RODRIGO BERNARDES BONACIN CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM ESTIMADOR DE VELOCIDADE

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1 RODRIGO BERNARDES BONACIN CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM ESTIMADOR DE VELOCIDADE LONDRINA PR 2014

2 RODRIGO BERNARDES BONACIN CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM ESTIMADOR DE VELOCIDADE Trabalho de Conclusão de Curso apresentado ao curso de Bacharelado em Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina como parte dos requisitos para obtenção do título de Bacharel em Engenharia Elétrica. Orientador: Prof. Dr. Newton da Silva LONDRINA PR 2014

3 Rodrigo Bernardes Bonacin Controle Escalar de um Motor CA com estimador de velocidade / Rodrigo Bernardes Bonacin. Londrina PR, p. : il. (algumas color.) ; 30 cm. Orientador: Prof. Dr. Newton da Silva Universidade Estadual de Londrina, CDU 02:141:005.7

4 RODRIGO BERNARDES BONACIN CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM ESTIMADOR DE VELOCIDADE Trabalho de Conclusão de Curso apresentado ao curso de Bacharelado em Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina como parte dos requisitos para obtenção do título de Bacharel em Engenharia Elétrica. BANCA EXAMINADORA Prof. Dr. Newton da Silva Universidade Estadual de Londrina Orientador Prof. Dr. Ruberlei Gaino Universidade Estadual de Londrina Prof. Dr. Márcio Roberto Covacic Universidade Estadual de Londrina Londrina PR, 6 de novembro de 2014 LONDRINA PR 2014

5 À minha família que, com muito carinho e apoio, não mediu esforços para que eu chegasse até esta etapa de minha vida.

6 AGRADECIMENTOS Agradeço aos meus pais, pelo amor, incentivo e apoio incondicional. Agradeço a meus irmãos, tias, tios, avós e minha namorada que nos momentos de minha ausência dedicados ao estudo superior, sempre fizeram entender que o futuro é feito a partir da constante dedicação no presente. Agradeço ao meu orientador Professor Doutor Newton da Silva pela amizade desenvolvida, pela oportunidade concedida, confiança e apoio na elaboração deste trabalho em todas as suas etapas. Meus agradecimentos em especial aos amigos Reginaldo Forti, Paulo Henrique Orlandini, Jean C.F. dos Santos, Willian Bispo, André Navarro, Vitor S. Lovo, Gabriel Chapecó e Leonardo Mendes, companheiros de trabalhos e irmãos na amizade que fizeram parte da minha formação e que vão continuar presentes em minha vida. Agradeço aos professores pelo ensinamentos, os quais me proporcionaram chegar até aqui. Aos técnicos e os demais profissionais da Universidade Estadual de Londrina que proporcionaram o ambiente para minha formação. Agradeço a todos que direta ou indiretamente fizeram parte da minha formação, o meu muito obrigado.

7 BONACIN, R. B.. Controle Escalar de um Motor CA com estimador de velocidade. 96 p. Trabalho de Conclusão de Curso (Graduação). Bacharelado em Engenharia Elétrica Universidade Estadual de Londrina, RESUMO A proposta do trabalho é a implementação de um controle escalar em um motor CA. Esta técnica é conhecida como controle V/F. A velocidade do motor é constante a partir do sinal que representa a sua velocidade, que serve de realimentação para geração de um sinal variável em frequência e amplitude que será sintetizado por um inversor trifásico. A estrutura física para implementação desse sistema é composta por um inversor trifásico comandado pelo processador de sinais digitais TMS320F28335 da Texas Instruments, que estima a velocidade do motor através da aquisição dos sinais de corrente. Toda a parte de controle é implementada através do programa do controlador em um ambiente visual de alto nível que gera o código necessário ao processador. Para aprofundamento dos conceitos e melhor entendimento de cada parte do projeto, foi feita uma revisão de literatura sobre os conversores CC/CA trifásicos, os métodos de controle de velocidade, a modelagem dos motores de indução trifásicos, sobre a técnica de modulação por largura de pulso e programação em alto nível. Ao final deste trabalho, é possível verificar e comparar os resultados experimentais obtidos na simulação e nos testes realizados num motor de indução trifásico de 1 cv disponível em bancada, demonstrando a validade e as vantagens 3 de sua aplicação. Palavras-chave: Controle escalar. Inversor trifásico. DSC TMS320F28335.

8 BONACIN, R. B.. Scalar Control of an AC motor with speed estimator. 96 p. Final Project (Undergraduation). Bachelor of Science in Electrical Engineering State University of Londrina, ABSTRACT The proposed work is the implementation of a scalar control for an AC motor. This technique is called V/F control. The motor speed is constant from the signal representing the speed, which serves for generating the feedback signal by a variable frequency and amplitude that is synthesized by a three-phase inverter. The physical structure for implementation of this system is composed of a three-phase inverter controlled by a digital signal processor from Texas Instruments TMS320F28335, that estimates the motor speed by acquiring current signals. Everywhere, control is implemented through the controller in a high-level visual environment that generates the necessary code to the processor program. To deepen the concepts and better understand each part of the project, a literature review was made on the DC/AC three phase converters, methods of speed control modeling of induction motors, the technique of width modulation pulse and high-level programming. At the end of this work, you can check and compare the experimental results obtained in simulation and in tests on a three phase induction motor 1 hp available in countertop, demonstrating 3 the validity and advantages of their application. Keywords: Scalar control. Three-phase inverter. DSC TMS320F28335.

9 LISTA DE ILUSTRAÇÕES Figura 1 Curva Conjugado x Rotação (POMÍLIO, 2014) Figura 2 Campo Girante (POMÍLIO, 2014) Figura 3 Campo Girante em máquina de 4 polos (POMÍLIO, 2014) Figura 4 Modelos de Circuitos para Motor de Indução (POMÍLIO, 2014) a)circuito do rotor, b)com rotor e estator separados, c)com rotor refletido ao lado do estator Figura 5 Modelo simplificado, por fase, do motor de indução (POMÍLIO, 2014). 30 Figura 6 Característica torque-velocidade de máquina de indução (POMÍLIO, 2014) Figura 7 Máquina de rotor enrolado (POMÍLIO, 2014) Figura 8 Característica torque versus velocidade para diferentes valores de resistência de rotor (POMÍLIO, 2014) Figura 9 Curva torque versus velocidade (POMÍLIO, 2014) Figura 10 Controle da tensão do estator por inversor (a) e controlador CA (b) (POMÍLIO, 2014) Figura 11 Característica torque versus velocidade com controle de frequência (POMÍLIO, 2014) Figura 12 Característica torque versus velocidade com controle de tensão/frequência (POMÍLIO, 2014) Figura 13 Característica torque versus velocidade com acionamento por controle de corrente (POMÍLIO, 2014) Figura 14 Chaves semicondutoras para inversores de tensão e de corrente (POMÍ- LIO, 2014) Figura 15 Controle IFOC para velocidade Figura 16 Blocodiagrama do inversor de frequência (DINIZ, 2014) Figura 17 Inversor genérico (OLIVEIRA, 2014) Figura 18 Característica de tensão de alimentação no retificador (a) Monofásico (b) Trifásico (DINIZ, 2014) Figura 19 Retificador (a) Tensão de entrada (b) Retificador não controlado e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014) Figura 20 Circuito Intermediário - Fonte de corrente (a)tensão de entrada (b) Reator do circuito intermediário e (c) Corrente de saída com nível CC ajustável (DINIZ, 2014) Figura 21 Circuito Intermediário - Fonte de tensão (a)tensão de entrada (b) Capacitor do circuito intermediário e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014). 47 Figura 22 Modulação PWM

10 Figura 23 Modulação PWM Figura 24 Diagrama de blocos do protótipo Figura 25 Imagem da bancada Figura 26 Inversor trifásico Figura 27 Modelo elétrico do retificador monofásico Figura 28 Kit DSC TMS320F Figura 29 Exemplo do ambiente de simulação do Matlab / Simulink Figura 30 Diagrama de blocos do controle em malha aberta Figura 31 Sinais de frequência e amplitude convertidos de analógico para digital. 59 Figura 32 Rampa gerada pelo sinal de frequência Figura 33 Bloco do seno e cosseno sintetizados pela rampa Figura 34 Bloco da Transformada Inversa de Clarke Figura 35 Bloco do estimador do ângulo de posição do rotor (TEXAS INSTRU- MENTS, 2014) Figura 36 Controle de Campo Orientado de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) Figura 37 Controle de Campo Orientado Sensorless de PMSM (TEXAS INSTRU- MENTS, 2014) Figura 38 Estimador de posição baseado no fluxo do rotor do Sliding Mode (TE- XAS INSTRUMENTS, 2014) Figura 39 Coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) Figura 40 Circuito do estimador do ângulo de posição do rotor Figura 41 Bloco do estimador de velocidade a partir do ângulo estimado do rotor (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) Figura 42 As formas de onda da posição do rotor em ambos os sentidos. (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) Figura 43 Circuito do estimador de velocidade Figura 44 Sinal da tensão alternada da rede Figura 45 Sinal da Tensão de entrada retificada Figura 46 Retificador Monofásico Figura 47 Módulo IGBT Figura 48 Inversor utilizado no protótipo Figura 49 Tensão de Linha entre as fases A e B Figura 50 Tensão da Fase B Figura 51 Sinal de corrente de linha da fase A e B Figura 52 Motor utilizado em bancada Figura 53 Sinal da tensão da rede retificada com o dobrador de tensão Figura 54 Sinal da tensão de linha entre as fases A e B

11 Figura 55 Sinal da tensão da fase B Figura 56 Sinal da corrente de linha das fases A e B Figura 57 Protótipo com o neutro do motor com a referência do inversor Figura 58 Sinal da tensão de linha entre as fases A e B Figura 59 Sinal da tensão da fase B Figura 60 Controle em malha aberta com estimador Figura 61 Placa de condicionamento de sinais de corrente Figura 62 DSC TMS320F Figura 63 Bloco da transformada de Clarke Figura 64 Ângulo de posição do rotor estimado simulado no PSIM Figura 65 Ângulo de posição do rotor estimado simulado no Matlab / Simulink.. 83 Figura 66 Ângulo de posição do rotor estimado Figura 67 Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do rotor simulado no Matlab / Simulink Figura 68 Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do rotor simulado no PSIM

12 LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS A/D BEMF CA CC CC/CA CI CPU CV D D/A DFOC DSP DSC DTC GTO IFOC IGBT PMSM PWM rpm V/F Analógico/Digital Força Eletromotriz Corrente Alternada Corrente Contínua Corrente contínua/corrente alternada Circuito integrado Unidade de Processamento Central Cavalo Vapor Razão Cíclica Digital/Analógico Controle Orientado de Campo Direto Processador de Sinais Digitais Controlador de Sinais Digitais Controle de Torque Direto Tiristores com a Porta Desligada Controle Orientado de Campo Direto Transistor Bipolar de Porta Isolada Motor Sincrono Magnético-Permanente Modulação por Largura de Pulso Rotações por Minuto Tensão/Frequência

