanece igualmente distribuído, tanto na parte superior do inversor como na parte inferior. O inversor trifásico fica da forma exemplificada na Figura 2.20 [35]. Figura Inversor trifásico com neutro a três braços. Como numa ligação com neutro a equação (2.14) já não se aplica, o espaço reservado ao vetor não é restrito a duas coordenadas no plano α-β-0 mas sim a três. A Tabela 2.8 mostra as combinações possíveis dos elementos comutadores com as tensões associadas em coordenadas A-B-C e em coordenadas α-β-0, bem como o vetor correspondente. A Figura 2.21 mostra a área referente ao inversor trifásico com neutro a três braços, em coordenadas α-β-0, bem como a disposição dos vetores ativos e nulos no plano. 34

60 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tabela Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 3 braços, tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor. S1 S3 S5 Va Vb Vc Vα Vβ V0 Vetor v v v 2 v v v 5 v v 7 Figura Espaço vetorial para um inversor trifásico com neutro a três braços [34]. Para o cálculo dos tempos em cada configuração de braços é primeiro necessário identificar o tetraedro referente ao vetor. Para isso, usam-se as equações (2.43), (2.44) e (2.45) [36]. (2.43) (2.44) (2.45) Depois do cálculo dos valores anteriores é verificado o sinal das variáveis. Se o valor for superior a zero uma variável auxiliar toma o valor de 1. Se o valor for inferior a zero a variável toma o valor de 0. Com isso, usa-se a equação (2.46) para saber o tetraedro. 35

61 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência (2.46) Sendo N1 a variável auxiliar referente a k 1, N2 a variável referente a k 2 e N3 a variável referente a k 3. A Tabela 2.9 relaciona o valor de N com o tetraedro referente. Tabela Valor de N associado ao tetraedro equivalente [37]. N Tetraedro Com o tetraedro definido é necessário calcular os tempos em cada vetor. A maior diferença desta configuração para a configuração de inversor sem neutro é que os vetores nulos são diferentes. Deste modo, o tempo no vetor nulo v 0 pode ser diferente do tempo no vetor nulo v 7. Em suma, é necessário calcular 4 tempos, sendo que dois deles são referentes aos vetores ativos, um para o tempo no vetor nulo v 0 e outro para o vetor nulo v 7. Para o tetraedro 1 o cálculo dos tempos é feito usando a equação (2.47) [35]. [ ] [ ] [ ] (2.47) Substituindo os valores dos vetores pelos apresentados na Tabela 2.8 a equação (2.47) fica como a equação (2.48). [ ] [ ] (2.48) [ ] Calculando a inversa a matriz dos vetores, tem-se a equação (2.49). [ ] [ ] (2.49) [ ] 36

62 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Para os restantes tetraedros o raciocínio mantem-se, alterando apenas a matriz dos vetores, como é mostrado da equação (2.50) à equação (2.54). Tetraedro 2: (2.50) [ ] [ ] Tetraedro 3: (2.51) [ ] [ ] Tetraedro 4: (2.52) [ ] [ ] Tetraedro 5: (2.53) [ ] [ ] Tetraedro 6: (2.54) [ ] [ ] 37

63 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Com os tempos calculados é necessário definir a ordem dos vetores. Para o tetraedro 1 a comutação dos braços é exemplificada nas equações (2.55), (2.56) e (2.57). (2.55) (2.56) (2.57) Para os restantes tetraedros usa-se a combinação presente na Tabela Nesta tabela é apresentada a ordem de comutação dos braços do inversor e a ordem dos tempos calculados, para apenas um braço do inversor comutar de cada vez. Tabela Relação entre o tetraedro atual e a ordem de comutação tanto do braço como do tempo [37]. Tetraedro Ordem (braço) Ordem (Tempo) 1 A-B-C t 0 -t 1 -t 2 -t 7 2 B-A-C t 0 -t 2 -t 1 -t 7 3 B-C-A t 0 -t 1 -t 2 -t 7 4 C-B-A t 0 -t 2 -t 1 -t 7 5 C-A-B t 0 -t 1 -t 2 -t 7 6 A-C-B t 0 -t 2 -t 1 -t Sistema Trifásico com Neutro e Inversor a Quatro Braços Num sistema trifásico com neutro a quatro braços no inversor o neutro passa a ter um braço de elementos comutadores, sendo possível controlar a corrente injetada no neutro. A Figura 2.22 apresenta o inversor trifásico a quatro braços semelhante ao utilizado no protótipo laboratorial [33]. Figura Inversor trifásico com neutro e 4 braços. Devido à utilização de mais um braço de IGBTs nesta configuração, o número de combinações possíveis passa de 8 para 16. A Tabela 2.11 apresenta as combinações possíveis dos elementos comutadores bem como o valor de tensão correspondente no sistema de coordenadas A-B-C e α-β-0. 38

64 v5 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tabela Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 4 braços, tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor [33]. S1 S3 S5 S7 Va Vb Vc Vα Vβ V0 Vetor v v 1 v 2 v 3 v 4 v 5 v v v v 9 v 10 v 11 v 12 v v v 15 Com a definição dos vetores existentes nesta configuração de inversor, é necessário estudar a localização dos vetores no espaço, bem como a área aplicada a cada conjunto de combinações possíveis. A Figura 2.23 mostra a localização dos vetores num gráfico no espaço A-B-C. c a v15 v7 v6 v0 v4 b v3 v2 v1 v14 v12 v13 v10 v9 v11 v8 Figura Localização dos vetores no espaço A-B-C [26]. 39

65 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Convertendo para coordenadas α-β-0 a área e a localização dos vetores é alterada. A Figura 2.24 mostra a localização dos vetores no espaço α-β-0. 0 Vdc 1 β 2/3 1/3 0-1/3-2/3 v4 v12 v3 v5 v15 v0 v8 v11 v13 v7 v2 v6 v14 v9 v1 α -1 Figura Localização dos vetores no espaço α-β-0 [26]. Os valores de saída do controlador e os valores sintetizados do inversor são subtraídos para obtenção do erro, passando posteriormente por um controlador PI. O valor de saída do controlador PI é utilizado para calcular o prisma no qual o vetor de referência se insere. Para isso usam-se as equações utilizadas no Space Vector para um inversor a quatro fios com três braços, mais precisamente (2.43), (2.44) e (2.45). Para o cálculo do tetraedro em que o vetor se insere é necessário utilizar a equação (2.58) [26]. (2.58) Onde: N valor referente à equação (2.46) Valor resultante da condição seguinte: o Se erro > 0 v = 1 o Se erro < 0 v = 0 j valor referente à fase em utilização, ou seja: o 1 Para fase A o 2 Para fase B o 3 Para fase C 40

66 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Para utilizar a expressão anterior é necessário converter o valor de saída do controlador PI de coordenadas α-β-0 para A-B-C. A matriz de conversão pode ser vista na equação (2.3). A Tabela 2.12 sumariza os resultados possíveis tanto de N como de J bem como o tetraedro atual, o prisma onde o tetraedro se insere e os vetores a ele associados. Utilizando esta tabela é possível saber, a partir do prisma e do tetraedro atuais, que vetores ativos utilizar. Tabela Relação entre os valores de J, N para determinação do prisma e do tetraedro resultando nos vetores a utilizar [33]. J N Prisma Tetraedro Vetores a utilizar v 1 v 9 v v 1 v 2 v v 8 v 9 v v 1 v 2 v v 3 v 2 v v 3 v 11 v v 8 v 11 v v 3 v 2 v v 3 v 11 v v 3 v 4 v v 8 v 11 v v 3 v 4 v v 5 v 4 v v 5 v 13 v v 8 v 13 v v 5 v 4 v v 5 v 13 v v 5 v 6 v v 8 v 13 v v 5 v 6 v v 1 v 6 v v 1 v 9 v v 1 v 6 v v 8 v 9 v 14 Com base em [33], é possível calcular o tempo de cada vetor ativo usando a equação (2.59). [ ] [ ] [ ] (2.59) Para determinar os tempos dos vetores ativos é necessário calcular a matriz inversa dos vetores. Para o tetraedro 1 a matriz é apresentada na equação (2.60). 41

67 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência (2.60) [ ] [ ] Para os restantes tetraedros usa-se um raciocínio semelhante ao utilizado para o tetraedro 1, como se pode verificar da equação (2.61) à equação (2.83). Tetraedro 2: (2.61) [ ] [ ] Tetraedro 3 (2.62) [ ] [ ] Tetraedro 4: (2.63) [ ] [ ] Tetraedro 5: (2.64) [ ] [ ] 42

68 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tetraedro 6: [ ] (2.65) [ ] Tetraedro 7: [ ] (2.66) [ ] Tetraedro 8: (2.67) [ ] [ ] Tetraedro 9: (2.68) [ ] [ ] Tetraedro 10: (2.69) [ ] [ ] 43

69 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tetraedro 11: (2.70) [ ] [ ] Tetraedro 12: (2.71) [ ] Tetraedro 13: [ ] (2.72) [ ] [ ] Tetraedro 14: [ ] (2.73) [ ] Tetraedro 15: (2.74) [ ] [ ] 44

70 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tetraedro 16: (2.75) [ ] [ ] Tetraedro 17 [ ] [ ] (2.76) Tetraedro 18: [ ] [ ] (2.77) Tetraedro 19: [ ] [ ] (2.78) Tetraedro 20: [ ] [ ] (2.79) 45

71 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência Tetraedro 21: (2.80) [ ] [ ] Tetraedro 22: (2.81) [ ] [ ] Tetraedro 23: [ ] [ ] (2.82) Tetraedro 24: (2.83) [ ] [ ] Para calcular o tempo nos vetores nulos usa-se a equação (2.84). (2.84) Após o cálculo dos tempos é necessário definir a ordem de comutação. Como a sequência de comutação é a SGSVM utilizam-se os dois vetores nulos. No tetraedro 1 as equações (2.85), (2.86), (2.87) e (2.88) apresentam a ordem a utilizar. (2.85) (2.86) 46

72 Capítulo 2 Técnicas de Comutação para Conversor de Potência (2.87) (2.88) Para os restantes tetraedros a ordem dos vetores é apresentada pela Tabela 2.13, garantindo que a cada troca de vetor apenas um braço comuta de estado. Tabela Relação entre tetraedro com a ordem dos braços a atuar [33]. Tetraedro Ordem dos Braços do Inversor Tetraedro Ordem dos Braços do Inversor 1 A-N-B-C 13 N-A-B-C 2 A-B-N-C 14 A-B-C-N 3 B-A-N-C 15 N-B-A-C 4 B-N-A-C 16 B-A-C-N 5 B-N-C-A 17 N-B-C-A 6 B-C-N-A 18 B-C-A-N 7 C-B-N-A 19 N-C-B-A 8 C-N-B-A 20 C-B-A-N 9 C-N-A-B 21 N-C-A-B 10 C-A-N-B 22 C-A-B-N 11 A-C-N-B 23 A-C-B-N 12 A-N-C-B 24 N-A-C-B De salientar que, para os vetores nulos é necessária a divisão do tempo t0 por dois. Devido à utilização da sequência de comutação SGSVM todos os tempos (para vetores ativos e para vetores nulos), são divididos por dois. Para uma melhor compreensão a Figura 2.17 ilustra o processo de divisão dos tempos Conclusão Neste Capítulo foram abordadas as técnicas de comutação para conversores de potência. Os filtros ativos série apresentam-se como uma solução viável para mitigação de problemas de qualidade de energia relacionados com a tensão e os filtros ativos paralelos para problemas de corrente. Os inversores de potência do tipo VSI e CSI foram apresentados, salientando as vantagens dos inversores VSI. O controlo facilitado e o baixo custo do elemento armazenador de energia são as principais características dos inversores do tipo VSI. A técnica de controlo designada por teoria p-q é explicada, bem como as vantagens da sua utilização num filtro ativo. A técnica de comutação periodic sampling é utilizada pela sua simplicidade de implementação e sua robustez. A técnica de comutação PWM por ter uma frequência de comutação fixa, vantagem que ajuda no dimensionamento de filtros passivos e de ser de rápida implementação, embora de ajuste de ganhos complexo. A técnica de comutação SVPWM é utilizada pois apresenta um valor de THD% inferior às outras técnicas, parâmetro relevante num filtro ativo. 47