13 LISTA DE SÍMBOLOS e s E f f 0 f 1 f f b f c f e f f f r I I 2 I n I r i s i s K 11 k K L L m n N Vetores BEMF (alfa/beta) Tensão de alimentação Frequência de corte do filtro Frequência fundamental da tensão estatórica Frequência da rede Frequência base Frequência de corte Frequência da corrente no estator Frequência fundamental da tensão de alimentação Frequência da corrente no rotor Corrente rotórica Matrix identidade 2x2 Corrente nominal Corrente do rotor Corrente real do motor Corrente estimada alfa/beta Constante (depende do material e do projeto da máquina) Parâmetro do ganho de controle do escorregamento Constante de torque de número de pólos, enrolamentos, unidades empregadas, etc Indutância do estator Indutância de magnetização Velocidade de rotação mecânica Velocidade síncrona

14 p P c P g P i P n P o P s R R m R r R s s S s max T T d T o T on T s T mm T max V 1 V n V p V cc V ef Número de pares de pólos Perdas no material ferromagnético Potência no entreferro Potência de entrada Potência nominal Potência de saída Perdas no cobre Resistência de fase do estator Resistência relacionada às perdas no ferro Resistência do enrolamento Resistência do enrolamento do estator Escorregamento Escorregamento percentual Escorregamento máximo Período de amostragem Torque desenvolvido Torque Intervalo de tempo que a função é não nula Período da função Torque de carga Torque máximo Tensão estatórica Tensão nominal Valor de tensão pico Tensão retificada CC Valor eficaz da tensão de entrada

15 V fn V rms X m X r X s X rb z α β η θ e τ c υ s * cos θ s φ m cos φ ω ω e ^ω e Tensão de fase Valor da tensão de linha Reatância de magnetização Indutância de dispersão Reatância de dispersão Reatância a rotor bloqueado Gerador de controle impulsionado por erro entre a corrente estimada do motor e a corrente real. Componente alfa Componente beta Rendimento Ângulo do rotor estimado Constante de tempo do filtro passa baixa Tensão do estator do eixo das componentes alfa e beta (Valpha/Vbeta) Ângulo entre tensão e corrente Fluxo de magnetização Fator de potência Frequência angular Posição do rotor Velocidade do rotor

16 SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO GERAL Introdução Problema Justificativa Objetivo Geral Estrutura do Trabalho FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA Motores de Indução Vantagens do Motor de Indução Aplicações dos Motores de Indução Trifásicos Máquina de Indução Trifásica Tipos de Acionamento das Máquinas de Indução Chave Estrela - Triângulo Partida Eletrônica (Soft-Starter) Partida usando o Inversor de Frequência Métodos de Controle de Velocidade de um Motor de Indução Controle pela Resistência do Rotor Controlador da Tensão do Estator Controle pela Variação da Frequência do Estator Controle da Tensão e da Frequência Controle da Corrente Controle do Modelo Dinâmico Algumas Formas de Controle Vetorial Controle Vetorial de Campo Orientado Indireto Inversores de Frequência Retificador de Entrada e Link CC Circuito Intermediário Inversores fonte de corrente (I-converters) Inversores fonte de tensão (U-converters) Técnicas de Modulação Modulação PWM Geração do PWM Senoidal DSP - Processador Digital de Sinais Principais Características do DSP

17 Apresentação do TMS320F Compilador para o TMS320F Driver Conclusão do Capítulo DESENVOLVIMENTO PRÁTICO Introdução Diagrama de blocos do Protótipo Princípio de Funcionamento do Protótipo Inversor trifásico para alimentação do motor trifásico Comando para acionamento das chaves Programação do processador Controle em Malha Aberta Relação V/F Controle em Malha Aberta com o Estimador de Velocidade Estimar o Ângulo de Posição do Rotor Estimar a Velocidade a Partir do Ângulo de Posição do Rotor Conclusão RESULTADOS E DISCUSSÃO Funcionamento do Protótipo Protótipo com o Retificador Monofásico Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão com o Neutro Ligado ao Neutro do Motor Controle do Protótipo com o Estimador Conclusão CONCLUSÃO REFERÊNCIAS APÊNDICES 92 APÊNDICE A SCRIPT DO ESTIMADOR DE POSIÇÃO DO ROTOR

18 APÊNDICE B SCRIPT DO ESTIMADOR DE VELOCI- DADE A PARTIR DA POSIÇÃO DO RO- TOR ANEXOS 95 ANEXO A PRIMEIRA PÁGINA DO DATASHEET DO IRAMS10UP60A

19 18 1 INTRODUÇÃO GERAL 1.1 Introdução Máquinas de corrente alternada, em especial a máquina de indução, possuem como caracteríticas serem construtivamente simples e robustas, quando comparadas com as máquinas de corrente contínua (POMÍLIO, 2014), além de que apresentam menor massa, para um mesmo valor de potência, o que gera um custo menor para sua aquisição e manutenção. Quando é realizado um acionamento controlado, os conversores e sistemas de controle necessários são mais complexos do que aqueles utilizados em máquinas de corrente contínua, portanto, é necessário uma plataforma de alimentação da máquina para ser controlada. O controle de sua velocidade necessita da variação de parâmetros dos sinais de alimentação da máquina como a frequência e a amplitude. A alimentação e o controle de uma máquina de corrente alternada mais usual é feito pelo uso de um conversor corrente contínua/ corrente alternada. Resumidamente, este conversor nada mais é que um inversor trifásico comandado por sinais de controle gerados por um processador. As estratégias de controle comumente utilizadas nos conversores são: Controle Escalar: baseia-se no conceito original do conversor de frequência: impõe no motor uma determinada tensão/frequência, visando manter a relação V/F constante. O controle é realizado em malha aberta e a precisão da velocidade é função do escorregamento do motor, que varia em função da carga, já que a frequência no estator é imposta. O controle escalar é o mais utilizado, devido à sua simplicidade e ao fato de que na maioria das aplicações não requer alta exatidão e/ou rapidez no controle de velocidade (WEG, 2006). Controle Vetorial: possibilita atingir um elevado grau de exatidão e rapidez no controle do torque e da velocidade do motor. O controle decompõe a corrente do motor em dois vetores: um que produz o fluxo magnetizante e outro que produzem torque, regulando separadamente o torque e o fluxo (WEG, 2006). O controle escalar apresenta uma estrutura mais simples, cujas principais características consistem no seu baixo custo de implementação e no erro de regime permanente reduzido (KRAUSE, 2013). A metodologia de controle Proporcional-Integrador (PI) é usualmente empregada na estratégia de controle escalar V/F de motores de indução trifásicos (Krishnan, 2001; Trzynadlowski, 2001). Entretanto, além do projeto de um controlador convencional solicitar o modelo matemático da planta do sistema, a dificuldade de se identificar os parâmetros precisos de um comportamento complexo, não-linear e variante

20 Capítulo 1. Introdução Geral 19 no tempo, as quais são inerentes a uma planta real, pode tornar o processo de ajuste fino dos parâmetros dos controladores muito dispendioso (Dazhi et alii, 2004; Callai et alii, 2007). As principais diferenças entre os dois tipos de controle são que o controle escalar só considera as amplitudes das grandezas elétricas instantâneas (fluxos, correntes e tensões), referindo-as ao estator, e seu equacionamento baseia-se no circuito equivalente do motor, ou seja, são equações de regime permanente. Já o controle vetorial admite a representação das grandezas elétricas instantâneas por vetores, baseando-se nas equações espaciais dinâmicas da máquina, com as grandezas referidas ao fluxo enlaçado pelo rotor, ou seja, o motor de indução é visto pelo controle vetorial como um motor de corrente contínua, havendo regulação independente para torque e fluxo (WEG, 2006). O trabalho foi desenvolvido no Laboratório de Controle Avançado, Robótica e Engenharia Biomédica. Como suporte foram utilizados materias e componentes eletrônicos adquiridos pela Fundação Araucária. 1.2 Problema O controle escalar é a técnica de controle que utiliza a variação da tensão e frequência dentro de uma relação fixa com o objetivo de manter constante o fluxo magnético do entreferro. Este controle pode ser feito em malha aberta ou em malha fechada. Em malha aberta, o escorregamento é desprezado e o controle é feito através de uma velocidade de referência, e a partir desta são feitas aplicações de valores de tensão e frequência. No controle escalar, não é necessário conhecer os parâmetros do motor, pois a modelagem matemática não é usada, não sendo possível assim efetuar um controle de torque adequado. Contudo, em malha fechada, consegue-se aperfeiçoar o desempenho, pois sistemas com realimentação apresentam uma melhor capacidade em seguir a entrada, são menos compassivas a variações dos parâmetros, são reduzidos os efeitos de distorções além de outras vantagens. Porém, para fechar a malha, usualmente é necessário o auxílio de dispositivos eletromecânicos de forma a realizar a leitura do posicionamento e velocidade do eixo do motor. Usualmente, esses equipamentos possuem um custo elevado e são aplicados onde se demanda um melhor desempenho, ou valor agregado, para justificar o seu uso. Portanto, neste trabalho, será desenvolvido um código de programa para estimar a velocidade do motor trifásico de indução, a fim de reduzirem os custos para fechamento de malha e possibilitar um melhor desempenho do sistema.

21 Capítulo 1. Introdução Geral Justificativa Devido aos processos em que o controle de velocidade dos motores está envolvido, aliado a viabilidade econômica e confiabilidade, surgiu como necessidade a implementação de dispositivos que venham a controlar a velocidade dos motores de indução. O uso de dispositivos eletromecânicos que conta ou reproduz pulsos elétricos a partir do movimento rotacional de seu eixo, os encoders, são utilizados para controlar a velocidade dos motores de indução. Porém, para este trabalho, foi desenvolvido um estimador de velocidade programado que faz a estimativa da posição do rotor e a partir dessa informação estima a velocidade do motor. Quando a eficiência, baixo custo e o controle do acionamento do motor de indução se torna uma preocupação, o estimador programado fornece uma solução viável e diminui o custo do sistema de acionamento, o que é desejado. O projeto e a implementação de um inversor trifásico controlado por um controlador digital de sinais aplicado ao controle escalar de velocidade de um motor de indução trifásico possibilitará agregar conhecimentos de programação de processadores digitais de sinais. 1.4 Objetivo Geral Construir um inversor trifásico que utilize controle digital para realizar o controle de uma máquina CA, a partir do controlador TMS320F28335 da (Texas Instruments, 2014). O inversor de frequência trifásico foi construído, bem como, o hardware de controle do inversor. Em seguida, foi elaborado o programa para o processador utilizando como técnica a prototipagem rápida, no ambiente visual de alto nível do Matlab / Simulink. Finalmente, testes e simulações foram realizados e coletados com o intuito de comprovar resultados teóricos com práticos. 1.5 Estrutura do Trabalho O presente trabalho é constituído em cinco capítulos. O primeiro capítulo, de caráter introdutório, apresenta a proposta do trabalho e nele está contida a introdução geral, descreverá o problema em questão, a justificativa, o objetivo e a estruturação do trabalho. O segundo capítulo é destinado à fundamentação teórica sobre motores de indução trifásicos, conversores CC-CA trifásico, além de analisar o controle escalar de velocidade e todas as informações teóricas necessárias ao desenvolvimento do projeto. O terceiro capítulo apresentará a descrição da parte experimental, além de informações que fornecerão todo o embasamento teórico necessário ao desenvolvimento do estimador.

22 Capítulo 1. Introdução Geral 21 O quarto capítulo apresentará as simulações e os resultados práticos obtidos, bem como comparação destes para os diferentes tipos de controle. Finalmente, no quinto capítulo serão apresentadas as conclusões finais, baseadas em todo o trabalho realizado.

23 22 2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA 2.1 Motores de Indução Neste capítulo serão abordados os principais conceitos sobre motores de indução, conversores corrente contínua/ corrente alternada trifásicos, além da análise do controle escalar de velocidade e de todas as informações teóricas necessárias ao desenvolvimento do projeto. O motor elétrico é uma máquina que transforma energia elétrica em energia mecânica. O motor de indução tem sido o motor mais empregado nas instalações indústriais desde o início da utilização da energia elétrica em corrente alternada, sendo adequado para quase todos os tipos de máquinas acionadas, devido ao baixo custo, robustez e simplicidade na sua construção, além da enorme versatilidade de adaptação a diversos tipos de cargas. Opera usualmente com uma velocidade constante que varia ligeiramente com a carga mecânica aplicada ao eixo. O seu nome vem do fato de que a corrente no rotor não provém diretamente de uma fonte de alimentação, mas é induzido nele pelo movimento relativo dos condutores do rotor e do campo girante produzido pelas correntes no estator. Também é conhecido como motor assíncrono de corrente alternada, pois a velocidade do rotor nunca pode atingir a velocidade do campo girante, isto é, a velocidade síncrona. Se esta velocidade fosse atingida, os condutores do rotor não seriam cortados pelas linhas de força do campo girante e consequentemente não surgiriam as correntes induzidas e o conjugado do motor seria nulo (GARCIA, 2014). O motor de indução trifásico é composto fundamentalmente de duas partes: estator e rotor. O estator é a parte fixa do motor. Possui enrolamentos alojados nas ranhuras existentes na periferia interna de um núcleo de ferro laminado. As correntes trifásicas que circulam pelos enrolamentos do estator vão gerar, em cada fase, campos pulsantes, defasados de um ângulo igual ao ângulo da defasagem entre as tensões aplicadas, cujos eixos de simetria são fixos no espaço, mas cuja resultante é um campo que gira num determinado sentido, denominado campo girante. A outra parte do motor é denominada rotor. Pode ser construído de duas formas: o rotor curto circuitado conhecido como gaiola de esquilo, e o rotor bobinado. O núcleo magnético para os dois tipos são compostos de ferro laminado. O rotor bobinado consta de um núcleo em tambor, provido de ranhuras nos quais enrolamentos semelhantes aos do estator se encontram alojados, configurando o mesmo número de pólos. No rotor trifásico os enrolamentos do rotor bobinado geralmente se encontram ligados em estrela, sendo três anéis coletores acoplados ao eixo ligados às três extremidades livres dos enrolamentos do rotor, facilitando a inserção de resistores variáveis série em cada fase (GARCIA, 2014).

24 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 23 O rotor do tipo gaiola consta de um núcleo em tambor, provido de ranhuras, nas quais são alojados fios ou barras de cobre curto-circuitados nos extremos por anéis. Na prática, as barras não isoladas da gaiola de esquilo são inseridas num núcleo de aço laminado perto da periferia do rotor e são conectadas entre si através de anéis de curto circuito adequadamente situados nas extremidades do rotor. Esta construção simples faz o motor de gaiola de esquilo ser o mais robusto e de menor custo entre todos os motores de indução (GE, 2104). Portanto, o princípio geral de operação do motor assíncrono consiste no surgimento de um campo girante devido às correntes do estator e este campo girante induz uma força eletromotriz nos condutores do rotor. A força eletromotriz no rotor dará origem às correntes de valor igual ao quociente da força eletromotriz pela respectiva impedância e, a partir disso, um conjugado é produzido em função da reação criada pelas correntes sobre o campo girante, forçando o rotor girar no mesmo sentido do campo girante. O campo girante, embora os eixos de simetria sejam fixos no espaço, nada mais é do que a resultante dos campos pulsantes gerados por cada fase que apresenta defasagem de ângulo igual às existentes entre as tensões aplicadas, que gira num determinado sentido. Considerando-se o estator de um motor de indução trifásico, as três fases situadas nas ranhuras do estator são ligadas na configuração estrela ou triângulo a uma fonte de alimentação trifásica. As tensões aplicadas se acham defasadas de 120 o graus elétricos, e nas três fases originam correntes iguais defasadas entre si de 120 o elétricos. Estas correntes determinam um campo de valor constante a partir da combinação dos campos magnéticos pulsante respectivamente por elas gerado. O campo determinado gira com uma velocidade constante que depende do número de pólos para os quais o estator foi enrolado e também da freqüência da fonte (GARCIA, 2014). A velocidade de rotação do campo, dada em rpm, é a velocidade síncrona, dada pela Equação 2.1 n = 60.f p (2.1) O sentido de rotação do campo é um dos fatores para determinar o sentido de rotação do motor, depende de duas condições. Da sequência das tensões e das ligações das três fases, que poderá ser invertido modificando duas fases quaisquer do estator com a linha de alimentação. n = 120.f f p.(1 s) (2.2) Quando o motor estiver girando a "vazio", ou seja, sem nenhuma carga acoplada ao eixo, o rotor gira com velocidade muito próxima à velocidade síncrona. Porém, se

25 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 24 acopladas cargas, correntes com maior intensidade são induzidas para desenvolver o conjugado necessário e o rotor se atrasa em relação ao campo girante. A frequência da corrente no rotor é dada pelo pelo produto da frequência da corrente presente no estator pelo valor do escorregamento, pode ser visto na Equação 2.3. f r = s.f e (2.3) O escorregamento é a diferença de velocidade entre o fluxo e o rotor e o seu valor aumenta se houver aumento da carga. O escorregamento é caracterizado pela Equação 2.4. S = N n.100 (2.4) N Conforme o tipo e tamanho do motor, o escorregamento é dado em porcentagem e normalmente seus valores giram em torno de 1 % a 5%. Uma importante característica para qualquer motor de indução é a curva do conjugado versus rotação e está ilustrada na Figura 1. Figura 1 Curva Conjugado x Rotação (POMÍLIO, 2014). Conjugado nominal é definido como sendo o conjugado necessário para produzir a potência nominal quando a rotação é nominal. O termo conjugado máximo é o conjugado máximo que o motor irá desenvolver com tensão e freqüência nominal sem queda brusca na rotação. Na prática, o valor do conjugado máximo deve ser o mais alto possível, por duas razões. Primeiro, o motor deve ser capaz de vencer eventuais picos de carga, como pode acontecer em certas aplicações. Outro motivo é que o motor não deve "arriar", isto é, perder abruptamente as velocidades, quando ocorrem excessivas quedas de tensão.

26 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 25 O conjugado de partida, conhecido como rotor bloqueado é o conjugado mínimo que o motor irá desenvolver em repouso com tensão e freqüência nominal. Já o conjugado mínimo é definido como o conjugado mínimo que o motor vai desenvolver durante o período que este irá sair da condição de repouso até adquirir a rotação em que o conjugado máximo ocorre. Normalmente, este valor não deve ser muito baixo, portanto a curva não deve apresentar uma depressão acentuada na aceleração, para que a partida não seja muito demorada, sobreaquecendo o motor, especialmente nos casos de alta inércia ou partida com tensão reduzida. Para alguns motores que não têm um conjugado máximo definido, o conjugado mínimo é o menor conjugado desenvolvido até a rotação nominal. O conjugado do motor de indução varia aproximadamente com o quadrado da tensão aplicada aos seus terminais. A 90% de tensão de partida, o conjugado de partida será reduzido a aproximadamente 81% do valor à tensão nominal. Baixa resistividade das barras do rotor (resistência rotórica) resulta em alta rotação nominal (baixo escorregamento), o que resulta em alto rendimento e as perdas rotóricas são proporcionais ao escorregamento. Alta resistência rotórica fornece alto conjugado de partida com baixa corrente de partida, mas resulta em baixo rendimento nominal (GE, 2014). Os valores das correntes alternadas para os motores trifásico são determinadas pela Equação 2.5: I n = P n 3.Vn. cos φ.η (2.5) Na maioria dos motores, o valor da corrente na partida chega a ser de cinco a sete vezes o valor da corrente nominal a plena carga e não depende da carga acionada, seu valor reduz com o aumento da velocidade. Após chegar a sua velocidade nominal, fornecendo uma potência nominal e não tendo nenhuma ocorrência de sobrecarga, a corrente atinge seu valor máximo, que é o nominal. 2.2 Vantagens do Motor de Indução As máquinas de corrente alternada, em especial a máquina de indução, são construtivamente mais simples e robustas comparadas com as máquinas de corrente contínua, sendo assim uma melhor alternativa para acionamentos controlados, pois possui certas vantagens sobre o motor de corrente contínua, isto porque na sua estrutura não Hà comutador. Apresenta menor massa, aproximadamente de 20 a 40 % a menos, para potências iguais, o que leva a um custo de aquisição menor e manutenção mais fácil quando comparadas com as máquinas de corrente contínua equivalentes. Outra vantagem é que o consumo de energia do motor de indução trifásico nos processos de aceleração e frenagem é menor. Com estes motores, é possível obter maiores velocidades, o que resulta em potências maiores.

27 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 26 Talvez uma de suas desvantagens que o motor de indução possui em relação ao motor de corrente contínua é a dependência entre o fluxo e a tensão no estator, o que não ocorre nos motores de corrente contínua que possuem excitação independente. Este fator é um limitante pra reduzir a faixa de variação de velocidade do motor, quando controlado por variação da tensão do estator. No acionamento controlado, os sistemas de controle necessários se tornam mais sofisticados do que aqueles utilizados para as máquinas de corrente contínua. Portanto é necessário analisar o custo geral e não apenas o custo em relação ao motor. Porém, os custos para esses controles têm diminuído com o passar do tempo, devido ao surgimento de novas técnicas, como o controle vetorial, que permite um desempenho dinâmico considerável no sistema e devido à evolução dos sistemas eletrônicos que permitem o controle do motor por variação da tensão e frequência do estator simultaneamente, enquanto o custo da produção das máquinas não teve uma variação significativa. Assim, as vantagens anteriores das máquinas de corrente contínua podem ser consideradas bem menores, quase nulas, e, portanto analisando o sistema no geral, a máquina em conjunto com o seu acionamento, o custo total tende a ser mais vantajoso para o motor de indução. 2.3 Aplicações dos Motores de Indução Trifásicos Os motores de indução do tipo gaiola são utilizados nos mais diversos segmentos da indústria, para acionamento de máquinas ou equipamentos que requeiram torque variável ou constante, tais como ventiladores, bombas, trituradores, correias transportadoras, compressores, laminadores, misturadores e outros. Os motores com rotor bobinado são normalmente aplicados em cargas que possuem elevada inércia ou altos conjugados resistentes na partida. Também são utilizados quando há limitações de corrente de partida no sistema de alimentação. São utilizados para acionamento de cargas como: moinhos de bolas, moinhos de cimento, ventiladores, exaustores, laminadores e picadores, aplicados na indústria de cimento, mineração, siderurgia, entre outras (WEG, 2014). 2.4 Máquina de Indução Trifásica Uma máquina de indução trifásica possui enrolamentos de estator nos quais é aplicada a tensão alternada de alimentação. O rotor pode ser composto por uma gaiola curto-circuitada ou por enrolamentos que permitam circulação de corrente. De qualquer forma, por efeito transformador, o campo magnético produzido pelos enrolamentos do estator induz correntes no rotor, de modo que, da interação de ambos os campos magnéticos, será produzido o torque que levará a máquina à rotação (POMÍLIO, 2014).