73

74 CAPÍTULO 3 Simulações das Técnicas de Comutação 3.1. Introdução Neste capítulo são abordadas as simulações das diversas técnicas de comutação explicadas anteriormente para um filtro ativo paralelo. As simulações foram implementadas usando o software PSIM 9.0 da Powersim [38]. Neste capítulo são também explicadas algumas opções tomadas, tanto na parte de controlo como na parte de potência, para construir um modelo o mais real possível. Isto para que a passagem das simulações para a implementação experimental do filtro ativo seja realizada com o mínimo de alterações possíveis. Nas simulações, as técnicas de comutação do filtro ativo foram testadas com cargas desequilibradas, com harmónicos e com desfasamentos. Em todos os testes o valor de THD% é utilizado como elo de comparação entre as técnicas Filtro Ativo Paralelo O filtro ativo paralelo implementado na simulação utiliza uma linha de distribuição trifásica com uma tensão fase neutro de 60 V pois na implementação experimental o filtro é ligado na saída de três transformadores monofásicos de 230 V / 60 V. A ligação de transformadores na entrada deve-se principalmente a questões de segurança. Como impedância de linha foram usados os valores de 20 mω para a componente resistiva e de 70 µh para a componente indutiva). A Figura 3.1, tirada do ambiente de simulação, mostra as características descritas. Nesta figura os elementos com a letra A dentro de um círculo são amperímetros que servem para medir a corrente nas linhas. Já os elementos com a letra V dentro de um círculo são voltímetros que medem as tensões fase neutro para posterior análise. Já os elementos com legendas são labels (pontos de ligação), utilizados para uma maior simplicidade na representação dos circuitos implementados. 49

75 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação Figura Implementação em simulação da rede de distribuição e sensores de medida. A Figura 3.2 mostra a implementação em simulação de um inversor de tensão com quatro braços com uma bobine de acoplamento e um filtro RC para a frequência de comutação. Figura Inversor trifásico a quatro braços implementado em simulação. Outro circuito realizado em simulação designa-se por tempo-morto para ser utilizado pelos elementos comutadores. Este circuito não permite fechar simultaneamente os elementos comutadores do mesmo braço. Se esta condição fosse permitida, o braço fazia curto-circuito ao elemento armazenador de energia do barramento DC, levando à destruição dos elementos comutadores. A Figura 3.3 mostra a implementação deste circuito em simulação. Quando o controlador envia o sinal para comutar o braço, o elemento comutador que passa do nível alto para o nível baixo recebe o sinal sem atraso mas o comutador que passa do nível baixo para o nível alto recebe o sinal com um ligeiro atraso designado de tempo-morto. O tempo é dado pela constante de tempo RC e calculado segundo as equações (3.1) e (3.2) [39]. (3.1) (3.2) 50

76 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação Figura Esquema de implementação do circuito de tempo-morto para os comutadores de um dos braços do inversor. simulação. A Figura 3.4 mostra o resultado da inserção do circuito de tempo-morto na IGBT superior IGBT superior com tempo-morto (a) Time (s) IGBT inferior IGBT inferior com tempo-morto Tempo (s) (b) Tempo Time (s) Figura Resultado da implementação em simulação do circuito de tempo-morto (a) IGBT superior (b) IGBT inferior. 51

77 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação A linha cinzenta indica o sinal de controlo para o inversor do braço A. O sinal a preto é o sinal que vai para o inversor depois do tempo-morto. Como se pode ver na imagem quando o controlador manda inverter o sinal do inversor superior do braço A o elemento comutador de baixo passa imediatamente para o nível baixo mas o comutador superior espera o tempo de tempo-morto, neste caso 4 µs, para passar do nível baixo para o nível alto. Para testar o filtro ativo paralelo foi utilizado um conjunto de cargas. Para ligar ou desligar as cargas foi utilizado um interruptor controlado por um bloco programado em linguagem C. Isto para testar a resposta do filtro ativo em regime permanente e a resposta em regime transitório. A Figura 3.5 apresenta as cargas utilizadas, bem como um bloco em C para controlar a sua entrada em funcionamento. Figura Cargas utilizadas para testar o filtro ativo paralelo. As primeiras três cargas (LD1, LD2 e LD3) são do tipo RL, simulando lâmpadas fluorescentes com balastro. Os valores dos elementos R e L podem ser alterados para testar desequilíbrios na carga e desfasamentos. Já as cargas LD4, LD5, LD6 são compostas por uma bobine para diminuir as variações bruscas de corrente, um retificador monofásico a díodos, uma resistência e um condensador. O valor da resistência acoplada ao retificador pode ser alterado para provocar desequilíbrios. A carga LD7 representa um retificador trifásico com uma resistência a jusante para, em conjunto com os retificadores monofásicos, criar harmónicos na corrente. Com estas cargas é possível simular grande parte das perturbações e problemas relacionados com as correntes elétricas. 52

78 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação Quanto ao sistema de controlo a teoria p-q é comum para todas as técnicas de comutação por isso todos os cálculos relacionados com esta teoria foram implementados num bloco C. Na saída do bloco têm-se os valores das correntes de compensação que a técnica de comutação deve sintetizar no inversor fonte de tensão. A Figura 3.6 mostra o bloco C da teoria p-q com todas as entradas necessárias para o controlador bem como as quatro saídas referentes às correntes de compensação Figura Implementação da teoria p-q num bloco codificado em linguagem C. O bloco com a designação ZOH funciona como um sample and hold que faz com que o código no bloco C execute a uma frequência definida por este bloco. Como entradas para a teoria p-q tem-se as correntes na carga, as tensões entre fase e neutro e a tensão no barramento DC. Os cálculos referentes à teoria p-q podem ser vistos na secção Comutação Periodic Sampling O bloco C referente a esta técnica de comutação tem como entradas as correntes de compensação calculadas pela teoria p-q, as correntes atualmente produzidas pelo inversor e as saídas são os sinais para as gates comutadores do inversor. A Figura 3.7 mostra o bloco C com as suas entradas e saídas. Figura Bloco C com a técnica de comutação periodic sampling. 53

79 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação Dentro deste bloco C é comparada a saída do controlador com a corrente atual no inversor à frequência de comutação máxima, neste caso 15 khz. Se o sinal do controlador for maior que o da corrente no braço equivalente, o elemento comutador superior do braço passa para o estado alto e o elemento comutador inferior passa para estado baixo. Se o sinal do controlador for menor que o da corrente no braço equivalente, o elemento comutador superior do braço passa para o estado baixo e o elemento comutador inferior passa para estado alto Comutação por PWM Na simulação desta técnica de comutação o bloco de C que a implementa é ligeiramente diferente da anterior. Esta técnica necessita das entradas da técnica periodic sampling mas também das tensões fase neutro. Quanto à saída do bloco da técnica de comutação é utilizado um comparador com uma onda triangular na entrada inversora. No design da técnica de comutação, depois do cálculo do erro é inserido um limite superior e inferior no erro integral para evitar saturação da parte integral. Depois do cálculo do controlador PI da comutação por largura de impulso é inserido um limite superior e inferior à saída, para obrigar o PWM a comutar em todos os períodos. Isso permite ter uma frequência de comutação constante no inversor. A Figura 3.8 mostra o bloco C da modulação por largura de impulso, bem como todos os seus elementos constituintes. Figura Bloco C com a implementação da técnica de comutação PWM. Na saída do bloco C é utilizada uma portadora triangular na qual é comparada com o sinal de PWM da comutação. As saídas são então comutadas consoante o valor de referência é inferior ou superior à portadora. 54

80 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação 3.5. Comutação Space Vector Devido à complexidade da técnica de comutação Space Vector, o bloco C com a sua codificação tem um número superior de entradas e saídas. O bloco C com a codificação da teoria p-q foi alterado para ter na saída os valores de compensação no plano α-β-0. Na prática isto implica uma redução do tempo de execução do código pois é poupado o tempo de conversão dos valores de compensação, de coordenadas α-β-0 para A-B-C. A última entrada do bloco C funciona como um enable à técnica de comutação para testar a sua resposta em regime transitório. No que diz respeito às saídas estas são semelhantes às utilizadas na técnica de comutação PWM mas com algumas adições em voltímetros. Os voltímetros implementados permitem visualizar os valores de compensação da teoria p-q no plano A-B-C, as variáveis referentes ao prisma e ao tetraedro bem como o valor atual nos tempos t 0, t 1, t 2 e t 3. Na Figura 3.9 é possível visualizar o bloco C com a codificação da técnica de comutação SVPWM, as suas entradas e saídas, bem como a portadora triangular de frequência 15 khz. Figura Bloco C com a implementação da técnica de comutação SVPWM Resultados de Simulação Neste item são analisados os resultados de simulação das técnicas de comutação para o filtro ativo paralelo. Primeiro foi testado o comportamento das técnicas de comutação a carga com consumo de corrente com harmónicos. Depois foi analisado o 55

81 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação desempenho das técnicas de comutação, para uma carga desequilibrada. Em todos os testes foram registados e comparados os valores de THD% de corrente Retificador Monofásico com Carga RC No primeiro teste em simulação tem-se a carga da Figura Figura Carga monofásica - retificador a díodos com carga RC. Esta carga foi aplicada nas três fases para testar a compensação do filtro ativo a uma carga não linear. A bobine limita o di/dt da corrente na carga. As imagens seguintes mostram o espectro harmónico (Figura 3.11 (a)) e o espectro harmónico em % (Figura 3.11 (b)) da forma de onda da corrente na fase A com o filtro desligado. É possível verificar que o terceiro harmónico é elevado, sendo que o somatório deste harmónico, nas três fases, aparece no neutro. Com um terceiro harmónico elevado é possível que a corrente de neutro seja superior à corrente nas fases e, se precauções não forem tomadas, pode levar ao sobreaquecimento do condutor de neutro. Nos restantes resultados obtidos pelas simulações das técnicas de comutação apenas será apresentado o espectro harmónico e a THD em percentagem da corrente. 12 A THD = 6,1 A 100% 60% THD% = 51,6% 10 A 50% 8 A 40% 6 A 30% 4 A 20% 2 A 10% 0 A 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz (a) (b) Figura Espectro harmónico (a) e espectro harmónico em % (b) da corrente no retificador monofásico a díodos com carga RC sem filtro ativo. A Figura 3.12 mostra as formas de onda da tensão na carga (a preto), da corrente na carga (a vermelho) e da corrente na fonte (a azul) na fase A, para a técnica de comutação periodic sampling. As correntes da figura apresentam um fator multiplicativo para melhor visualização (neste caso o fator multiplicativo é de 3). Numa análise à imagem é possível ver ruído na forma de onda da tensão e da corrente. O ruído na tensão é devido à frequência de comutação que, como não é constante, afeta a forma 56

82 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação de onda da tensão. Na corrente, para além do ruído da frequência de comutação, também estão presentes outras perturbações. Estas perturbações devem-se ao elevado di/dt na corrente de compensação que será abordado mais à frente. 100 Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A) Tempo Time (s) Figura Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com periodic sampling. A Figura 3.13 mostra a tensão no barramento DC durante o funcionamento do filtro ativo com a técnica de comutação periodic sampling. A referência de tensão para o barramento DC é de 200 V. A referência deve ser escolhida de modo que o seu valor seja superior ao valor da tensão de pico entre duas fases. Como pode ser visto na Figura 3.13 a tensão mantem-se estável próxima dos 200 V com pequenas oscilações, devido à corrente que o barramento DC tem que fornecer e absorver. Vdc (V) Time (s) Tempo (s) Figura Tensão no barramento DC com periodic sampling. A Figura 3.14 apresenta a corrente de compensação calculada pela teoria p-q bem como a corrente produzida pelo inversor. Como pode ser visto na Figura 3.14 o valor da corrente injetada pelo inversor (a vermelho) coincide com o valor de referência (a preto). Quando existe uma mudança no sinal de di/dt a corrente produzida não acompanha perfeitamente a referência. Nas correntes apresentadas na Figura 3.12 é possível visualizar algumas destas perturbações. 57