28 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 27 A característica trifásica da alimentação do estator e a distribuição espacial dos enrolamentos é considerar que o campo produzido pelo estator é girante. As correntes induzidas no rotor irão produzir um campo que terá como característica acompanhar o campo girante do estator. No eixo da máquina, o torque produzido é ocasionado pelo fato da velocidade do rotor ser diferente da velocidade do campo girante. Se o rotor girar na mesma velocidade do campo girante, não vai existir variação de fluxo pelos enrolamentos do rotor e sendo assim não haverá corrente induzida. A Figura 2 mostra o campo girante do estator. Figura 2 Campo Girante (POMÍLIO, 2014). A corrente induzida no rotor possui uma frequência que é a diferença das frequências angulares existentes entre o rotor e o campo girante. Portanto, na partida com a máquina parada, as correntes serão de 60 Hz. À medida que a máquina ganha velocidade, a frequência vai caindo até atingir a velocidade de regime tipicamente a poucos Hertz (POMÍLIO, 2014). A velocidade angular do campo girante depende do número de polos e da frequência de alimentação da máquina. O número de polos está em função do número de enrolamentos simetricamente deslocados no estator alimentados pela mesma tensão de fase. Portanto, se três enrolamentos estiverem dispostos num arco de 180 o, sendo cada um para cada fase, e os outros três ocuparem o outro semi-perímetro do estator está máquina possuirá 4 polos. O campo girante conta com pólos magnéticos intercalados e simetricamente distribuídos. A Figura 3 ilustra tal situação. O campo resultante observado no entreferro da máquina apresenta os polos resultantes deslocados espacialmente de 90 o um do outro devido à simetria circular das máquinas. A resultante no centro do arranjo é nula, porém o que importa é o fluxo presente no entreferro. Uma rotação de 180 o no eixo corresponde a um ciclo completo das tensões de alimentação, ou seja 360 graus elétricos (POMÍLIO, 2014).

29 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 28 Figura 3 Campo Girante em máquina de 4 polos (POMÍLIO, 2014). A velocidade síncrona é dada pela Equação 2.6. N = 120.ω p (2.6) O modelo de um motor de indução por fase pode ser observado na Figura 4. Figura 4 Modelos de Circuitos para Motor de Indução (POMÍLIO, 2014) a)circuito do rotor, b)com rotor e estator separados, c)com rotor refletido ao lado do estator. A corrente do rotor é dada pela Equação 2.7. I r = R r s E r + j.x r (2.7) O modelo do rotor pode, então, ser modificado, a fim de que o escorregamento afete apenas a resistência do rotor, como se vê na Figura 4b, onde se inclui também um circuito equivalente para o estator (POMÍLIO, 2014).

30 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 29 Refletindo o lado do rotor para o do estator, obtém-se o circuito equivalente demonstrado na Figura 4c. As perdas no cobre podem ser estimadas pela Equação 2.8 e Equação 2.9: P s = 3.I 2 s.r s (2.8) P r = 3.I 2 r.r r (2.9) São estimadas pela Equação 2.10 as perdas no material ferromagnético. P c = 3.V m 2 3.V s 2 (2.10) R m R m A potência no entreferro da máquina, que é transferida para o rotor, pode ser observada pela Equação P g = 3.I 2 r. R r s (2.11) Equação A potência responsável pela produção do torque eletromagnético é dada pela O torque é visto na Equação 2.13 P d = P g P r = P g.(1 s) (2.12) T d = P d ω m = P g ω s (2.13) Na Equação 2.15 é possível observar a potência de entrada. P i = P c + P s + P g = 3.V s.i s. cos θ s (2.14) A potência desenvolvida menos as perdas mecânicas P x (atrito e ventilação) constitui a potência de saída: A eficiência é dada pela Equação 2.16: P o = P d P x (2.15) η = P o P i = P d P x P c + P s + P g (2.16)

31 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 30 Sendo P g (P c + P s ) e P d P x, a eficiência é, aproximadamente: η 1 s (2.17) Normalmente R m possui um valor muito grande e X m (R s + X s ), o ramo relativo à magnetização pode ser representado apenas pela reatância sendo representada na entrada do circuito, como mostrado na Figura 5. Figura 5 Modelo simplificado, por fase, do motor de indução (POMÍLIO, 2014). A impedância de entrada do motor considerando o modelo simplificado, pode ser observada pela Equação Z i = X m.(x s + X r ) + j.x m.(r s + Rr s )) R s + Rr s + j.(x m + X s + X r ) A defasagem entre tensão e corrente na entrada é mostrada na Equação (2.18) θ m = π arctan( R s + Rr s ) + arctan( X m + X s + X r ) (2.19) X s + X r R s + Rr Da Figura 5 a corrente do rotor é: s I r = V s [(R s + Rs s )2 + (X s + X r ) 2 ] 1/2 (2.20) A Figura 6 mostra a curva torque versus velocidade do motor alimentado com uma fonte de tensão senoidal. A forma de onda típica é obtida considerando a amplitude e freqüência fixa da fonte de alimentação. Tração (0 S 1); Regeneração S < 0; Reversão (1 S 2)

32 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 31 Figura 6 Característica torque-velocidade de máquina de indução (POMÍLIO, 2014). O rotor gira no mesmo sentido do campo girante em tração e, à medida que o escorregamento vai aumentando, o torque também aumenta, aproximadamente linear, enquanto o fluxo do entreferro mantém constante. No rotor a variação da tensão induzida diferente da impedância é linear com o escorregamento, sendo que a tensão induzida e a impedância são responsáveis pela corrente do rotor. Na região linear é que se dá a operação normal do motor, uma vez que, se o torque de carga exceder T mm, o motor, perdendo o seu torque, irá parar, levando as elevadas perdas no rotor, devido às altas correntes induzidas (POMÍLIO, 2014). Na região de regeneração, o rotor e campo girante estão se movendo no mesmo sentido, mas a velocidade mecânica, ω m, é maior do que a velocidade síncrona, acarretando em um escorregamento negativo. A máquina irá operar como um gerador e entregará potência ao sistema que estiver conectado ao estator, quando a resistência equivalente do rotor for negativa. A característica torque versus velocidade é semelhante a operação em tração com um valor de pico maior. O comportamento do rotor na região de reversão é diferente e estará em oposição ao campo girante provocando assim um escorregamento maior que 1. Isto ocorre quando se inverte duas fases do estator, provocando a mudança no sentido de rotação do campo. O torque produzido opõe-se ao movimento do rotor, levando a uma frenagem da máquina. Nesta situação as correntes são elevadas enquanto o torque presente é pequeno. Internamente na máquina pode surgir um excessivo aquecimento devido à dissipação de energia retirada da massa girante. Não se recomenda tal modo de operação (POMÍLIO, 2014).

33 Capítulo 2. Fundamentação Teórica Tipos de Acionamento das Máquinas de Indução Os motores de indução modernos são projetados de forma a suportar a tensão plena na partida sem danos ao enrolamento do motor. Os motores de porte maior possuem correntes de partida com tensão plena que podem comprometer fracos sistemas de potências. Durante a partida os motores elétricos requerem da rede de alimentação uma corrente de valor elevado, na ordem de 6 a 8 vezes o seu valor nominal. Todo motor dimensionado para acionar adequadamente uma determinada carga acoplada ao seu eixo necessita, durante a partida, possuir em cada instante o conjugado do motor, superior ao conjugado resistente da carga. Portanto um sistema de partida eficiente garante uma maior vida útil do motor, menos custos operacionais, além de dar a equipe de manutenção da indústria tranquilidade no desempenho das tarefas. A seguir serão apresentados alguns métodos de partidas para motores trifásicos Chave Estrela - Triângulo O acionamento de um motor elétrico através de chaves estrela-triângulo só é possível se este possuir seis terminais acessíveis e estes dispuserem de dupla tensão nominal. O acionamento é feito, inicialmente, ligando o motor na configuração estrela até que ele alcance uma velocidade próxima ao regime, quando esta conexão é desfeita e executada a ligação em triângulo. A troca da ligação durante a partida é acompanhada por uma elevação de corrente, fazendo com que as vantagens da sua redução desapareçam se a comutação for antecipada em relação ao ponto ideal. Durante a partida em estrela, o conjugado e a corrente de partida ficam reduzidos a 1/3 de seus valores nominais. Neste caso, um motor só pode partir através de chave estrela triângulo quando seu conjugado, na ligação em estrela, for superior ao conjugado na carga do eixo. Devido ao baixo conjugado de partida e relativamente constante a que fica submetido o motor, as chaves estrela-triangulo são mais adequadamente empregadas em motores cuja partida se dá em vazio (FARIAS, 2014) Partida Eletrônica (Soft-Starter) As chaves de partida eletrônica (soft-starter) são chaves estáticas microprocessadas projetadas para acelerar/desacelerar e proteger motores de indução trifásicos. Através do ajuste do ângulo do disparo dos tiristores, controla-se a redução da tensão aplicada ao motor. A soft-starter proporciona uma partida suave ao motor de indução evitando as sobrecorrentes transitórias de partida e, portanto, as sobretensões resultantes na rede elétrica. Ela pode substituir com vantagens a tradicional chave de partida estrela-triângulo. O ângulo de disparo de cada par de tiristores é controlado eletronicamente para aplicar uma tensão variável no motor durante a aceleração. No final do período de partida, ajustável conforme a aplicação, a tensão atinge seu valor pleno após uma aceleração suave ou

34 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 33 uma rampa ascendente, ao invés de ser submetido a transição brusca, como ocorre com os métodos de partida por auto-transformador, ligação estrela-triângulo, etc. Com isso, consegue-se manter a corrente de partida próxima da nominal e com suave variação, como desejado (WEG, 2014) Partida usando o Inversor de Frequência O inversor de freqüência é usado sempre que existe a necessidade de variar a velocidade de um motor, direta ou inversamente proporcional, em função do sistema de funcionamento de uma máquina ou sistema. Os conversores de frequência são equipamentos eletrônicos que fornecem controle sobre a velocidade de motores elétricos de corrente alternada através da conversão das grandezas da rede de alimentação convencional, que são a tensão e frequência, em grandezas variáveis. Apesar do princípio de funcionalidade ser o mesmo, houve grandes mudanças entre os primeiros conversores de frequência e os atuais, devido principalmente à evolução dos componentes eletrônicos com destaque aos tiristores e aos microprocessadores digitais. O princípio de funcionamento de um inversor de frequência está no fato de que a velocidade síncrona de um motor é função da frequência da rede de alimentação e do número de polos do motor. Quando existe a variação da frequência da rede de alimentação, há também a variação da velocidade do mesmo, proporcional à variação da frequência. Logo, o inversor de frequência deve controlar a frequência do sinal que alimenta o motor. Após a entrada de alimentação em corrente alternada no inversor a tensão é retificada para tensão contínua. O sinal alternado necessário para alimentar o motor é feito através de uma técnica chamada de PWM, ou modulação por largura de pulso, que reconstrói o valor de tensão na saída do inversor, porém com uma frequência definida pelo usuário que pode ser de 0Hz até 500Hz, dependendo do modelo e do fabricante do inversor (PINHEIRO, 2014). Portanto é possível verificar que para realizar a partida nos motores de indução trifásica pode-se utilizar vários métodos nos quais cada um apresenta suas vantagens e desvantagens, dependendo do aspecto particular ou do parâmetro que se quer considerar. São muitas grandezas envolvidas, tais como corrente de partida, torque inicial, tempo de aceleração, etc, que o projetista deve conhecer para o dimensionamento e parametrização dos componentes. Antigamente os dispositivos eletromecânicos eram amplamente utilizados, com os usos de contatores e relés, para realizar as partidas nos motores de indução. Somente em pequenas aplicações, como no caso de bombas de recalque com vazão ajustável, é que se utilizavam equipamentos para a variação da velocidade do motor de indução trifásico. Nesse caso, a variação de velocidade era feita por meio de dispositivos com embreagens, com grande perda de energia. O aparecimento de circuitos eletrônicos controlados por tiristores veio para melhorar não só o controle de variação da velocidade do motor de indução trifásico em serviço, como também o controle de realizar partidas e paradas