83 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação 15 Iinj (A) Iref (A) Tempo Time (s) Figura Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com periodic sampling. A Figura 3.15 mostra espectro harmónico e a THD% da corrente na fonte, com o filtro ativo ligado e a utilizar a técnica de comutação periodic sampling. Analisando a figura é possível verificar que os harmónicos foram reduzidos consideravelmente comparando com o consumo de corrente da carga sem o filtro ativo, dando especial relevo ao terceiro harmónico que passou de aproximadamente 48% para 2,5%. 100% 5% THD% = 3,5% 4% 3% 2% 1% 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação periodic sampling. A Figura 3.16 mostra a tensão na fonte, a corrente na fonte e corrente na carga com a técnica de comutação PWM, com uma frequência de comutação de 15 khz. Comparando a Figura 3.16 com a Figura 3.12 pode ver-se que a forma de onda da tensão tem um valor de ruído menor, pois ao contrário do que acontece no periodic sampling, a frequência de comutação com a técnica PWM é constante. Já no sinal de corrente da fonte pode ver-se a interferência que também aparece na Figura A Figura 3.17 mostra a corrente de referência calculada pela teoria p-q e a injetada pelo inversor. 58

84 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação 100 Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A) Time (s) Tempo (s) Figura Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com PWM. 15 Iinj (A) Iref (A) Time (s) Tempo (s) Figura Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com PWM. Em comparação com a Figura 3.14 pode ver-se que com o PWM a corrente no inversor acompanha a referência, como com a técnica periodic sampling. Isto deve-se a um ajuste cuidado dos valores dos ganhos do controlador PI. Já a tensão no barramento DC mantém-se próximo do valor de referência (200 V) em semelhança com o que acontecia com o periodic sampling, como pode ser visto na Figura Vdc S1.Vcc (V) Tempo Time (s) Figura Tensão no barramento DC com PWM. 59

85 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação A Figura 3.19 apresenta o espetro harmónico e a THD% da corrente na fonte utilizando o retificador monofásico com carga RC, o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM. Comparando com a técnica de comutação periodic sampling os resultados são em tudo semelhantes no valor de THD% da corrente. O espectro harmónico é em tudo semelhante ao obtido com a técnica de comutação periodic sampling, com uma pequena redução nos harmónicos de mais alta frequência. 100% 5% THD% = 3,47% 4% 3% 2% 1% 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação PWM. A Figura 3.20 mostra as formas de onda obtidas em simulação com a técnica de comutação SVPWM a uma frequência de comutação igual à utilizada na técnica de comutação PWM, ou seja, 15 khz. 100 Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A) Time (s) Tempo (s) Figura Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com SVPWM. A Figura 3.21 mostra a tensão no barramento DC quando a técnica de comutação é a SVPWM. Como é possível verificar a tensão mantém-se próxima do valor de referência, em semelhança ao que acontece com as outras técnicas de comutação. 60

86 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação S2.Vdc (V) Tempo Time (s) (s) Figura Tensão no barramento DC com SVPWM. A Figura 3.22 mostra a corrente de referência e a corrente injetada pelo inversor para a técnica de comutação SVPWM. Como é visível na Figura 3.22 nos pontos de elevada variação da corrente, o inversor tem mais dificuldade em acompanhar a referência, em disparidade com as outras técnicas de comutação. Assim, conclui-se que o valor injetado pelo inversor com SVPWM é o que tem o pior resultado, para variações de corrente de referência elevadas. 15 Iinj (A) Iref (A) Tempo Time (s) Figura Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com SVPWM. A Figura 3.23 ilustra o espectro harmónico e a THD% da corrente na fonte com a técnica de comutação SVPWM. Comparando os resultados com as outras técnicas de comutação é possível verificar uma redução da THD% da corrente, embora não seja significante. O espectro harmónico da Figura 3.23 apenas ilustra até ao 19º harmónico. Os harmónicos de baixa ordem são um pouco superiores aos das outras técnicas de comutação, mas os harmónicos de ordem mais alta são inferiores. 61

87 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação 100% 5% THD% = 3,1% 4% 3% 2% 1% 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação SVPWM. Comparando todos os valores de THD% da corrente pode dizer-se que são aproximados (entre 3,1% e 3,5%) entre todas as técnicas de comutação apresentadas. A técnica de SVPWM obteve o melhor resultado entre as técnicas de comutação, embora as diferenças no valor de THD% da corrente sejam reduzidas Carga RL Monofásica A Figura 3.24 mostra a carga que foi ligada para compensação. A carga é composta por uma resistência em série com uma bobine que são ligados entre a fase o neutro. Com esta carga é possível testar desequilíbrios na corrente e desfasamentos entre corrente e tensão. Figura Carga monofásica RL série. Foram utilizadas 3 cargas semelhantes mas com parâmetros diferentes. A Tabela 3.1 mostra as características de cada carga em cada fase. Tabela Carga RL desequilibrada simulada. Fase A Fase B Fase C R L R L R L 5 Ω 10 mh 10 Ω 0 15 Ω 1 mh A Figura 3.25 mostra a corrente consumida por esta carga RL desequilibrada em cada fase e a corrente no neutro. Esta carga consome uma corrente de 9,8 A na fase A, 5,8 A na fase B e 3,84 A na fase C. No que diz respeito ao fator de potência apenas é 62

88 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação baixo na fase A, ficando-se pelos 0,85. Analisando a imagem é possível verificar que a corrente de neutro tem aproximadamente a mesma amplitude que a corrente na fase A. Ica (A) Icb (A) Icc (A) In (A) Time (s) Tempo (s) Figura Corrente nas fases e corrente no neutro consumidas pela carga RL monofásica. Com o filtro ativo ligado a compensar a carga RL monofásica e a utilizar a técnica de comutação periodic sampling obteve-se o resultado ilustrado na Figura Ica (A) Icb (A) Icc (A) Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A) Time (s) Tempo (s) Figura Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling. Como é possível verificar tanto o desfasamento como o desequilíbrio, foram mitigados. O ruído proveniente da comutação está presente na forma de onda da corrente da fonte, influenciando assim o valor de THD% da corrente (apresentado na Figura 3.28). A Figura 3.27 apresenta a corrente no neutro com o filtro ativo paralelo a compensar a carga RL desequilibrada. Analisando a figura é possível verificar que o seu valor foi consideravelmente reduzido, passando de 7,45 A (Figura 3.25) para aproximadamente 0,4 A. 63

89 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação In (A) Tempo Time (s) Figura Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling. A Figura 3.28 mostra o espectro harmónico e o valor de THD% da corrente na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling. Analisando a figura é possível verificar que embora o THD% da corrente seja reduzido (cumpre a Classe 1 da Norma CEI/IEC Apêndice 1) o terceiro harmónico corresponde a mais de 1,5% do valor da frequência fundamental (50 Hz). Os restantes harmónicos têm um valor inferior a 1% da frequência fundamental sendo praticamente inexistentes. 100% 5% THD% = 2,2% 4% 3% 2% 1% 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling. Na Figura 3.29 é apresentada a corrente na carga e a corrente na fonte obtidas com o filtro ativo paralelo a compensar a carga RL desequilibrada e a utilizar a técnica de comutação PWM. Comparando a Figura 3.26 com a Figura 3.29 é possível verificar semelhanças entre as formas de onda da corrente do lado da fonte. Isto porque, embora as técnicas de comutação são diferentes, o controlo é efetuado pela mesma teoria. Assim sendo o resultado das correntes na fonte são em tudo semelhantes. Na Figura 3.29 o ruído das correntes do lado da fonte são visivelmente diferentes, em comparação com a Figura O valor da corrente da fonte é de aproximadamente 6 A nas 3 fases. 64

90 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação Ica (A) Icb (A) Icc (A) Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A) Tempo Time (s) Figura Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM. A Figura 3.30 apresenta a corrente de neutro obtida com a carga RL desequilibrada com o filtro ativo paralelo a usar a técnica de comutação PWM. Esta figura é em tudo semelhante à Figura 3.27, sendo que o seu valor de corrente é igual ao obtido com a técnica periodic sampling, ou seja, 0,4 A. In (A) Tempo Time (s) Figura Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM. Na Figura 3.31 é apresentado o espectro harmónico e o THD% da corrente obtidos com a técnica de comutação PWM para o filtro ativo a compensar a carga RL desequilibrada. Comparando-a com a Figura 3.28 é visível que o valor do terceiro harmónico foi ampliado para cerca de 1,8%. Já os restantes harmónicos representados nesta figura são de amplitude inferior aos obtidos com a técnica de comutação periodic sampling. 65

91 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação 100% 5% THD% = 2,1% 4% 3% 2% 1% 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM. A Figura 3.32 mostra a corrente na carga e a corrente na fonte obtidas com o filtro ativo a utilizar a técnica de comutação SVPWM. Analisando esta figura é possível verificar que o filtro ativo compensa os desfasamentos e os desequilíbrios da corrente. No que diz respeito ao ruído de comutação e comparando com as obtidas com as outras técnicas de comutação (Figura 3.26 para a técnica periodic sampling e Figura 3.29 para a técnica PWM), este ruído é consideravelmente inferior. O valor de corrente absorvida da fonte é igual ao valor obtido com a técnica de comutação PWM, ou seja, 6 A Ica (A) Icb (A) Icc (A) Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A) Tempo Time (s) Figura Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM. Na Figura 3.33 é visível a corrente de neutro com a técnica de comutação SVPWM. Analisando a figura é possível ver que a corrente é praticamente nula exceto em alguns momentos em que existem um pequenos picos. Estes picos acontecem nas passagens por 0 da corrente na fase C. Isto deve-se ao vetor de referência se encontrar num plano entre duas áreas divisórias dos tetraedros. 66

92 Capítulo 3 Simulações das Técnicas de Comutação In (A) Tempo Time (s) Figura Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM. A Figura 3.34 mostra o espectro harmónico e o valor de THD% da corrente obtidos com a técnica de comutação SVPWM para a carga RL desequilibrada. O valor de THD% da corrente é consideravelmente inferior, quando comparado com as outras técnicas (2,2% para periodic sampling e 2,1% para PWM). Nesta figura o terceiro harmónico é inferior a 1% bem como os restantes harmónicos não passam de 0,5%. 100% 5% THD% = 0,9% 4% 3% 2% 1% 0% 0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz Figura Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM Conclusão Neste Capítulo foram apresentadas as simulações efetuadas às técnicas de comutação. Foram abordados os vários constituintes dos filtros ativos de potência, bem como algumas das opções tomadas na sua utilização. A aproximação aos parâmetros reais foi a razão principal dos valores dos constituintes do filtro ativo paralelo. Analisando os resultados da simulação é possível concluir que a técnica de comutação SVPWM apresenta os melhores resultados em termos de THD% nos dois testes efetuados. 67

93

94 CAPÍTULO 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo 4.1. Introdução Neste capítulo é abordado o hardware utilizado para testar as técnicas de comutação implementadas. O hardware utilizado foi desenvolvido pelo GEPE no âmbito do projeto SINUS. São apresentados os diversos módulos constituintes do filtro ativo paralelo, entre os quais os sistemas de proteção, placas de condicionamento de sinal, inversor trifásico a quatro braços e seus constituintes. São também apresentadas algumas imagens com o hardware utilizado, assim como considerações a ter em conta na utilização do filtro ativo paralelo Circuito de Potência O circuito de potência do filtro ativo é constituído por um inversor do tipo fonte de tensão, pelos condensadores do barramento DC e pelas bobines de acoplamento à rede. O inversor de dois níveis é constituído por 4 braços de IGBTs Condensadores do Barramento DC O barramento DC é constituído por 4 condensadores eletrolíticos de 5600 µf / 450 V. Para que a tensão se mantenha igualmente dividida pelos 4 condensadores foram colocadas 4 resistências de equalização, cada uma em paralelo com um condensador. A Figura 4.1 mostra a implementação do barramento DC. Com a montagem dos condensadores como mostra a Figura 4.1, o barramento DC tem a capacidade de 5600 µf / 900 V. + Vdc C1 Req C2 Req C3 Req C4 Req - Vdc Figura Barramento DC com as resistências de equalização. 69