35 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 34 suaves da máquina. Esses dispositivos eletrônicos representam uma nova era no campo de aplicação do motor de indução trifásico, são os conversores de freqüência e soft-starters que trazem grandes vantagens no controle de partida e parada nos motores de indução trifásicos. A conciliação do aproveitamento das vantagens ocasionadas, com a necessidade de eliminar alguns inconvenientes, é um apelo à capacidade dos engenheiros eletricistas no sentido de aperfeiçoar cada vez mais, os dispositivos de partida em motores de indução (RABELO, 2014). 2.6 Métodos de Controle de Velocidade de um Motor de Indução Basicamente existem dois tipos de controle: o escalar e o vetorial. O controle escalar impõe no motor uma determinada tensão/frequência, visando manter essa relação constante, fazendo com que o motor trabalhe com o fluxo constante. Este tipo de controle é aplicado quando não existe necessidade de respostas rápidas a comandos de torque e velocidade e é interessante quando há conexão de vários motores a um único inversor. O controle é realizado em malha aberta e a exatidão da velocidade se dá em função do escorregamento do motor, que varia em função da carga, já que a frequência no estator é imposta. O controle escalar é o mais utilizado devido à sua simplicidade e devido ao fato de que a grande maioria das aplicações não requer alta precisão e/ou rapidez no controle da velocidade (WEG, 2104). É atingido um elevado grau de exatidão e rapidez no controle do torque e da velocidade do motor quando utilizado o método de controle vetorial. Esse método de controle decompõe a corrente do motor em dois vetores sendo um que produz o fluxo magnetizante e outro que produz torque. Ele pode ser realizado tanto em malha aberta quanto em malha fechada. Em malha aberta o controle vetorial também é conhecido como sensorless. As técnicas de controle a seguir são utilizadas para variar a velocidade de um motor de indução: Controle da resistência do rotor; Controle da tensão do estator; Controle da frequência do estator; Controle da tensão e da frequência do estator; Controle da corrente.

36 Capítulo 2. Fundamentação Teórica Controle pela Resistência do Rotor Para uma máquina de rotor enrolado são inseridas resistências que são somadas à própria impedância do rotor. Isso pode ser visto na Figura 7. Figura 7 Máquina de rotor enrolado (POMÍLIO, 2014). A variação de R x move a curva torque versus velocidade da máquina, como está mostrado na Figura 8: Figura 8 Característica torque versus velocidade para diferentes valores de resistência de rotor (POMÍLIO, 2014). De acordo com a Figura 8, dado um torque, o aumento da resistência do rotor resulta na diminuição na velocidade mecânica. Com esse método, é permitido elevar o torque de partida e limitar a corrente de partida. Porém este método possui baixa eficiência devido à dissipação de potência sobre as resistências, tanto que este tipo de acionamento foi usado especialmente em situações que requeriam grande número de partidas e paradas, além de elevado torque. Para a boa operação da máquina é fundamental o balanceamento entre as 3 fases Controlador da Tensão do Estator Da Equação 2.21 conclui-se que o torque é proporcional ao quadrado da tensão aplicada ao estator. T max = K.E 2 f 2.(s max.x rb ) 2 (2.21)

37 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 36 Assim para um determinado valor de torque, o escorregamento aumenta quando há uma redução na tensão e uma diminuição na velocidade, como está mostrado na Figura 9. Figura 9 Curva torque versus velocidade (POMÍLIO, 2014). Este acionamento não é possível ser realizado a cargas que precisam de alto torque e nem elevado conjugado de partida. Com a redução do torque disponível, a faixa de ajuste de velocidade é estreita. O acionamento não é realizado se a curva do torque cruza a curva da máquina além do ponto de torque máximo. São denominados de classe D motores construídos para este tipo de funcionamento e possuem elevada resistência de rotor, de modo que a faixa de variação de velocidade se torne maior e não seja muito severa a perda de torque em baixas velocidades (POMÍLIO, 2014). Um controlador de tensão CA composto por tiristores operando com controle de fase pode variar a tensão de fase. É muito utilizado em sistemas que possuem baixo desempenho e potência que não precisam de alto torque na partida. O inversor trifásico é mais uma opção, operando com tensão contínua ajustável e com frequência constante, utilizando modulação por largura de pulso. Isso limita a corrente de partida reduzindo a tensão na partida. A Figura 10 mostra os acionamentos descritos. Figura 10 Controle da tensão do estator por inversor (a) e controlador CA (b) (POMÍLIO, 2014). A tensão induzida é proporcional à frequência e ao fluxo no entreferro. Sendo assim, quando a tensão é reduzida no estator, o mesmo irá ocorrer com o fluxo no entreferro e

38 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 37 por consequência, com o torque. Se o escorregamento tiver valor aproximado de 0,33%, a corrente irá a um valor máximo com uma tensão mais baixa Controle pela Variação da Frequência do Estator Com o controle da frequência da fonte, que é a mesma frequência encontrada no estator do motor de indução, o torque e a velocidade podem ser variados. Sendo assim quando os valores de tensão e frequência alcançam seus valores nominais, por consequência o fluxo de entreferro do motor também estará no valor nominal. Se, por exemplo, diminuir a frequência e mantiver a tensão constante, o fluxo do entreferro irá aumentar, saturando o motor, alterando seus parâmetros e a característica da curva torque versus velocidade. Para baixas frequências, o valor das reatâncias irá diminuir e as correntes tendem a aumentar. Não é muito usual utilizar este tipo de controle. Se a frequência atingir valores acima do seu valor nominal, o torque e o fluxo diminuem. Se a velocidade síncrona à frequência nominal for denominada ω b, a velocidade síncrona e o escorregamento em outras frequências de excitação serão: ω s = b.ω b (2.22) s = b.ω b ω m b.ω b A expressão do torque pode ser vista na Equação 2.24 = 1 ω m b.ω b (2.23) T d = 3.R s.v 2 s s.b.ω b.[(r s + Rs s )2 + (b.x s + b.x r ) 2 ] (2.24) Para diferentes valores de b as curvas abaixo ilustram o torque versus velocidade. Figura 11 Característica torque versus velocidade com controle de frequência (POMÍLIO, 2014).

39 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 38 Pode se observar que abaixo da velocidade base o torque é limitado ao seu valor nominal. Quando a frequência é aumentada isso permite elevar a velocidade, porém às custas da perda do torque. Esta característica é semelhante aos motores de corrente contínua quando se faz a elevação da velocidade pelo método do enfraquecimento do campo. Uma alimentação dessa forma pode ser obtida por meio de um inversor que forneça uma tensão constante, variando apenas a frequência (POMÍLIO, 2014) Controle da Tensão e da Frequência Se o fluxo do entreferro for constante, o torque máximo não sofrerá alterações. Pra manter o torque com seu valor máximo, a relação entre a tensão e a frequência que alimenta o motor de indução tem que ser constante. A Figura 12 mostra a curva característica torque versus velocidade para este tipo de controle, para as velocidades abaixo da velocidade base. Figura 12 Característica torque versus velocidade com controle de tensão/frequência (POMÍLIO, 2014). Uma vez que a tensão nominal da máquina não deve ser excedida, este tipo de acionamento aplica-se para velocidades abaixo da velocidade base. O acionador mais usual é o de onda quase quadrada, que permite ajustar simultaneamente tensão e frequência. Um inversor de onda quadrada necessita de uma tensão no barramento CC variável. Para velocidades muito baixas pode-se ainda fazer uso de ciclo conversores (conversores CA-CA). À medida que a frequência se reduz, o fluxo de entreferro tende a diminuir devido à queda de tensão na impedância série do estator, levando à redução na tensão aplicada sobre a reatância de magnetização, o que conduz à necessidade de se elevar a tensão em tais situações para se manter o torque. (POMÍLIO, 2014).

40 Capítulo 2. Fundamentação Teórica Controle da Corrente Neste tipo de controle é possível controlar o torque do motor variando a corrente do rotor porém, como se tem acesso à corrente do estator, é somente ela que pode ser controlada diretamente. As equações da corrente Equação 2.25 e Equação 2.26 do torque produzidos podem ser visualizadas a seguir: I r = j.i i.x m R s + Rs + j(x s m + X s + X r ) (2.25) T d = 3.R r.(x m.i i ) 2 s.ω s [(R s + Rs s )2 + (X m + X s + X r ) 2 ] O torque de partida é dado quando s vale 1. T s = 3.R r.(x m.i i ) 2 ω s [(R s + Rs s )2 + (X m + X s + X r ) 2 ] Com o torque máximo o escorregamento é dado pela Equação (2.26) (2.27) R r s m = ± (2.28) Rs 2 + (X m + X s + X r ) 2 O torque máximo é dado pela Equação 2.29, quando é desprezado o efeito da impedância no estator. T m = 3.L 2 m 2.(L m + L r ).I2 i (2.29) A Figura 13 mostra a característica torque versus velocidade para valores diferentes de correntes de entrada. Figura 13 Característica torque versus velocidade com acionamento por controle de corrente (POMÍLIO, 2014). É possível observar que o torque máximo independe da frequência. Quando o escorregamento valer 1 na partida a razão Rr s é reduzida, de maneira que a corrente que

41 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 40 flui pela indutância de magnetização é pequena, produzindo assim um fluxo baixo e, consequentemente, um torque pequeno. Assim que a máquina acelera o escorregamento diminui e, consequentemente, aumentam a corrente de magnetização, o fluxo e o torque, no sentido da saturação do material ferromagnético. Para evitar a saturação do material ferromagnético, o motor deve ser acionado na região instável da curva torque versus velocidade, mas isso só é possível em malha fechada e com controle sobre a tensão terminal da máquina para impedir a sua saturação. Uma corrente com valor eficaz constante pode ser suprida por inversores de corrente. Tais inversores são obtidos tendo no barramento CC uma fonte de corrente contínua, tipicamente realizada por um indutor, sobre o qual é controlada a corrente. Isto significa que as chaves devem permitir passagem de corrente em apenas um sentido, sendo capazes de bloquear tensões com ambas as polaridades. A Figura 14 mostra as chaves semicondutoras utilizadas nos diferentes tipos de inversores (POMÍLIO, 2014). Figura 14 Chaves semicondutoras para inversores de tensão e de corrente (POMÍLIO, 2014). 2.7 Controle do Modelo Dinâmico Essas estratégias de controle surgiram em estudos utilizando uma nova metodologia apoiada no modelo vetorial da máquina de corrente alternada. Utilizando-se de conceitos matemáticos conseguiu formular uma teoria geral para o comportamento dinâmico das máquinas de indução e como desacoplar a planta de controle, controlando as correntes do estator representadas por um vetor, este modelo é complexo e não-linear. Este tipo de controle baseia-se em projeções que transformam um sistema trifásico em outro sistema composto por duas coordenadas, ou seja, transformando o modelo da máquina de indução em um modelo similar ao de corrente contínua alcançando o desacoplamento entre o controlador de fluxo e o de torque, tornando o controle mais eficaz.

42 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 41 Um dos métodos de controle vetorial mais utilizado para acionamento das máquinas de corrente alternada de alto desempenho, é o controle vetorial por orientação de fluxo (LEONHARD, 1985). Este se encontra fundamentado no conhecimento da posição espacial do vetor fluxo para o qual se deseja a orientação, ou seja, fluxo de entreferro, de estator ou de rotor, podendo ser classificada ainda em direto ou indireto (LORENZ, 1994). Os controladores vetoriais possuem a necessidade do conhecimento do valor exato da magnitude e posição do campo girante, o que cria a exigência do uso de sensores de fluxo colocados no interior da máquina, inviabilizando sua utilização em determinados sistemas, seja pela dificuldade de acesso, já que necessitariam de modificações na sua estrutura para a adaptação ou pelo alto custo dos sensores. Uma forma de contornar estas limitações consiste na utilização de estimadores baseados no modelo vetorial da máquina. No caso de orientação indireta no fluxo do rotor, a velocidade de rotação utilizada é medida por meio de um encoder e é feita a estimação da constante de tempo elétrica do rotor e da frequência angular de escorregamento, esta sendo feita a partir das correntes do estator no sistema síncrono. Este método é de simples implementação, possui desacoplamento entre as componentes do fluxo do rotor, fazendo com que o motor de indução alcance um desempenho igual ou superior ao motor de corrente contínua. Possui uma grande sensibilidade à variação dos parâmetros elétricos da máquina, em especial a constante de tempo elétrica do motor, sendo esta a sua principal desvantagem. Desde que as correntes e a velocidade de rotação sejam medidas com boa exatidão, uma vez que são entradas do sistema de controle, o desempenho do sistema fica sensível apenas à variação da constante de tempo elétrica do rotor. Os parâmetros do motor de indução variam principalmente com a temperatura e o nível de fluxo no entreferro. Os fenômenos que provocam esta variação são a temperatura e o efeito pelicular que fazem variar as resistências do estator e do rotor e a saturação magnética que afeta as indutâncias mútuas e próprias do motor. Na orientação direta podem ser utilizadas bobinas auxiliares ou as medidas das grandezas terminais do motor, geralmente as tensões e correntes do estator. Tem como vantagem sua robustez, uma vez que a posição do fluxo é determinada a partir das tensões e correntes medidas, ao contrário do método indireto, onde é utilizado um valor estimado do escorregamento. A complexidade de operação a baixas velocidades de rotação é sua desvantagem, uma vez que nessa região, a força contraeletromotriz apresenta magnitudes comparáveis à queda de tensão na resistência do estator, além das dificuldades resultantes do processo de integração dos sinais em baixa frequência (HERNÁNDEZ, 1999). O conjugado eletromagnético pode ser controlado por meio da frequência de escorregamento da variável escolhida para excitar a máquina, ou pela componente de uma segunda variável (variável de conjugado) em quadratura com a variável de excitação. O controle por quadratura é eminentemente do tipo vetorial e utiliza normalmente controladores

43 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 42 no referencial do fluxo a ser controlado, já a estratégia de controle por escorregamento pode ser implementada também na forma escalar e o referencial para implementação dos controladores pode ser qualquer um (JACOBINA, 2005). Modelos representados em coordenadas de campo do estator e do entreferro são preciosos e permitem a estimação de fluxo e da velocidade de rotação mecânica utilizando a leitura das correntes e tensões dos enrolamentos da máquina, mas exigem um grande esforço computacional devido ao elevado número de equações presentes neles. Já a escolha do vetor no fluxo do rotor leva a uma representação através de um número reduzido de equações sem perdas significativas de exatidão, necessitando apenas das correntes de fase do estator e da velocidade de rotação mecânica (SANTISTEBAN, 2001) Algumas Formas de Controle Vetorial Dentre as formas de controle vetorial destacam-se o controle de campo orientado direto (DFOC Direct Field Oriented Control), controle direto de torque (DTC Direct Torque Control) e controle de campo orientado indireto (IFOC Indirect Field Oriented Control) (GASTALDINI, 2008). O DFOC utiliza a medição ou estimação do fluxo estatórico ou rotórico orientado sobre o eixo direto. Essa forma de controle permite que o torque e o fluxo sejam controlados independentemente. A restrição em utilização desta técnica é a correta medição do fluxo, devido a dificuldade de instalação de sensores ou a estimação com ruídos a partir das correntes estatóricas. Neste caso, o vetor fluxo é calculado instantaneamente a partir dos parâmetros ou grandezas elétricas do motor. O trabalho computacional é grande, mas facilmente realizado por um DSP, por exemplo, os da família Texas Instruments modelos TMS320CXX. O controle direto de torque (DTC Direct Torque Control) foi apresentado por (Takahashi e Noguchi, 1986). Pode ser implementado utilizando dois controladores por histerese do fluxo e do torque. Através do erro entre o ângulo do fluxo do estator e do rotor é gerado um vetor de chaveamento no inversor para manter o torque no valor desejado. Um método de controle direto de torque utilizando a medição de corrente e tensão do estator para estimar o torque e o fluxo (Kaboli, Zolghadri e Vahdati-Khajeh (2007). Este método é simples para ser implementado e tem respostas rápidas de torque e fluxo, mas possui problemas como dependência paramétrica, dificuldade de controle em baixas rotações, não possui controle de corrente e por isto aumenta as oscilações de torque e corrente (GASTALDINI, 2008). O controle IFOC utiliza a estimação do fluxo rotórico baseado no modelo matemático do motor de indução e apresenta vantagens em relação ao DFOC e DTC pela possibilidade de trabalhar em todas as faixas de velocidade e por apresentar maior robustez que o DFOC.

44 Capítulo 2. Fundamentação Teórica Controle Vetorial de Campo Orientado Indireto O controle vetorial de campo orientado indireto (IFOC Indirect Field Oriented Control) considera que o vetor de fluxo rotórico encontra-se alinhado ao eixo direto λ dr, sendo nulo o fluxo do eixo em quadratura λ qr (Câmara, 2007). A obtenção da posição do fluxo rotórico é feita a partir da velocidade do rotor e da constante de tempo rotórica. A seguir, na Figura 15 é mostrado o diagrama de controle para simulações de funcionamento do motor com controle de velocidade mantendo-se o fluxo rotórico constante. Os valores de tensão V ds e V qs aplicados ao motor são obtidos através de dois controladores do tipo Proporcional-Integral P I 1 e P I 2. A sintetização da tensão de referência aplicada ao motor pode ser feita pela técnica de modulação por largura de pulso. Os controladores de corrente utilizam os erros e Ids e e Iqs, respectivamente. A corrente de referência I ds * é gerada pelo erro de fluxo rotórico através do controlador P I 3 e a corrente de referência I qs * é gerada pelo erro de velocidade rotórica com o controlador P I 4. Os controladores P I 1 e P I 2 são sintonizados para serem mais rápidos que os controladores P I 3 e P I 4, respectivamente. Figura 15 Controle IFOC para velocidade. Neste método, o vetor fluxo desejado é calculado em função do escorregamento da máquina. De qualquer forma, sempre é necessário conhecer a constante de tempo do rotor e o fluxo de magnetização, ou seja, a indutância de magnetização do motor. Uma outra possibilidade é a aplicação do controle vetorial sem a malha de realimentação, melhor dizendo, em malha aberta. Este é conhecido como inversor vetorial sensorless. 2.8 Inversores de Frequência Os inversores de frequência têm seu circuito de potência, com carga representada na Figura 16 (DINIZ, 2014).

45 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 44 Figura 16 Blocodiagrama do inversor de frequência (DINIZ, 2014). O bloco diagrama foi dividido da seguinte maneira: 1. Retificador, que é conectado a uma fonte de alimentação externa alternada, mono ou trifásica, e gera uma tensão contínua pulsante. 2. Circuito intermediário, que estabiliza a tensão contínua e deixa a tensão a disposição do inversor. 3. Inversor que gera a tensão e a frequência para o motor. Este módulo é responsável por popularizar o conjunto com o nome de inversor de frequência apesar de se tratar de um conversor CC-CA. 4. Unidade de Controle é o conjunto de circuitos eletrônicos que possui funções como controle, geração da modulação PWM, supervisão das variáveis, entre outras funções Retificador de Entrada e Link CC A partir da saída do retificador a tensão de entrada no link CC é originada, como mostra a Figura 17. Figura 17 Inversor genérico (OLIVEIRA, 2014).

46 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 45 A tensão de alimentação é alternada sendo trifásica ou monofásica, com valor de frequência fixa e suas características são apresentadas na Figura 18. Figura 18 Característica de tensão de alimentação no retificador (a) Monofásico (b) Trifásico (DINIZ, 2014). Na Figura 18, podem ser observadas as três fases deslocadas no tempo, o valor da tensão muda de direção e a frequência indica o número de períodos por segundo. O retificador de um inversor de frequência pode possuir diversos componentes eletrônicos como diodos, tiristores, IGBTs ou pode conter uma combinação destes dispositivos. O retificador constituído de diodos é dito não controlado e tem a característica de permitir a passagem da corrente em apenas uma direção, no caso do anodo para o catodo. Não é possível, como é o caso de outros componentes semicondutores, fazer o controle da intensidade da corrente. Já os compostos por tiristores ou IGBTs são chamados controlados e se ambos são utilizados, então o retificador é dito semi-controlado. Figura 19 Retificador (a) Tensão de entrada (b) Retificador não controlado e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014). Na saída do retificador é observada uma tensão contínua que não é constante. Com a utilização de filtros, essas oscilações podem ser reparadas. O retificador controlado causa mais perdas e distúrbios na entrada da rede elétrica, pois o tiristor é controlado para conduzir num período reduzido e assim, o retificador irá drenar valores crescentes de potência reativa. Uma vantagem da retificação controlada é que a energia pode ser devolvida para a rede permitindo assim a devolução da energia de frenagem de um acionamento. Isso melhora o rendimento do sistema.

47 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 46 O link CC pode ser comparado a um armazenador, pois é dele que o motor, através do estágio inversor, retira a energia necessária para seu funcionamento. E isto é possível de acordo com alguns princípios de construção do filtro, e dependendo também do tipo de retificador e estágio do inversor usado (DINIZ, 2014) Circuito Intermediário O circuito intermediário pode ser comparado como um reservatório no qual o motor pode drenar energia através do inversor Inversores fonte de corrente (I-converters) Em inversores fonte de corrente, o circuito intermediário consiste de um grande indutor e é combinado apenas com um retificador controlado. A função deste indutor é transformar a tensão variável do retificador em uma corrente contínua variável. A amplitude da tensão é determinada pela carga. A Figura 20 o inversor fonte de corrente. Figura 20 Circuito Intermediário - Fonte de corrente (a)tensão de entrada (b) Reator do circuito intermediário e (c) Corrente de saída com nível CC ajustável (DINIZ, 2014) Inversores fonte de tensão (U-converters) Nos inversores do tipo fonte de tensão, o circuito intermediário consiste em um filtro capacitivo, ao contrário do inversor tipo fonte de corrente que consiste em um indutor, e pode ser combinados com os dois tipos de retificador. A tensão pulsante do retificador é alisada também por filtros.