95 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo Bobines de Acoplamento Para o acoplamento do inversor à rede elétrica são utilizadas indutâncias de acoplamento, com o objetivo de limitar as variações bruscas de corrente. A Figura 4.2 apresenta as indutâncias de acoplamento utilizadas. Projetadas para um valor de 3,5 mh, estas indutâncias de núcleo de ar suportam uma gama alargada de frequências e uma corrente nominal de 80 A. Figura Bobine de acoplamento utilizada. A Figura 4.3 mostra o esquema do circuito de potência. A ligação do filtro ativo à rede é efetuada por dois contactores, um contactor principal (KM1) e um de pré-carga (KM2). O contactor de pré-carga liga o inversor à rede elétrica através de resistências, designadas de resistência de pré-carga. Estas resistências permitem limitar as correntes para carregar o barramento DC mais suavemente, poupando assim os díodos de free-weeling dos IGBTs. Se este contactor de pré-carga não for ativado inicialmente, o contactor principal não pode entrar em funcionamento. Inicialmente apenas é possível ativar o contactor de pré-carga. Só com o contactor de pré-carga fechado é que o contactor principal pode ser ligado. O botão que ativa o contactor de pré-carga necessita de estar sempre pressionado para o contactor principal fechar. Aquando do fecho do contactor principal, o contracto de pré-carga é automaticamente aberto. O contactor principal, quando fechado, fica encravado por autoalimentação de um dos seus contactos auxiliares. Os contactores são ativados através de botões de pressão. A Figura 4.4 apresenta o painel de instrumentos utilizado no filtro ativo paralelo. Nesta figura, o botão de paragem de emergência é utilizado para desligar o filtro ativo paralelo da rede. O botão para o contactor de pré-carga e para o contactor de principal são de pressão e utilizados 70

96 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo para ligar o contactor de pré-carga e o contactor principal, correspondentemente. Para ligar os módulos de IGBTs é utilizado um botão de posição e, para remover os erros o circuito de controlo é utilizado o botão de reset da placa de comando. C1 Req C2 Req S1 S3 S5 S7 Indutâncias de Acoplamento C3 Req C4 Req S2 S4 S6 S8 Disjuntor principal do filtro Contactor Principal (KM1) I C Filtro A B C N Fonte I S I L A B C N Carga Contactor Pré-Carga (KM2) Resistências de Pré-Carga Figura Esquema do circuito de potência utilizado. Figura Painel de ligação do filtro ativo paralelo Inversor de Potência O inversor de potência é constituído pelos drivers, pelos IGBTs, e pelos condensadores eletrolíticos, e pelos condensadores de snubber. Os drivers são responsáveis por atuar nos IGBTs e gerar um sinal na ocorrência de erros de comutação. Os IGBTs utilizados são os SKM200GB176D fabricados pela SEMIKRON [40]. Este módulo de IGBTs (cada SKM200GB176D contém um braço do inversor) foi utilizado devido à sua robustez, fácil montagem, desempenho dentro das especificações 71

97 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo pretendidas e a existência de proteções incluídas. Na Figura 4.5 (a) pode visualizar-se a imagem do módulo de IGBTs, enquanto que a Figura 4.5 (b) apresenta o circuito elétrico interno. a) Figura SEMIKRON SKM200GB176D (a) Imagem do módulo de IGBTs (b) Esquema elétrico [40]. b) Para proteger os IGBTs de sobretensões que possam ocorrer nas comutações, são utilizados condensadores de snubber. Estes condensadores absorvem e limitam as variações na tensão, diminuindo as perdas de comutação e aumentando a vida útil dos IGBTs. Os condensadores de snubber devem ser montados o mais próximo possível dos IGBTs para minimizar correntes parasitas Driver dos IGBTs A atuação nos IGBTs é feita através do driver SKHI22AH4R, também da SEMIKRON. Este driver tem, como principais características: Proteção contra curto-circuito dos IGBTs; Isolamento galvânico entre o primário e o secundário através de transformadores. Protege até 4000 V CA (2 segundos); Proteção contra subtensão na alimentação; Saída de erro utilização na parte de controlo; Circuitos de interlock, tempo-morto e supressão de pulsos curtos (<500 ns). Na Figura 4.6 é apresentada uma imagem do driver, assim como o seu pinout. Na Figura 4.7 é apresentada a placa do driver utilizada em cada braço do inversor a quatro braços. Analisando a imagem é possível ver os diversos componentes utilizados e recomendados pelo fabricante, bem como o interface com a placa de comando (DB9 à esquerda da imagem) e o interface com o módulo de IGBTs à direita. 72

98 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo Figura Driver SKHI22AH4R da SEMIKRON e a disposição dos pinos [41]. Figura Placa com o driver SKHI22AH4R utilizada. Na Figura 4.8 são visíveis os elementos constituintes de um braço do inversor a quatro braços, bem como a placa com o driver, o módulo de IGBTs e o condensador snubber. Figura Elementos constituintes de um braço do inversor. Na Figura 4.9 é apresentado o inversor a quatro braços. Numa análise à imagem é possível ver todos os braços constituintes do inversor, bem como o barramento DC no centro da imagem. No barramento DC é possível verificar os pontos de ligação dos condensadores a ele, bem como as resistências de equalização utilizadas. A forma como o barramento DC foi implementado permite, com pequenas alterações, funcionar como 73

99 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo um inversor trifásico com neutro a três braços, pois o barramento DC já se encontra dividido. Cada módulo de IGBTs encontra-se acoplado a um dissipador para permitir uma melhor dissipação de calor. Os condutores de maior secção correspondem à saída do inversor, que são ligados às bobines de acoplamento (Figura 4.2). Figura Inversor trifásico com neutro a quatro braços utilizado [42] Circuito de Comando A Figura 4.10 mostra o circuito de comando do filtro ativo que tem como objetivo proteger o filtro ativo na conexão e desconexão à rede elétrica, bem como a proteção dos seus componentes contra vários problemas que possam ocorrer. O filtro ativo tem proteções de hardware para os seguintes problemas que possam ocorrer na conexão à rede elétrica e durante a sua permanência: Paragem de emergência por botoneira com encravamento mecânico: Ao pressionar esta botoneira o contactor principal é desligado, desligando o filtro da rede. O barramento DC é descarregado por um circuito auxiliar com resistências de descarga. Termostatos: A temperatura nos dissipadores dos IGBTs é constantemente medida pelos termostatos, desligando o filtro ativo da rede no caso de estes serem atuados. Proteção contra a ligação direta à rede elétrica através dos contactos auxiliares dos contactores: O contactor principal apenas é alimentado quando o contactor de pré-carga é alimentado. 74

100 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo Proteção contra sobretensões no barramento DC: Se a tensão no barramento DC ultrapassar a tensão pelo qual o circuito de proteção foi dimensionado, este é ativado, desligando o filtro da rede e descarregando os condensadores do barramento DC pelas resistências de descarga. Descarga automática do barramento DC por um contactor: O barramento DC é descarregado automaticamente quando o filtro ativo é desligado. Para além das proteções de hardware anteriormente descritas, o filtro dispõe de proteções na placa de condicionamento de sinal para pulsos inválidos dados pelo DSP. Fase A Disjuntor Paragem de emergência Proteção DC Termóstato Botão pré-carga Botão principal KM1 KM1 KM2 KM1 KM2 Contactor Pré-carga (KM2) Contactor principal (KM1) Neutro Descarga DC (KM3) Figura Esquema do circuito de comando do filtro ativo. Para permitir a ligação das cargas e do filtro ativo paralelo à rede, foi colocado um disjuntor numa derivação dos transformadores monofásicos de 230 V/60 V, cujos transformadores são utilizados em outro projeto [2]. Na Figura 4.11 é apresentado o disjuntor principal utilizado. Figura Disjuntor principal utilizado. 75

101 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo 4.4. Circuito de Controlo O circuito de controlo é composto por sensores (tensão e corrente), por uma placa de condicionamento de sinal (responsável por adaptar o sinal dos sensores para sinal que possam ser medidos pelos ADCs), DSP (controlador do sistema), saídas analógicas (através de um DAC (Digital Analog Converter) e pelo comando dos IGBTs. A Figura 4.12 exemplifica o diagrama de blocos do circuito de controlo utilizado. Nos itens seguintes é efetuada uma abordagem a cada um dos blocos constituintes do diagrama da Figura Sensores de tensão Condicionamento de sinal Controlador digital (DSP) Saídas analógicas (DAC) Sensores de corrente Comando dos semicondutores Inversor de Potência Figura Diagrama de blocos do circuito de controlo Sensores de Corrente Os sensores de corrente utilizados no filtro ativo são os LA200-P da LEM. Estes sensores têm, como características principais, medir correntes até 200 A com alta linearidade e precisão, bem como uma gama de frequências de operação elevada (100 khz). Na implementação, estes sensores são utilizados para medir as correntes na fonte, as correntes na carga e as correntes de saída do inversor trifásico a quatro braços [43]. Condensadores de desacoplamento junto aos sensores são utilizados manter para a tensão de alimentação o mais estável possível. A saída do sensor é em corrente, sendo assim necessário utilizar uma resistência de medição para converter para um sinal de tensão. A Figura 4.13 mostra o sensor LA200-P. Figura Sensor de corrente LA200-P da LEM. Na Figura 4.14 é possível ver o esquema de ligações usado para os sensores de corrente LA200-P. A imagem apresenta também os condensadores de desacoplamento, para filtragem de ruido nas alimentações dos sensores. 76

102 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo Figura Esquema de ligações do LA200-P utilizado [44]. Sabendo que para uma corrente no primário de 200 A e com a relação de transformação de 1:2000, a corrente no secundário é de 100 ma pode-se então calcular a resistência de medida a utilizar. Para medições de 200 A de pico a pico a corrente no secundário é de 100 ma. Como a tensão máxima para o ADC é de 3 V a resistência a utilizar é de 30 Ω Sensores de Tensão Os sensores de tensão utilizados no filtro ativo são os LV25P da LEM. Estes sensores foram utilizados para medir as tensões nas 3 fases e a tensão do barramento DC do inversor [45]. A Figura 4.15 mostra o sensor LV25P utilizado. Figura Sensor de tensão LV25P da LEM. Para uma tensão de pico no primário de aproximadamente 326 V e para obter uma corrente nominal no primário de 10 ma, a resistência a usar é de 32,6 kω. Esta resistência (R1) é ligada em série com o sensor como pode ser vista na Figura 4.16 Figura Esquema de ligações do sensor LV25P utilizado [45]. Como a corrente no primário pode ir até 14 ma foram utilizadas duas resistências R1 de 15 kω ligadas em série [45]. Para uma corrente de 14 ma de pico no primário, no secundário tem-se uma corrente 2,5 vezes maior. Considerando o valor de pico a pico da tensão fase-neutro, a 77

103 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo corrente no secundário varia 70 ma. Para a tensão máxima do ADC de 3 V, a resistência de medida é de 43 Ω. Na Figura 4.17 pode ver-se a placa com os sensores de tensão, resistências R1 para todas as tensões e os pontos de ligação de entrada e saída (à direita). Figura Placa com os sensores de tensão utilizada Condicionamento de Sinal Na placa de condicionamento de sinal é adaptado o valor proveniente dos sensores para uma gama de valores aceite pelos ADCs do DSP [0 3 V]. Na Figura 4.18 pode ver-se a placa de condicionamento utilizada. Nesta figura encontram-se assinaladas a alimentação, as entradas dos sensores e saídas para o DSP. Figura Placa de condicionamento de sinal utlizada. As resistências de medida que foram calculadas anteriormente são colocadas nesta placa. Para além disso, a placa de condicionamento de sinal contém um filtro passa 78

104 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo baixo para os sensores de tensão, e um comparador para detetar picos superiores a uma determinada referência nos sinais de corrente do inversor Controlador Digital (DSP) O DSP utilizado no filtro ativo é o TMS320F2812 da Texas Instruments. Trata-se de um DSP fixed-point de 32 bits [46]. A Figura 4.19 mostra a placa ezdsp320f2812 criada pela Spectrum Digital com o DSP utilizado no filtro ativo [47]. Figura Placa ezdsp320f2812 da Spectrum Digital com o DSP TMS320F2812 da Texas Instruments. Na Tabela 4.1 são apresentadas as principais características do DSP. Entre as mais importantes tem-se a frequência de relógio do processador, o número de pinos disponíveis para PWM e ADCs. Tabela Características principais do DSP [48]. Velocidade máxima de relógio 150 MHz CPU 32 bits Flash 128k words Memoria interna RAM 18k words BootROM 4k words Gestor de eventos PWM 16 Timer 7 Quantidade 8 Resolução 12 ADC Canais 16 Tempo de Conversão 200 ns Gama de Tensão 0 3 V Pinos de E/S 56 A Tabela 4.2 mostra os pinos utilizados e a sua função no circuito de controlo do filtro ativo paralelo, bem como a sua localização no DSP. Entre estes pinos 79