48 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 47 Figura 21 Circuito Intermediário - Fonte de tensão (a)tensão de entrada (b) Capacitor do circuito intermediário e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014). O circuito intermediário fornece muitas funções adicionais e dentre elas pode-se destacar o desacoplamento entre o retificador e o inversor, a redução de distorção harmônica e reserva de energia para suportar variações bruscas de carga. Portanto, a tensão no motor é obtida quando aplicada a tensão do circuito intermediário por períodos longos ou curtos e a frequência é variada através da mudança dos pulsos de tensão ao longo do eixo do tempo positivamente para meio período e negativamente para o outro meio. A técnica que varia a largura dos pulsos de tensãa é chamada de PWM - Pulse Width Modulation. O PWM é a técnica mais utilizada no controle dos inversores. 2.9 Técnicas de Modulação A evolução tecnológica dos inversores de frequência contribuiu para que os mesmos fossem utilizados em várias aplicações. O PWM, modulação por largura é uma técnica poderosa para controlar circuitos analógicos com um microprocessador de saídas digitais (BARR, 2011) Modulação PWM Este tipo de modulação é baseado na geração de um trem de pulsos de onda quadrada com largura do pulso variada. A Figura 22 mostra como obter o PWM, utilizando um amplificador operacional como comparador.

49 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 48 Figura 22 Modulação PWM Valores negativos e positivos são produzidos pela diferença entre os sinais senoidal e triangular. Uma diferença positiva no amplificador operacional irá saturar o sinal no seu limite positivo, enquanto que uma diferença negativa levará a saturação no limiar negativo. As diferenças têm duração limitada pelas intersecções das formas de onda. Portanto, o sinal modulado PWM é formado quando tem-se um trem de pulsos de amplitudes limitadas pela saturação do amplificador e a largura limitada pela duração das diferenças. Pode-se concluir que o fator que determina a razão cíclica D é a amplitude da tensão de referência, que é o sinal senoidal visto na Figura 23. Figura 23 Modulação PWM A razão cíclica D, é dada pela Equação Geração do PWM Senoidal D = T on T s (2.30) Como a maior parte dos motores AC são projetados para operar com alimentação senoidal, a tensão de saída do inversor deve ser o mais próximo disso possível. Uma onda senoidal trifásica produz uma forma de onda na qual o comprimento de pulso é senoidalmente modulado dentro de um semi-ciclo. Este inversor é chamado PWM senoidal ou PWM sub-harmônico.

50 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 49 Cada fase do inversor tem um comparador que é alimentado com a tensão de referência para aquela fase e uma portadora triangular simétrica que é comum a todas as fases. A relação de portadora dever ser o múltiplo de 3 para assegurar que as três formas de onda do sistema sejam idênticas. A portadora triangular tem uma amplitude fixa e a relação entre amplitude da onda senoidal e a amplitude da portadora é denominada índice de modulação. O controle da tensão de saída é obtido variando a amplitude da senóide. Esta variação altera o comprimento dos pulsos da saída, mas preserva o modelo de modulação senoidal. A operação em frequência ajustável de um inversor PWM senoidal para controle de motores AC requer a geração de um conjunto de três tensões de referência senoidais de amplitude e freqüência ajustáveis. Se o motor deve operar em velocidades muito baixas incluindo a imobilidade, o oscilador de referência deve ter a correspondente capacidade de baixa freqüência, até a frequência zero. Com as técnicas tradicionais de circuitos analógicos, torna-se difícil gerar uma onda de referência senoidal sem encontrar problemas de offset DC e drift. Conseqüentemente, muitos dos inversores PWM usados em anos passados adotaram a estratégia de onda quadrada porque o projeto eletrônico de geradores de onda quadrada de freqüência ajustável é bem mais fácil. Entretanto, a implementação do PWM senoidal foi facilitada pelas modernas técnicas de circuitos digitais utilizando memórias programáveis. Para valores altos de relação de portadora, o inversor PWM senoidal fornece uma saída de alta qualidade na qual os harmônicos dominantes são de alta ordem, estando limitados em torno da frequência de portadora. A baixa rotação de motores é obtida porque os harmônicos indesejáveis de baixa ordem e pulsações de torque, que são características do inversor de onda quadrada e de seis passos, são eliminados na alimentação com PWM senoidal DSP - Processador Digital de Sinais Os Processadores Digitais de Sinais são microprocessadores especializados em processamento digital de sinal. Para implementar o controle digital neste trabalho está sendo utilizado o DSP TMS320F28335, fabricado pela (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) Principais Características do DSP Cada família de DSP tem suas próprias ferramentas de desenvolvimento fornecidas pelo fabricante. É possível utilizar ferramentas de programação como o Matlab / Simulink para criar blocos e projetos em um DSP, porém um compilador adequado tem que ser utilizado em conjunto. A seguir serão descritas algumas partes que integram os DSPs:

51 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 50 Unidade Central de Processamento; Clock para dar sequência às atividades da unidade central de processamento; Memória para armazenar instruções e manipular dados; Entradas para interiorizar na CPU informações do mundo externo; Saídas para exteriorizar informações processadas pela CPU para o mundo externo; São projetados os DSPs de acordo com as operações elementares do processamento digital, que são as de multiplicação, adição e transferência de memória consecutivos. Existem instruções de repetição que antecedem as instruções acima, tornando possível a execução destas usando um ciclo de memória, por não ser necessária a instrução de retorno para permanecer no laço. Os DSPs possuem arquitetura Harvard, sendo que alguns operam com números de ponto flutuante. Algumas características de arquitetura dos DSPs estão caracterizadas abaixo: O barramento da memória de dados é separado do barramento da memória de instruções do programa, esta é a definição de arquitetura Harvard, permitindo que a CPU acesse as duas simultaneamente; Disponibilidade de circuitos de acesso direto à memória, que permitem os sistemas periféricos acessarem a memória sem utilizar a CPU, evitando a perda de dados para sinais de alta frequência; Modos de endereçamento específicos para registradores circulares e pilhas, endereçamentos paralelos e utilização de ponteiros pré ou pós-incrementáveis; Loops de hardware que permitem repetição de instruções sem necessidade de uma instrução de retorno; Possui controle do fluxo do programa, que inclui processamento de interrupções, manejo de pilhas e controle de loop de hardware Apresentação do TMS320F28335 O DSC TMS320F28335 (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) é o controlador responsável por realizar o comando do acionamento das chaves do inversor (COBENGE, 2014., CEBE, 2014., INDUSCON, 2014). Suas principais características são: Possui arquitetura Harvard;

52 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 51 Opera com frequência até 150 MHz; Suporte para linguagens de alto nível; Memória FLASH com 256K x 16 bits, SARAM 34K x 16 bits, OTP ROM 1K x 16 bits; Oscilador interno e um sistema gerador de clock; 16 canais ADC de 12 bits; Periféricos de controle com até 18 saídas PWM; 16 x 16 e 32 x 32 operações (MAC) - circuito multiplicador-acumulador Compilador para o TMS320F28335 O Code Composer é o programa usado neste projeto, onde o código é compilado antes de ser transferido ao processador. Foi desenvolvido pela Texas Instruments e dentro desse ambiente de desenvolvimento a programação pode ser feita em linguagem assembly, além do que é possível conectar o MATLAB, Simulink, e Simulink Coder, que são ambientes de programação de alto nível e permitem algoritmos integrados de desenvolvimento, análise, simulação e geração de código em linguagem C. Possui ferramentas de desenvolvimento para tratar de cada fase do ciclo de desenvolvimento de código, edição, construção, depuração de código de perfis e gerenciamento de projetos Driver Drivers são circuitos que têm como função fornecer níveis de tensão e de corrente adequados, a partir dos sinais de saída de um processador. Normalmente, eles são constituídos de transistores e optoacopladores, caso seja eletricamente isolado. Os drivers isolados são usados em conversores que as chaves não apresentam os terminais source/emissor em comum, pois caso contrário, pode-se colocar em curto os braços do conversor. Atualmente é possível encontrar drivers nos mais diversos modelos e específico para cada necessidade Conclusão do Capítulo Neste capítulo, foi realizado um estudo teórico relacionado a máquinas elétricas, controle de velocidade de motores de indução trifásicos, inversores, em que se mostraram definições, modelagem matemática, modulação PWM senoidal, e as formas de acionamento e controle de velocidade dos motores de indução trifásica. Com relação ao processador, foi escolhido para a implementação do protótipo, o TMS320F28335, produzido pela Texas

53 Capítulo 2. Fundamentação Teórica 52 Instruments, por razões comerciais e suas vantagens técnicas. Para realizar a comutação no estágio de potência foi escolhido o IRAMS10UP60A, fabricado pela International Rectifier. Parte de suas informações técnicas encontram-se no Anexo A. No próximo capítulo serão descritas a implementação prática e programação para realizar as simulações propostas do inversor aplicado ao controle de velocidade escalar do motor de indução trifásico.

54 53 3 DESENVOLVIMENTO PRÁTICO 3.1 Introdução Neste capítulo, será apresentado o estudo do controle para o acionamento do motor de indução trifásico, além de explicações sobre a programação do processador que foi realizada em ambiente Matlab / Simulink. O diagrama de blocos do protótipo implementado também será explicado. 3.2 Diagrama de blocos do Protótipo O diagrama de blocos do acionamento do motor é mostrado na Figura 24. Figura 24 Diagrama de blocos do protótipo.