105 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo encontram-se os pinos de PWM, os pinos de interface com o DAC (abordado mais à frente) e os pinos de ADC. Tabela Pinos do DSP utilizados e a sua função. Pino Número Função GPIOA0 92 PWM1 Fase A IGBT de baixo GPIOA1 93 PWM2 Fase A IGBT de cima GPIOA2 94 PWM3 Fase B IGBT de baixo GPIOA3 95 PWM4 Fase B IGBT de cima GPIOA4 98 PWM5 Fase C IGBT de baixo GPIOA5 101 PWM6 Fase C IGBT de cima GPIOB0 45 PWM7 Neutro IGBT de baixo GPIOB1 46 PWM8 Neutro IGBT de cima ADCINA0 174 Tensão na Fase A ADCINA1 173 Tensão na Fase B ADCINA2 172 Tensão na Fase C ADCINA4 170 Corrente no Inversor da Fase C ADCINA5 169 Tensão no Barramento DC ADCINB0 2 Corrente na Carga da Fase A ADCINB1 3 Corrente na Carga da Fase B ADCINB2 4 Corrente da Carga da Fase C ADCINB4 6 Corrente no Inversor da Fase A ADCINB5 7 Corrente no Inversor da Fase B GPIOE0 149 Enable ao DAC GPIOG4 90 Seletor do Canal de Saída do DAC a Escrever GPIOG5 91 GPIOF0 GPIOF11 40,41,34,35,155,157,87,89,28,25,26,29 Barramento Paralelo de Escrita do Novo Valor para o DAC Saídas Analógicas DAC Para visualização das variáveis internas do DSP foi utilizado um DAC com interface paralelo, que converte as saídas digitais do DSP numa saída analógica. Isto permite uma posterior integração a um monitorizador de qualidade de energia ou para visualização num osciloscópio. O DAC utilizado foi o DAC7625 da Burr Brown. Este vem equipado com 4 canais de saída com 12 bits de resolução. A Figura 4.20 mostra o diagrama de blocos interno do DAC7625 [49]. Para a integração do DAC e das outras placas com o DSP, foi utilizada uma placa de interface que é colocada sobre a placa do DSP, facilitando assim o acesso aos pinos necessários. Esta placa, para além de conter o DAC, dispõe também de fichas de interligação e de comunicação com outras placas. Entre estas fichas consta uma ficha Shell de 3 pinos para comunicação com a UART (Universal Asynchronous Receiver/Transmitter). 80

106 Capítulo 4 Hardware do Filtro Ativo Paralelo Figura Diagrama de blocos interno do DAC7625 da Burr Brown [49]. Na Figura 4.21 é possível ver a placa de interface com o DSP, que inclui o DAC, a ficha Shell, fichas minidin e flat cable para as saídas de PWM. Figura Placa de interface com a ezdsp320f2812, incluindo o DAC DAC Placa de Comando A placa de comando é responsável pela interface entre o circuito de comando e o circuito de potência. Uma das principais funcionalidades desta placa é adaptar os níveis de tensão das saídas dos pinos de PWM do DSP para os níveis de tensão do driver dos IGBTs. Esta adaptação é feita por um comparador rápido LM339 da Texas Instruments onde o sinal proveniente do DSP é comparado com um sinal de referência (1,5 V) [50] Circuito de Alimentação A fonte de alimentação é utilizada para alimentar os diversos módulos constituintes do filtro ativo, como por exemplo o DSP e os sensores. A fonte de 81

UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA MARIA - UFSM CENTRO DE TECNOLOGIA CT GRUPO DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA E CONTROLE - GEPOC SEPOC 2010

UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA MARIA - UFSM CENTRO DE TECNOLOGIA CT GRUPO DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA E CONTROLE - GEPOC SEPOC 2010 UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA MARIA - UFSM CENTRO DE TECNOLOGIA CT GRUPO DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA E CONTROLE - GEPOC SEPOC 2010 FILTRO ATIVO DE POTÊNCIA SÉRIE PARALELO APRESENTADOR: MÁRCIO STEFANELLO,

Leia mais

Medidas de mitigação de harmônicos

Medidas de mitigação de harmônicos 38 Apoio Harmônicos provocados por eletroeletrônicos Capítulo XII Medidas de mitigação de harmônicos Igor Amariz Pires* A maneira mais comum de mitigar harmônicos é por meio da utilização de filtros. O

Leia mais

Disciplina Eletrônica de Potência (ENGC48) Tema: Conversores de Corrente Contínua para Corrente Alternada (Inversores)

Disciplina Eletrônica de Potência (ENGC48) Tema: Conversores de Corrente Contínua para Corrente Alternada (Inversores) Universidade Federal da Bahia Escola Politécnica Departamento de Engenharia Elétrica Disciplina Eletrônica de Potência (ENGC48) Tema: Conversores de Corrente Contínua para Corrente Alternada (Inversores)

Leia mais

Disciplina: Eletrônica de Potência (ENGC48)

Disciplina: Eletrônica de Potência (ENGC48) Universidade Federal da Bahia Escola Politécnica Departamento de Engenharia Elétrica Disciplina: Eletrônica de Potência (ENGC48) Tema: Conversores CA-CC Monofásicos Controlados Prof.: Eduardo Simas eduardo.simas@ufba.br

Leia mais

Imprimir. Influência das Harmônicas na Alimentação de Dispositivos Eletrônicos: Efeitos, e como eliminá-los

Imprimir. Influência das Harmônicas na Alimentação de Dispositivos Eletrônicos: Efeitos, e como eliminá-los 1/ 9 Imprimir PROJETOS / Energia 20/08/2012 10:20:00 Influência das Harmônicas na Alimentação de Dispositivos Eletrônicos: Efeitos, e como eliminá-los Na primeira parte deste artigo vimos que a energia

Leia mais

Como reduzir sua conta de energia elétrica

Como reduzir sua conta de energia elétrica Como reduzir sua conta de energia elétrica Com REDULIGHT você tem energia de melhor qualidade e economiza até 25% na conta Saiba como O que é e como funciona o filtro REDULIGHT O Redulight é um Filtro

Leia mais

PLANIFICAÇÃO MODULAR ANO LECTIVO 2012 / 2013

PLANIFICAÇÃO MODULAR ANO LECTIVO 2012 / 2013 CURSO/CICLO DE FORMAÇÃO: Técnico de Instalações Elétricas DISCIPLINA: Eletricidade / Eletrónica N.º TOTAL DE MÓDULOS: 8 PLANIFICAÇÃO MODULAR ANO LECTIVO 2012 / 2013 N.º 1 30 Corrente Contínua Identificar

Leia mais

Prof. Dr. Ernesto Ruppert Filho DSCE Departamento de Sistemas e Controle de Energia/FEEC/UNICAMP ruppert@fee.unicamp.

Prof. Dr. Ernesto Ruppert Filho DSCE Departamento de Sistemas e Controle de Energia/FEEC/UNICAMP ruppert@fee.unicamp. CONVERSORES ELETRÔNICOS DE POTÊNCIA PARA SISTEMAS FOTOVOLTAICOS DE BAIXA TENSÃO CONECTADOS À REDE Prof. Dr. Ernesto Ruppert Filho DSCE Departamento de Sistemas e Controle de Energia/FEEC/UNICAMP ruppert@fee.unicamp.br

Leia mais

Controle de Conversores Estáticos Controladores baseados no princípio do modelo interno. Prof. Cassiano Rech cassiano@ieee.org

Controle de Conversores Estáticos Controladores baseados no princípio do modelo interno. Prof. Cassiano Rech cassiano@ieee.org Controle de Conversores Estáticos Controladores baseados no princípio do modelo interno cassiano@ieee.org 1 Objetivos da aula Projeto de um controlador PID para o controle da tensão de saída de um inversor

Leia mais

Qualidade da Energia Eléctrica: Perturbações e Soluções Reparadoras

Qualidade da Energia Eléctrica: Perturbações e Soluções Reparadoras Qualidade da Energia Eléctrica: Perturbações e Soluções Reparadoras Luís Oliveira Jornadas Técnicas 07-11-2012 Departamento Engenharia Electrotécnica Conceito de Qualidade da Energia Eléctrica Qualidade

Leia mais

ESTUDO SOBRE CONTROLE DE MOTORES DE INDUÇÃO TRIFÁSICOS

ESTUDO SOBRE CONTROLE DE MOTORES DE INDUÇÃO TRIFÁSICOS ESTUDO SOBRE CONTROLE DE MOTORES DE INDUÇÃO TRIFÁSICOS Autores : Marina PADILHA, Tiago DEQUIGIOVANI. Identificação autores: Engenharia de Controle e Automação - Bolsista Interno; Orientador IFC - Campus

Leia mais

Compensador de Tensão do Tipo Activo Série Controlado por Computador Pessoal

Compensador de Tensão do Tipo Activo Série Controlado por Computador Pessoal Compensador de Tensão do Tipo Activo Série Controlado por Computador Pessoal M. João Sepúlveda (1), João L. Afonso (2), Júlio S. Martins (3) Departamento de Electrónica Industrial, Universidade do Minho

Leia mais

Filtro Ativo Série sem Fonte de Tensão do Lado CC Para Compensação de Harmónicos

Filtro Ativo Série sem Fonte de Tensão do Lado CC Para Compensação de Harmónicos Nuno Fernando Carvalho Teixeira Filtro Ativo Série sem Fonte de Tensão do Lado CC Para Compensação de Harmónicos Dissertação submetida na Universidade do Minho para a obtenção do grau de Mestrado Integrado

Leia mais

ACIONAMENTOS ELETRÔNICOS (INVERSOR DE FREQUÊNCIA)

ACIONAMENTOS ELETRÔNICOS (INVERSOR DE FREQUÊNCIA) ACIONAMENTOS ELETRÔNICOS (INVERSOR DE FREQUÊNCIA) 1. Introdução 1.1 Inversor de Frequência A necessidade de aumento de produção e diminuição de custos faz surgir uma grande infinidade de equipamentos desenvolvidos

Leia mais

Inversores de freqüência. Introdução

Inversores de freqüência. Introdução Inversores de freqüência Introdução Desde que os primeiros motores surgiram, os projetistas perceberam uma necessidade básica, controlar sua velocidade, várias técnicas foram utilizadas ao longo dos anos

Leia mais

4. CONVERSORES CC/CA - INVERSORES

4. CONVERSORES CC/CA - INVERSORES 4. CONVERSORES CC/CA - INVERSORES Serão estudados neste capítulo os conversores CC-CA que fornecem em suas saídas tensões com frequência fixa, para aplicação como fonte de tensão, com controle da corrente

Leia mais

Revista o Electricista, nº 9, 3º trimestre de 2004, ano 3, pp. 66-71

Revista o Electricista, nº 9, 3º trimestre de 2004, ano 3, pp. 66-71 Revista o Electricista, nº 9, 3º trimestre de 24, ano 3, pp. 66-71 QUALIDADE DA ENERGIA ELÉCTRICA João Luiz Afonso Júlio S. Martins Departamento de Electrónica Industrial - Universidade do Minho RESUMO

Leia mais

Implementação do Protótipo do. RHM operando com Corrente CA de. Alimentação de 12 Pulsos Imposta

Implementação do Protótipo do. RHM operando com Corrente CA de. Alimentação de 12 Pulsos Imposta Capítulo 7 Implementação do Protótipo do RHM operando com Corrente CA de Alimentação de 12 Pulsos Imposta 7.1 Introdução Durante os estudos realizados em laboratório, três protótipos do RHM proposto, operando

Leia mais

Figura 1 - Diagrama de Bloco de um Inversor Típico

Figura 1 - Diagrama de Bloco de um Inversor Típico Guia de Aplicação de Partida Suave e Inversores CA Walter J Lukitsch PE Gary Woltersdorf John Streicher Allen-Bradley Company Milwaukee, WI Resumo: Normalmente, existem várias opções para partidas de motores.

Leia mais

ENSINO SECUNDÁRIO CURSO PROFISSIONAL

ENSINO SECUNDÁRIO CURSO PROFISSIONAL ESCOLA: Escola Secundária dr. Solano de Abreu DISCIPLINA: Eletricidade e Eletrónica Módulo 1 ANO: 10º ANO 2014/2015 As grandezas mais importantes do circuito elétrico. A lei de OHM. A lei de JOULE. Os

Leia mais

ENTENDENDO O FATOR DE POTÊNCIA

ENTENDENDO O FATOR DE POTÊNCIA ENTENDENDO O FATOR DE POTÊNCIA Departamento de Pesquisa e Desenvolvimento - CP Eletrônica S.A. Rua da Várzea 379 CEP: 91040-600 Porto Alegre RS Brasil Fone: (51)2131-2407 Fax: (51)2131-2469 engenharia@cp.com.br

Leia mais

ANALISADOR DE QUALIDADE DE ENERGIA MODELO PQM-701 CLASSE A SEGUNDO NORMA 6100-4-30

ANALISADOR DE QUALIDADE DE ENERGIA MODELO PQM-701 CLASSE A SEGUNDO NORMA 6100-4-30 ANALISADOR DE QUALIDADE DE ENERGIA MODELO PQM-701 CLASSE A SEGUNDO NORMA 6100-4-30 Suporte redes do tipo: Monofásico; Bifásico, com neutro comum; Trifásico com ligação estrela com e sem neutro Trifásico

Leia mais

Controle do motor de indução

Controle do motor de indução CONTROLE Fundação Universidade DO MOTOR DE Federal de Mato Grosso do Sul 1 Acionamentos Eletrônicos de Motores Controle do motor de indução Prof. Márcio Kimpara Prof. João Onofre. P. Pinto FAENG Faculdade

Leia mais

Topologias de UPS estático. apresentados a seguir cheguem à carga a ser protegida e mantida em operação, utilizamos equipamentos

Topologias de UPS estático. apresentados a seguir cheguem à carga a ser protegida e mantida em operação, utilizamos equipamentos 36 Capítulo II Topologias de UPS estático Luis Tossi * Para evitarmos que os distúrbios elétricos de tensão DC, que se altera em nível DC em função de apresentados a seguir cheguem à carga a ser protegida

Leia mais

SISTEMA DE DISPARO DE TIRISTORES (SCR) EM REDES TRIFÁSICAS

SISTEMA DE DISPARO DE TIRISTORES (SCR) EM REDES TRIFÁSICAS GSI Nº: ART061-09 - CD 382-09 SISTEMA DE DISPARO DE TIRISTORES (SCR) EM REDES TRIFÁSICAS Carlos Alberto Murari Pinheiro João Roberto Cogo Artigo publicado na Revista Pesquisa e Desenvolvimento Tecnológico,

Leia mais

ANÁLISE DA QUALIDADE DA ENERGIA ELÉTRICA EM CONVERSORES DE FREQUENCIA

ANÁLISE DA QUALIDADE DA ENERGIA ELÉTRICA EM CONVERSORES DE FREQUENCIA ANÁLISE DA QUALIDADE DA ENERGIA ELÉTRICA EM CONVERSORES DE FREQUENCIA Nome dos autores: Halison Helder Falcão Lopes 1 ; Sergio Manuel Rivera Sanhueza 2 ; 1 Aluno do Curso de Engenharia Elétrica; Campus

Leia mais

Edição Data Alterações em relação à edição anterior. Atualização das informações. Nome dos grupos

Edição Data Alterações em relação à edição anterior. Atualização das informações. Nome dos grupos Instalação de Banco de Capacitores em Baixa Tensão Processo Realizar Novas Ligações Atividade Executar Ligações BT Código Edição Data SM04.14-01.008 2ª Folha 1 DE 9 26/10/2009 HISTÓRICO DE MODIFICAÇÕES

Leia mais

NOVOS ANALISADORES DE QUALIDADE DE ENERGIA SÉRIE QUALISTAR MODELOS CA 8331 CA 8333 CA 8336 CA 8435 PARA USO EXTERNO, COM ÍNDICE IP 67

NOVOS ANALISADORES DE QUALIDADE DE ENERGIA SÉRIE QUALISTAR MODELOS CA 8331 CA 8333 CA 8336 CA 8435 PARA USO EXTERNO, COM ÍNDICE IP 67 NOVOS ANALISADORES DE QUALIDADE DE ENERGIA SÉRIE QUALISTAR MODELOS CA 8331 CA 8333 CA 8336 CA 8435 PARA USO EXTERNO, COM ÍNDICE IP 67 Nota prévia: os três analisadores de qualidade de energia da série

Leia mais

Proteção de Bancos de Capacitores Shunt

Proteção de Bancos de Capacitores Shunt 26 Capítulo XIII Proteção de Bancos de Capacitores Shunt Por Cláudio Mardegan* A utilização de bancos de capacitores em sistemas elétricos industriais tem crescido ultimamente devido ao fato de se constituir

Leia mais

Nova Linha de Equipamentos Trifásicos Classic-DSP

Nova Linha de Equipamentos Trifásicos Classic-DSP Nova Linha de Equipamentos Trifásicos Classic-DSP Departamento de Pesquisa e Desenvolvimento - CP Eletrônica S.A. Rua da Várzea 379 CEP: 91040-600 Porto Alegre RS Brasil Fone: (51)2131-2407 Fax: (51)2131-2469

Leia mais

Interface entre Fontes de Energia Renovável e a Rede Eléctrica

Interface entre Fontes de Energia Renovável e a Rede Eléctrica ENER 05 Conferência sobre Energias Renováveis e Ambiente em Portugal Figueira da Foz, Portugal, 5-7 Maio 2005, ISBN: 972-8822-02-02, pp. 1.143-1.148 Interface entre Fontes Energia Renovável e a Re Eléctrica

Leia mais

Diodos são semicondutores que, basicamente, conduzem a corrente elétrica em um único sentido

Diodos são semicondutores que, basicamente, conduzem a corrente elétrica em um único sentido 42 Capítulo III Aplicação de UPS dupla conversão em missão crítica Funcionamento geral e detalhamento do inversor (PWM) Luis Tossi * Este capítulo discorrerá sobre o funcionamento geral de um UPS, a começar

Leia mais

TOPOLOGIAS DE NOBREAK

TOPOLOGIAS DE NOBREAK TOPOLOGIAS DE NOBREAK O que é um Nobreak? Nobreaks são equipamentos que possuem a função de fornecer energia ininterrupta para a carga (computadores, servidores, impressoras, etc.). Além desta função,

Leia mais

Leandro José Oliveira da Cruz

Leandro José Oliveira da Cruz Universidade do Minho Escola de Engenharia Leandro José Oliveira da Cruz Inversor de Tensão Monofásico em Ponte Completa a 50 Hz e 50 VA Outubro 2011 Universidade do Minho Escola de Engenharia Leandro

Leia mais

Monitorização da Qualidade da Energia Eléctrica em Instalações Industriais

Monitorização da Qualidade da Energia Eléctrica em Instalações Industriais Monitorização da Qualidade da Energia Eléctrica em Instalações Industriais José C. Costa (1), Ricardo G. Pregitzer (1), José Batista (), Júlio S. Martins (1), João L. Afonso (1) (1) Departamento de Electrónica

Leia mais

Introdução à Eletrônica de Potência

Introdução à Eletrônica de Potência Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia de Santa Catarina Departamento Acadêmico de Eletrônica Eletrônica de Potência Introdução à Eletrônica de Potência Florianópolis, setembro de 2012. Prof.

Leia mais

DIRK LINDEKE. PROJETO DE UM FILTRO ATIVO PARALELO DE 1kVA USANDO TÉCNICAS DE CONTROLE ANALÓGICO E DIGITAL

DIRK LINDEKE. PROJETO DE UM FILTRO ATIVO PARALELO DE 1kVA USANDO TÉCNICAS DE CONTROLE ANALÓGICO E DIGITAL DIRK LINDEKE PROJETO DE UM FILTRO ATIVO PARALELO DE 1kVA USANDO TÉCNICAS DE CONTROLE ANALÓGICO E DIGITAL FLORIANÓPOLIS 003 UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA PROGRAMA DE PÓSGRADUAÇÃO EM ENGENHARIA

Leia mais

Sumário Capítulo I Introdução aos Comandos Elétricos... 12 Capítulo II Chaves com e sem retenção... 14 Capítulo III Atuadores...

Sumário Capítulo I Introdução aos Comandos Elétricos... 12 Capítulo II Chaves com e sem retenção... 14 Capítulo III Atuadores... Sumário Capítulo I Introdução aos Comandos Elétricos... 12 1. Simulações de comandos elétricos... 12 2. Diagrama unifilar e multifilar... 13 Capítulo II Chaves com e sem retenção... 14 1. Chaves... 14

Leia mais

Introdução: Inversor de Freqüência: Princípios Básicos:

Introdução: Inversor de Freqüência: Princípios Básicos: Introdução: Inversor de Freqüência: Atualmente, a necessidade de aumento de produção e diminuição de custos, se fez dentro deste cenário surgir a automação, ainda em fase inicial no Brasil, com isto uma

Leia mais

www.corradi.junior.nom.br - Eletrônica Básica - UNIP - Prof. Corradi Informações elementares - Projetos práticos. Circuitos retificadores

www.corradi.junior.nom.br - Eletrônica Básica - UNIP - Prof. Corradi Informações elementares - Projetos práticos. Circuitos retificadores www.corradi.junior.nom.br - Eletrônica Básica - UNIP - Prof. Corradi Informações elementares - Projetos práticos. Circuitos retificadores Introdução A tensão fornecida pela concessionária de energia elétrica

Leia mais

Filtro Híbrido Trifásico de Baixa Potência Com Controle de Amortecimento Harmônico Aplicado a Redes de Distribuição de Energia Elétrica

Filtro Híbrido Trifásico de Baixa Potência Com Controle de Amortecimento Harmônico Aplicado a Redes de Distribuição de Energia Elétrica Filtro Híbrido Trifásico de Baixa Potência Com Controle de Amortecimento Harmônico Aplicado a Redes de Distribuição de Energia Elétrica L. S. Caires¹ L. F. Encarnação² Resumo -- A melhora da eficiência

Leia mais

ELETRÓNICA E AUTOMAÇÃO

ELETRÓNICA E AUTOMAÇÃO ELETRÓNICA E AUTOMAÇÃO QUADRO RESUMO FORMAÇÃO UFCD (H) Análise de circuitos em corrente contínua 6008 25 Corrente alternada 6010 25 Eletrónica industrial 6023 25 Instalações elétricas - generalidades 6075

Leia mais

Eletrônica Analógica e de Potência

Eletrônica Analógica e de Potência Eletrônica Analógica e de Potência Conversores CC-CC Prof.: Welbert Rodrigues Introdução Em certas aplicações é necessário transformar uma tensão contínua em outra com amplitude regulada; Em sistemas CA

Leia mais

Retificadores Monofásicos com Filtro Capacitivo

Retificadores Monofásicos com Filtro Capacitivo 9 Retificadores Monofásicos com Filtro Capacitivo Meta deste capítulo Capítulo Estudar os conversores ca-cc monofásicos operando com filtro capacitivo. objetivos Entender o funcionamento de circuitos retificadores;

Leia mais

Motores eléctricos em sistemas de controlo

Motores eléctricos em sistemas de controlo Instituto Superior de Engenharia do Porto Departamento de Engenharia Electrotécnica Licenciatura em Engenharia Electrotécnica e de Computadores SISEL - Sistemas Electromecânicos Exercícios de 26 1. Considere

Leia mais

De: Luis Alberto Katz Data: Janeiro 17 2007 Número: PA1906

De: Luis Alberto Katz Data: Janeiro 17 2007 Número: PA1906 ANÚNCIO DE PRODUTO De: Luis Alberto Katz Data: Janeiro 17 2007 Número: PA1906 Fluke 345 Alicate de medição de qualidade de energia Apresentamos o alicate de medição de qualidade de energia mais avançado

Leia mais

Retificadores Monofásicos de Meia Onda com Carga Resistiva-Indutiva

Retificadores Monofásicos de Meia Onda com Carga Resistiva-Indutiva 6 Capítulo Retificadores Monofásicos de Meia Onda com Carga Resistiva-Indutiva Meta deste capítulo Estudar os conversores ca-cc monofásicos operando com carga resistiva-indutiva objetivos Entender o funcionamento

Leia mais

OSCILOSCÓPIO DIGITAIS COMPACTOS PORTÁTEIS DE 2 CANAIS ISOLADOS MODELOS OX 5022 E OX 5042

OSCILOSCÓPIO DIGITAIS COMPACTOS PORTÁTEIS DE 2 CANAIS ISOLADOS MODELOS OX 5022 E OX 5042 OSCILOSCÓPIO DIGITAIS COMPACTOS PORTÁTEIS DE 2 CANAIS ISOLADOS MODELOS OX 5022 E OX 5042 Pontos-chave: 2 Canais isolados; Três instrumentos num só: osciloscópio de 20 ou 40 MHz, multímetro TRMS / analisador

Leia mais

I Retificador de meia onda

I Retificador de meia onda Circuitos retificadores Introdução A tensão fornecida pela concessionária de energia elétrica é alternada ao passo que os dispositivos eletrônicos operam com tensão contínua. Então é necessário retificá-la

Leia mais

INSTRUMENTAÇÃO E CONTROLO

INSTRUMENTAÇÃO E CONTROLO ESCOLA SUPERIOR NÁUTICA INFANTE D. HENRIQUE DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA MARÍTIMA INSTRUMENTAÇÃO E CONTROLO TRABALHO LABORATORIAL Nº 1 CONVERSORES DE SINAIS Por: Prof. Luis Filipe Baptista E.N.I.D.H. 2012/2013

Leia mais

VI SBQEE. 21 a 24 de agosto de 2005 Belém Pará Brasil

VI SBQEE. 21 a 24 de agosto de 2005 Belém Pará Brasil VI SBQEE 21 a 24 de agosto de 2005 Belém Pará Brasil Código: BEL 11 7608 Tópico: Modelagem e Simulações AVALIAÇÃO DE TÉCNICAS PARA AUMENTO DE SUPORTABILIDADE DE UM SISTEMA DE ACIONAMENTO À VELOCIDADE VARIÁVEL

Leia mais

Inversor Solar Conectado à Rede Inversor Solar Fotovoltaico HIVERTER - Série NP201i

Inversor Solar Conectado à Rede Inversor Solar Fotovoltaico HIVERTER - Série NP201i Inversor Solar Fotovoltaico HIVERTER - Série NP201i HIVERTER - Série NP201i Os Inversores Fotovoltaicos da Hitachi são do tipo Grid-Tied (GT Conectados à Rede) com controle reativo de potência e alta eficiência,

Leia mais

Técnico em Eletrotécnica

Técnico em Eletrotécnica Técnico em Eletrotécnica Caderno de Questões Prova Objetiva 2015 01 Em uma corrente elétrica, o deslocamento dos elétrons para produzir a corrente se deve ao seguinte fator: a) fluxo dos elétrons b) forças

Leia mais

Eletrônica Industrial Apostila sobre Modulação PWM página 1 de 6 INTRODUÇÃO

Eletrônica Industrial Apostila sobre Modulação PWM página 1 de 6 INTRODUÇÃO Eletrônica Industrial Apostila sobre Modulação PWM página 1 de 6 Curso Técnico em Eletrônica Eletrônica Industrial Apostila sobre Modulação PWM Prof. Ariovaldo Ghirardello INTRODUÇÃO Os controles de potência,

Leia mais

Maior fabricante nacional de nobreaks e estabilizadores, com mais de 18 milhões de equipamentos vendidos.

Maior fabricante nacional de nobreaks e estabilizadores, com mais de 18 milhões de equipamentos vendidos. 1 SMS. Soluções com um diferencial exclusivo: a experiência de um líder de mercado. A SMS é líder no segmento de equipamentos para proteção de energia. São mais de 18 milhões de equipamentos vendidos em

Leia mais

Corrente Alternada Transformadores Retificador de Meia Onda

Corrente Alternada Transformadores Retificador de Meia Onda Centro Federal de Educação Tecnológica de Santa Catarina Departamento de Eletrônica Eletrônica Básica e Projetos Eletrônicos Corrente Alternada Transformadores Retificador de Meia Onda Clóvis Antônio Petry,

Leia mais

ART559-07 - CD 262-07 - PÁG.: 1

ART559-07 - CD 262-07 - PÁG.: 1 ART559-07 - CD 262-07 - PÁG.: 1 EFEITOS DOS REATORES DE INTERFASE DOS EQUIPAMENTOS DE TRAÇÃO URBANA (METRÔ), EM SISTEMAS DE SUPRIMENTO DE ENERGIA (APLICAÇÃO NOS METRÔS DE SUPERFÍCIE DE BRASÍLIA E BELO

Leia mais

Escola de Educação Profissional SENAI Visconde de Mauá

Escola de Educação Profissional SENAI Visconde de Mauá Escola de Educação Profissional SENAI Visconde de Mauá Automação Industrial Porto Alegre, Maio de 2014 Revisão: A Prof Vander Campos Conhecer os princípios básicos do inversor de frequência; Saber interpretar

Leia mais

CONHECIMENTOS ESPECÍFICOS

CONHECIMENTOS ESPECÍFICOS Cargo 0: Técnico Cientifico Área: Engenharia Elétrica BASA2_00_0N562697 A respeito de elementos de circuitos, julgue o item abaixo. 5 A troca da resistência de um chuveiro elétrico por outra de maior valor

Leia mais

Aula 5 Infraestrutura Elétrica

Aula 5 Infraestrutura Elétrica Aula 5 Infraestrutura Elétrica Prof. José Maurício S. Pinheiro 2010 1 Ruído Elétrico Os problemas de energia elétrica são as maiores causas de defeitos no hardware das redes de computadores e conseqüente

Leia mais

SISTEMA DE PARTIDA E GERAÇÃO DE ENERGIA PARA TURBINA AERONÁUTICA.

SISTEMA DE PARTIDA E GERAÇÃO DE ENERGIA PARA TURBINA AERONÁUTICA. SISTEMA DE PARTIDA E GERAÇÃO DE ENERGIA PARA TURBINA AERONÁUTICA. Marco Antonio Souza 1, Milton Benedito Faria 2, Carlos Eduardo Cabral Vilela, Prof. MSc 3. Homero Santiago Maciel, Prof. DR 4. UNIVAP,

Leia mais

UMG 104-Mais do que um simples Multímetro UMG 104

UMG 104-Mais do que um simples Multímetro UMG 104 UMG 104 UMG 104-Mais do que um ples Multímetro O UMG 104 equipado com um DSP de 500 MHz (processador de sinal digital) é um analisador de tensão muito rápido e potente. A varredura contínua dos 8 canais

Leia mais

V SBQEE COMPORTAMENTO DE GERADORES SÍNCRONOS TRIFÁSICOS ALIMENTANDO CARGAS NÃO LINEARES E DESEQUILIBRADAS. UMA ABORDAGEM ANALÍTICA E EXPERIMENTAL

V SBQEE COMPORTAMENTO DE GERADORES SÍNCRONOS TRIFÁSICOS ALIMENTANDO CARGAS NÃO LINEARES E DESEQUILIBRADAS. UMA ABORDAGEM ANALÍTICA E EXPERIMENTAL V SBQEE Seminário Brasileiro sobre Qualidade da Energia Elétrica 17 a 20 de Agosto de 2003 Aracaju Sergipe Brasil Código: AJU 03 091 Tópico: Modelagens e Simulações COMPORTAMENTO DE GERADORES SÍNCRONOS

Leia mais

CATÁLAGO TÉCNICO SOLUÇÕES EM ECONOMIA DE ÁGUA E ENERGIA.

CATÁLAGO TÉCNICO SOLUÇÕES EM ECONOMIA DE ÁGUA E ENERGIA. CATÁLAGO TÉCNICO MODELO TRIFÁSICO MODELO BIFÁSICO FILTRO REDU-LUZ O que é SISTEMA REDU-LUZ Trata-se de filtro de linha capacitivo, montado em caixa ABS, encapsulado em resina inífoga (não propagadora de

Leia mais

Equipamentos Elétricos e Eletrônicos de Potência Ltda.

Equipamentos Elétricos e Eletrônicos de Potência Ltda. Equipamentos Elétricos e Eletrônicos de Potência Ltda. Confiança e economia na qualidade da energia. Recomendações para a aplicação de capacitores em sistemas de potência Antes de iniciar a instalação,

Leia mais

CONSTRUÇÃO DE UM VARIADOR DE FREQUÊNCIA

CONSTRUÇÃO DE UM VARIADOR DE FREQUÊNCIA CONSTRUÇÃO DE UM VARIADOR DE FREQUÊNCIA Jorge Constantino Duarte da Silva Mestrado em Engenharia Eletrotécnica e de Computadores Área de Especialização de Automação e Sistemas Departamento de Engenharia

Leia mais

Daniel Nunes da Cruz Silva EXPERIMENTO PARA DEMONSTRAÇÃO DE CALCULO DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA

Daniel Nunes da Cruz Silva EXPERIMENTO PARA DEMONSTRAÇÃO DE CALCULO DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA Daniel Nunes da Cruz Silva EXPERIMENTO PARA DEMONSTRAÇÃO DE CALCULO DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA Resumo: Em circuitos de corrente alternada (CA), puramente resistivos, as ondas de tensão e de corrente

Leia mais

Instituição Escola Técnica Sandra Silva. Direção Sandra Silva. Título do Trabalho Fonte de Alimentação. Áreas Eletrônica

Instituição Escola Técnica Sandra Silva. Direção Sandra Silva. Título do Trabalho Fonte de Alimentação. Áreas Eletrônica Instituição Escola Técnica Sandra Silva Direção Sandra Silva Título do Trabalho Fonte de Alimentação Áreas Eletrônica Coordenador Geral Carlos Augusto Gomes Neves Professores Orientadores Chrystian Pereira

Leia mais

EXPERIÊNCIA Nº 2 1. OBJETIVO

EXPERIÊNCIA Nº 2 1. OBJETIVO Universidade Federal do Pará - UFPA Faculdade de Engenharia da Computação Disciplina: Laboratório de Eletrônica Analógica TE - 05181 Turma 20 Professor: Bruno Lyra Alunos: Adam Dreyton Ferreira dos Santos

Leia mais

APLICAÇÃO DA TEORIA DE POTÊNCIA CONSERVATIVA PARA COMPENSAÇÃO DE DISTÚRBIOS DE CORRENTE

APLICAÇÃO DA TEORIA DE POTÊNCIA CONSERVATIVA PARA COMPENSAÇÃO DE DISTÚRBIOS DE CORRENTE UniversidadeEstadualPaulista JúliodeMesquitaFilho CampusdeBauru CRISTIANOJOSÉNICOLAUARBEX APLICAÇÃODATEORIADEPOTÊNCIACONSERVATIVA PARACOMPENSAÇÃODEDISTÚRBIOSDECORRENTE Orientador:Prof.Dr.FernandoPinhabelMarafão

Leia mais

ESTABILIZADOR DE TENSÃO ALTERNADA PARA CARGAS NÃO-LINEARES

ESTABILIZADOR DE TENSÃO ALTERNADA PARA CARGAS NÃO-LINEARES ESTABILIZADOR DE TENSÃO ALTERNADA PARA CARGAS NÃOLINEARES Clóvis Antônio Petry, João Carlos dos Santos Fagundes e Ivo Barbi Universidade Federal de Santa Catarina, Departamento de Engenharia Elétrica Instituto

Leia mais

GRUPO DE ESTUDO DE SOBRETENSÕES E COORDENAÇÃO DE ISOLAMENTO - GSC

GRUPO DE ESTUDO DE SOBRETENSÕES E COORDENAÇÃO DE ISOLAMENTO - GSC GSC/018 21 a 26 de Outubro de 2001 Campinas - São Paulo - Brasil GRUPO X GRUPO DE ESTUDO DE SOBRETENSÕES E COORDENAÇÃO DE ISOLAMENTO - GSC SIMULAÇÃO DA RESPOSTA AO TRANSITÓRIO DE CHAVEAMENTO EM SISTEMAS

Leia mais

Cortes de tensão (notching) e as respostas de UPS estáticos

Cortes de tensão (notching) e as respostas de UPS estáticos Cortes de tensão (notching) e as respostas de UPS estáticos Fabrício Douglas Gonçalves, Anésio de Leles Ferreira Filho, Felipe Tadeu Stemler, Luiz Valadão e Marcelo Leite Freire Departamento de Engenharia

Leia mais

Jornadas Técnicas de Eletrotecnia Aspetos Gerais da Qualidade de Energia

Jornadas Técnicas de Eletrotecnia Aspetos Gerais da Qualidade de Energia Universidade Algarve I.S.E. Dep. Engenharia Eletrotécnica Jornadas Técnicas de Eletrotecnia Aspetos Gerais da Qualidade de Energia 7 de Novembro de 2012 José Caçote jose.cacote@qenergia.pt Conteúdos Normas

Leia mais

Eduardo Filipe Morgado da Costa. Implementação de um Inversor Trifásico VSI de 2 níveis para Compensação do Factor de Potência

Eduardo Filipe Morgado da Costa. Implementação de um Inversor Trifásico VSI de 2 níveis para Compensação do Factor de Potência Universidade do Minho Escola de Engenharia Eduardo Filipe Morgado da Costa Implementação de um Inversor Trifásico VSI de 2 níveis para Compensação do Factor de Potência Implementação de um Inversor Trifásico

Leia mais

Projeto de um Controlador de Temperatura Proporcional, Analógico, com Sensor de Temperatura Usando Transistor Bipolar

Projeto de um Controlador de Temperatura Proporcional, Analógico, com Sensor de Temperatura Usando Transistor Bipolar Projeto de um Controlador de Temperatura Proporcional, Analógico, com Sensor de Temperatura Usando Transistor Bipolar Introdução O objetivo deste Laboratório de EE-641 é proporcionar ao aluno um ambiente

Leia mais

PLANIFICAÇÃO ANUAL DE CONTEÚDOS Curso Profissional de Técnico de Inst. Elétricas 2012/2013 Eletricidade e Eletrónica (117 h 156t)

PLANIFICAÇÃO ANUAL DE CONTEÚDOS Curso Profissional de Técnico de Inst. Elétricas 2012/2013 Eletricidade e Eletrónica (117 h 156t) Eletricidade e Eletrónica (117 h 1t) Total de Aulas Previstas ( min) 1 1º Período - 13 SET / 1 DEZ 2º Período - 3 JAN / 1 MAR 1 3º Período - 2 ABR / 0 Módulo : - Transístor Bipolar - (27h / 3t) Conhecer

Leia mais

Compensação. de Factor de Potência

Compensação. de Factor de Potência Compensação de Factor de Potência oje em dia, praticamente todas as instalações eléctricas têm associadas aparelhos indutivos, nomeadamente, motores e transformadores. Este equipamentos necessitam de energia

Leia mais

Controlador Universal de Trânsito de Energia com Conversor Matricial Esparso

Controlador Universal de Trânsito de Energia com Conversor Matricial Esparso Controlador Universal de Trânsito de Energia com Conversor Matricial Esparso João Filipe Gaspar Ferreira Dissertação para obtenção do grau de mestre em Engenharia Electrotécnica e de Computadores Júri

Leia mais

FÍSICA 3 Circuitos Elétricos em Corrente Contínua. Circuitos Elétricos em Corrente Contínua

FÍSICA 3 Circuitos Elétricos em Corrente Contínua. Circuitos Elétricos em Corrente Contínua FÍSICA 3 Circuitos Elétricos em Corrente Contínua Prof. Alexandre A. P. Pohl, DAELN, Câmpus Curitiba EMENTA Carga Elétrica Campo Elétrico Lei de Gauss Potencial Elétrico Capacitância Corrente e resistência

Leia mais

DESENVOLVIMENTO DE UM CONDICIONADOR UNIVERSAL DE ENERGIA COM TOPOLOGIA INVERTIDA (iupqc) Bruno Wanderley França

DESENVOLVIMENTO DE UM CONDICIONADOR UNIVERSAL DE ENERGIA COM TOPOLOGIA INVERTIDA (iupqc) Bruno Wanderley França DESENVOLVIMENTO DE UM CONDICIONADOR UNIVERSAL DE ENERGIA COM TOPOLOGIA INVERTIDA (iupqc) Bruno Wanderley França Dissertação de Mestrado apresentada ao Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica,

Leia mais

Aula 4 Corrente Alternada e Corrente Contínua

Aula 4 Corrente Alternada e Corrente Contínua FUNDMENTOS DE ENGENHI ELÉTIC PONTIFÍCI UNIVESIDDE CTÓLIC DO IO GNDE DO SUL FCULDDE DE ENGENHI ula 4 Corrente lternada e Corrente Contínua Introdução Corrente lternada e Corrente Contínua Transformadores

Leia mais

2. DISPOSITIVOS DE COMANDO E CHAVES DE PARTIDA

2. DISPOSITIVOS DE COMANDO E CHAVES DE PARTIDA 2. DISPOSITIVOS DE COMANDO E CHAVES DE PARTIDA A instalação de máquinas diversas requer uma grande gama de dispositivos que possibilitem o perfeito funcionamento, de preferência o mais automatizado possível,

Leia mais

Driver - DRM100D80A. Principais características. DRM100D80A - Driver Isolado Duplo. www.supplier.ind.br

Driver - DRM100D80A. Principais características. DRM100D80A - Driver Isolado Duplo. www.supplier.ind.br A SUPPLIER Indústria e Comércio de Eletroeletrônicos Ltda é uma empresa constituída com o objetivo de atuar no setor das Indústrias Eletroeletrônicas, principalmente na fabricação de fontes de alimentação

Leia mais

Tensão à entrada do osciloscópio. nº divisões no ecrã 30 V... 3 V... 1,5 div 10 V... 1 V... 0,5 div 0 V... 0 V... 0 div 30 V... 1 V...

Tensão à entrada do osciloscópio. nº divisões no ecrã 30 V... 3 V... 1,5 div 10 V... 1 V... 0,5 div 0 V... 0 V... 0 div 30 V... 1 V... 1 Considere o sinal periódico indicado na fig. 1: +30-10 -30 0 1 2 3 4 5 6 7 Fig. 1. a) Esboce a imagem que observaria num osciloscópio com ecrã de 10 10 divisões, utilizando uma ponta de prova atenuadora

Leia mais

UNIVERSIDADE FEDERAL DE UBERLÂNDIA FACULDADE DE ENGENHARIA ELÉTRICA PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

UNIVERSIDADE FEDERAL DE UBERLÂNDIA FACULDADE DE ENGENHARIA ELÉTRICA PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA UNIVERSIDADE FEDERAL DE UBERLÂNDIA FACULDADE DE ENGENHARIA ELÉTRICA PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA FILTRO ATIVO DE POTÊNCIA TRIFÁSICO PARALELO COMANDADO PARA VÁRIAS FUNÇÕES ASPECTOS TEÓRICOS E PRÁTICOS

Leia mais

Faculdade de Ciências e Tecnologia Universidade de Coimbra

Faculdade de Ciências e Tecnologia Universidade de Coimbra Faculdade de Ciências e Tecnologia Universidade de Coimbra Departamento de Engenharia Electrotécnica e Computadores O Impacto dos Problemas de Qualidade da Energia em Instalações Eléctricas O Caso Particular

Leia mais

UPS. Unidades de Alimentação Ininterrupta

UPS. Unidades de Alimentação Ininterrupta UPS Uma UPS é um dispositivo que, quando em funcionamento correcto, ajuda a garantir que a alimentação dos equipamentos que estão a ela ligados, não sejam perturbados, fornecendo energia, através de uma

Leia mais

Implementação e Teste de um Condicionador Activo Série Monofásico para Regulação de Tensão e Compensação de Harmónicos

Implementação e Teste de um Condicionador Activo Série Monofásico para Regulação de Tensão e Compensação de Harmónicos Universidade do Minho Escola de Engenharia Helder Fernando Carvalho Dias Carneiro Implementação e Teste de um Condicionador Activo Série Monofásico para Regulação de Tensão e Compensação de Harmónicos

Leia mais

1ª PARTE: INFORMAÇÃO TECNOLÓGICA ELETROTÉCNICA - IT

1ª PARTE: INFORMAÇÃO TECNOLÓGICA ELETROTÉCNICA - IT 1ª PARTE: INFORMAÇÃO TECNOLÓGICA ELETROTÉCNICA - IT SUMÁRIO Grandezas 01 1.1 Classificação das Grandezas 01 1.2 Grandezas Elétricas 01 2 Átomo (Estrutura Atômica) 01 2.1 Divisão do Átomo 01 3 Equilíbrio

Leia mais

ABAIXO ENCONTRAM-SE 10 QUESTÕES. VOCÊ DEVE ESCOLHER E RESPONDER APENAS A 08 DELAS

ABAIXO ENCONTRAM-SE 10 QUESTÕES. VOCÊ DEVE ESCOLHER E RESPONDER APENAS A 08 DELAS ABAIXO ENCONTRAM-SE 10 QUESTÕES. VOCÊ DEVE ESCOLHER E RESPONDER APENAS A 08 DELAS 01 - Questão Esta questão deve ser corrigida? SIM NÃO Um transformador de isolação monofásico, com relação de espiras N

Leia mais

Tipos de Medidores MEDIDOR NÃO-INTEGRATIVO CC

Tipos de Medidores MEDIDOR NÃO-INTEGRATIVO CC Tipos de Medidores Medidor não-integrativo; Medidor integrativo; Medidor do valor médio retificado; Medidor de valor de pico; Medidor de valor eficaz. MEDIDOR NÃO-INTEGRATIVO CC Processa o sinal CC sem

Leia mais

APOSTILA MÓDULO - 4. figura 2 HALL. figura 3. tomada de entrada balanceada CANON

APOSTILA MÓDULO - 4. figura 2 HALL. figura 3. tomada de entrada balanceada CANON APOSTILA MÓDULO 4 AULA 4 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS 2 Amplificação de sinais diferenciais bobina magnética e HALL O circuito Schmitt Trigger analisado detalhadamente Os pontos NSD e NID (Nível Superior

Leia mais

Reatores Eletrônicos para LEDs de Potência

Reatores Eletrônicos para LEDs de Potência Universidade Federal do Ceará PET Engenharia Elétrica Fortaleza CE, Brasil, Abril, 2013 Universidade Federal do Ceará Departamento de Engenharia Elétrica PET Engenharia Elétrica UFC Reatores Eletrônicos

Leia mais

Retificadores Buck com Fator de Deslocamento Unitário Operando em um Quadrante

Retificadores Buck com Fator de Deslocamento Unitário Operando em um Quadrante UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA Retificadores Buck com Fator de Deslocamento Unitário Operando em um Quadrante André Pires Nóbrega Tahim Marcos Tadeu

Leia mais

MANUAL DE INSTRUÇÕES EFA72C35-A/00

MANUAL DE INSTRUÇÕES EFA72C35-A/00 Histórico N. Doc. Revisão Data Descrição Aprovado 601165 A 24/01/14 Inicial Faria Executado: Edson N. da cópia: 01 Página 1 de 7 SUMÁRIO 1- INTRODUÇÃO 2- CARACTERÍSTICAS ELÉTRICAS E MECÂNICAS 2.1 - Entrada

Leia mais

Resumo. Abstract. Docente do Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina-DEEL-UEL; treviso@uel.br.

Resumo. Abstract. Docente do Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina-DEEL-UEL; treviso@uel.br. DOI: 10.5433/1679-0375.2013v34n1p31 Inversor de tensão com topologia push-pull para injeção de energia em sistemas elétricos com modulação SPWM Voltage inverter with push-pull topology to inject energy

Leia mais

COMISSÃO TÉCNICA DE NORMALIZAÇÃO ELETROTÉCNICA CTE 64 Instalações Elétricas em Edifícios

COMISSÃO TÉCNICA DE NORMALIZAÇÃO ELETROTÉCNICA CTE 64 Instalações Elétricas em Edifícios COMISSÃO TÉCNICA DE NORMALIZAÇÃO ELETROTÉCNICA CTE 64 Instalações Elétricas em Edifícios ESQUEMAS TIPO DE UNIDADES DE PRODUÇÃO PARA AUTOCONSUMO (UPAC) março 2015 A secção 712: Instalações Solares Fotovoltaicas

Leia mais

Controle de Conversores Estáticos Controle de um conversor boost CCM para correção do FP. Prof. Cassiano Rech cassiano@ieee.org

Controle de Conversores Estáticos Controle de um conversor boost CCM para correção do FP. Prof. Cassiano Rech cassiano@ieee.org Controle de Conversores Estáticos Controle de um conversor boost CCM para correção do FP cassiano@ieee.org 1 Operação como PFP Como a freqüência de comutação do interruptor S é muito maior que a freqüência

Leia mais

Transformadores trifásicos

Transformadores trifásicos Transformadores trifásicos Transformadores trifásicos Transformadores trifásicos Por que precisamos usar transformadores trifásicos Os sistemas de geração, transmissão e distribuição de energia elétrica

Leia mais