55 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 54 A Figura 25 ilustra a montagem realizada. Figura 25 Imagem da bancada. Como pode ser observado na Figura 24, o diagrama de blocos é composto por duas partes principais, potência e controle. O bloco referenciado em azul é o controle e o referenciado em vermelho, o de potência. O circuito de controle é formado pelo processador, a placa de condicionamento de corrente e o buffer. Já o circuito de potência é formado pelo conversor CA/CC, o motor, a fonte reguladora de tensão e o inversor trifásico, como podem ser vistos na Figura Princípio de Funcionamento do Protótipo Com o intuito de acionar e controlar o motor de indução trifásico, será detalhado a seguir, o funcionamento do protótipo mostrado na Figura Inversor trifásico para alimentação do motor trifásico Uma fonte CC alimenta o inversor trifásico, que neste projeto é um conversor CC/CA com topologia Half-Bridge, composto por seis chaves controladas, onde cada uma delas possui a ligação de um diodo em anti-paralelo. O diodo facilita o processo de escoamento das cargas no desligamento da chave e também funciona como "diodo de circulação"no acionamento de cargas indutivas. A associação de duas chaves em série, forma o "braço"do inversor, onde cada "braço"está conectado com os terminais de alimentação do motor. Este inversor composto por seis chaves foi implementado de modo integrado, isto é, um circuito integrado possui as chaves e seus drivers de acionamento. O CI usado foi o IRAMS10UP60A, fabricado pela International Rectifier. Esse dispositivo é um módulo

56 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 55 composto por seis IGBT com seus respectivos drivers, onde a tensão de bloqueio máximo no IGBT é de 600 V e a corrente de 6 A para o modelo utilizado neste projeto. Foram acrescentados junto ao módulo IGBT um circuito de proteção para uma eventual sobrecorrente nas chaves e um sistema de isolamento elétrico dos sinais de comando. O inversor trifásico está ilustrado na Figura 26. Figura 26 Inversor trifásico. A fonte CC responsável pela manutenção da tensão contínua no barramento do inversor é obtida através de um circuito retificador monofásico do sinal alternado da rede. A Figura 27 ilustra o esquema elétrico do retificador utilizado. Figura 27 Modelo elétrico do retificador monofásico. As chaves do inversor são acionadas a partir dos sinais de comando provenientes do processador. O acionamento das chaves produz um sinal de tensão alternada entre as fases do motor, funcionando como se fosse um gerador trifásico de tensões. As tensões trifásicas entre fases do motor são sinais quadrados. Isso seria um problema, pois não há filtro LC na saída do inversor para filtrar a componente fundamental da tensão, porém como o motor está ligado na configuração estrela, os indutores do mesmo acabam atuando

57 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 56 como filtros, de modo que não descaracterizam o aspecto senoidal das correntes de linha, fazendo com que o motor trabalhe sem problemas Comando para acionamento das chaves O processador DSC TMS320F28335, fabricado pela Texas Instruments, foi utilizado para realizar o acionamento das chaves do inversor. Sua escolha foi baseada no fato desse modelo possuir todos os periféricos necessários para o controle do inversor. São características desse processador possuir internamente circuitos de geração de sinais PWM, trabalhar com 32 bits, apresentar ponto flutuante e possuir clock de 150 MHZ. Vale ressaltar que esse processador já está incluido na biblioteca do Matlab / Simulink para a programação do mesmo nesse ambiente de alto nível. O programa de programação do processador, chamado CODE COMPOSER, está "linkado" com o Simulink, a Figura 28 ilustra o processador DSC TMS320F O processador encontra-se soldado em uma placa chamada Control Card, que está encaixada em uma base chamada docking station, onde existem os pinos para as ligações elétricas, e a comunicação com o computador. Há a necessidade de se colocar um circuito integrado, usado como driver, intermediando o processador com as chaves do inversor trifásico, pois os sinais dos pinos da docking station não fornecem correntes elevadas. O driver também possui uma chave que inibe todos os sinais de acionamento do motor garantindo maior segurança para o sistema. Isto se torna necessário porque quando se deseja parar o funcionamento do processador através de comandos do computador, os pinos de saída da placa do processador ficam com níveis lógicos aleatórios e distintos. Figura 28 Kit DSC TMS320F28335.

58 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático Programação do processador O processador é o responsável pela síntese dos sinais de comando para o acionamento das chaves do inversor. Porém, uma das dificuldades de se utilizar um processador, é realizar a sua programação de maneira simples, rápida e eficaz a fim de ser possível implementar os algoritmos de controle, pois a elaboração das rotinas exige do usuário um alto conhecimento de programação, tanto do software como do hardware do processador. O TMS320F28335 foge dessas características. Por fazer parte da família C2000 da Texas Instruments, esta encontra-se inserida na biblioteca do Simulink para configuração do seu hardware permitindo ser programado nesse ambiente, isso simplifica a programação do hardware do processador, pois a mesma é realizada em um ambiente visual. O interessante é que todos os parâmetros de hardware e seus periféricos possuem o seu próprio bloco de programação, o que facilita a sua configuração. Após realizados os ajustes de hardware necessário, começa a elaboração do programa, que pode ser realizada através de blocos do Simulink ou criando um bloco que contém linhas de código. O Simulink é uma ferramenta para modelamento, simulação e análise de sistemas dinâmicos. Sua interface primária é uma ferramenta de diagramação gráfica por blocos e bibliotecas customizáveis de blocos. É amplamente usado em teoria de controle e processamento digital de sinais. A Figura 29 ilustra o ambiente de programação do Matlab / Simulink. Figura 29 Exemplo do ambiente de simulação do Matlab / Simulink. Esta técnica de programação é chamada de prototipagem rápida e permite que usuários sem grandes conhecimentos do processador possa desenvolver programas complexos de forma simples e rápida. O programa elaborado no Simulink precisa ser compilado para que seja gerado um código em linguagem C ao Code Composer, que é o ambiente de programação dos processadores da Texas Instruments. Há uma comunicação entre o Simulink e o Code Composer de forma que o código é gerado automaticamente. Finalmente, se faz a compilação

59 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 58 do código gerado no Code Composer e se envia o código final ao processador. A alteração do código pode ser feita tanto no ambiente de blocos do Simulink ou no próprio Code Composer, que é totalmente aberto e com comentários. Através da programação do processador é possível implementar as técnicas de controle para o motor CA. 3.3 Controle em Malha Aberta A seguir, será detalhado o programa de controle escalar em malha aberta do motor elaborado. As programações foram realizadas no software Matlab / Simulink. A Figura 30 ilustra o diagrama de blocos do programa elaborado. Os sinais de entrada no conversor A/D são sinais de tensões que variam entre 0 e 3 V. Estes sinais analógicos, são convertidos em sinais digitais pelo conversor A/D de 12 bits do processador, e representam um valor que varia entre 0 e Um ajuste de escala é necessário sob o valor de saída do conversor A/D para que represente os valores de frequência e amplitude desejados na saída do inversor. Quando a amplitude do sinal de entrada no conversor é de 3 V, isso significa uma frequência de 300 Hz na saída do sinal do inversor. Em relação à tensão, quando a amplitude do sinal de entrada no conversor A/D é de 3 V, isso representa um valor igual a 1, o que significa que a tensão de saída no inversor é máxima. Figura 30 Diagrama de blocos do controle em malha aberta. Os ajustes de escala dos valores de saída do conversor A/D são mostrados na Figura 31(a). Após os ajustes de escala, os valores são utilizados nas operações seguintes. O valor da amplitude que varia de 0 a 1 é utilizado como multiplicador, reduzindo as amplitudes dos sinais que representam o cosseno e o seno. O valor da frequência que varia de 0 a 300 Hz é utilizado como valor para geração de um sinal de rampa no bloco Rampa, como visto na Figura 32.

60 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 59 Figura 31 Sinais de frequência e amplitude convertidos de analógico para digital. Figura 32 Rampa gerada pelo sinal de frequência. O bloco Rampa, sintetiza um sinal triangular com valor de frequência de acordo com o valor inserido em Freqin. O sinal de saída do gerador de rampa é um sinal de rampa que varia entre 0 e 2π, representando o ângulo em radianos. Calculando-se o

61 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 60 seno e cosseno deste sinal, tem-se dois sinais senoidais defasados em 90 graus. A seguir, aplica-se a transformada inversa de Clarke sob os dois sinais senoidais, obtendo-se três sinais senoidais defasados em 120 graus que serão utilizados como sinais de comparação com ondas triangulares para geração dos sinais PWM para acionamento das chaves. A Figura 33 e a Figura 34 mostram o diagrama de blocos para o seno e cosseno sintetizados e a transformada inversa de Clarke, respectivamente. Figura 33 Bloco do seno e cosseno sintetizados pela rampa. Figura 34 Bloco da Transformada Inversa de Clarke.

62 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático Relação V/F A relação entre o torque e fluxo do motor é obtida pela Equação 3.1. T o = K 11.φ m.i (3.1) Variando-se apenas a tensão, varia-se a velocidade, mas o fluxo varia e, por consequência, o torque. A velocidade de rotação mecânica e o fluxo magnetizante são expressos através das expressões 3.2 e 3.3 respectivamente. n = 120.f f p.(1 s) (3.2) φ m = K. V 1 f 1 (3.3) Analisando a Equação 3.3, é possível obter um fluxo magnetizante constante mantendo-se a relação V 1 f 1 constante. Como consequência, consegue-se o controle da velocidade com torque constante. A velocidade é alterada em função da frequência f 1 imposta pelo conversor. A tensão V 1 é, também, alterada de tal forma a obter V 1 f 1 constante. A variação da relação (V/F) é realizada linearmente até uma determinada frequência limite máxima do motor. Acima dessa, a tensão é máxima e permanece constante, existindo apenas a variação da frequência aplicada ao enrolamento estatórico do motor para frequências abaixo da frequência limite superior. A região acima da frequência limite máxima se caracteriza como a região de enfraquecimento de campo, pois ali o fluxo decresce com o aumento da frequência provocando também a diminuição do torque. Para as frequências próximas de zero, na qual tem-se uma frequência mínima limite, é a região em que a queda de tensão no enrolamento do estator do motor é muito significativa em relação à tensão aplicada ao estator pelo conversor provocando a diminuição do torque. Entre as frequências limites inferior e superior, a região é chamada de linear, típica do controle escalar, na qual a relação tensão pela frequência é mantida constante. 3.4 Controle em Malha Aberta com o Estimador de Velocidade Para o sistema operante em malha aberta, foi desenvolvido um estimador de velocidade. Este estimador se divide em duas partes. A primeira é estimar o ângulo de posição do rotor, e a partir desta informação, estimar a velocidade do motor.

63 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático Estimar o Ângulo de Posição do Rotor Este módulo de software implementa um algoritmo para estimar a posição do rotor baseado em um observador sliding-mode. Este módulo é visualizado na Figura 35. Figura 35 Bloco do estimador do ângulo de posição do rotor (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). O diagrama de blocos do bloco da Figura 35 é composto por um observador de corrente sliding-mode e um gerador de controle impulsionado por erro entre a corrente estimada do motor e a corrente real do motor. A Figura 36 é uma ilustração de um sistema de controle de ímã permanente motor síncrono com base no princípio de orientação do campo. O conceito básico da orientação do campo é baseada no conhecimento da posição do fluxo do rotor e posicionando o vetor de corrente do estator em ângulo ortogonal ao fluxo do rotor para a produção de torque ideal. A implementação mostrada na Figura 36 deriva da posição do rotor do fluxo de retorno do codificador. No entanto, o codificador aumenta o custo e complexidade do sistema. Figura 36 Controle de Campo Orientado de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). Por conseguinte é ideal se as informações de posição fluxo do rotor pode ser derivada da medição de tensões e correntes. A Figura 37 mostra o diagrama de blocos de um sistema

64 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 63 de controle PMSP sem sensor de fluxo do rotor em que a posição é derivada da medição das correntes do motor e do conhecimento dos comandos de tensão do motor. Figura 37 Controle de Campo Orientado Sensorless de PMSM (TEXAS INSTRU- MENTS, 2014). Este módulo de software implementa um estimador de posição fluxo do rotor baseado em um observador atual modo de deslizamento. Como mostrado na Figura 38, as entradas para o estimador são correntes e tensões de fase do motor expresso em α β de coordenadas. Figura 38 Estimador de posição baseado no fluxo do rotor do Sliding Mode (TEXAS INSTRUMENTS, 2014).

65 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 64 A Figura 39 é uma ilustração das estruturas de coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM, com a, b e c sendo os eixos de fase e α e β sendo uma coordenada cartesiana fixa alinhada com a fase a. As coordenadas d e q são cartesianas de rotação alinhada com o fluxo. V s, I s e e s são tensões de fase do motor, corrente e os vetores back emf (cada um com duas entradas de coordenadas), respectivamente. Todos os vetores são expressados nas coordenadas αβ para esse discussão. As coordenadas αβ são obtidas através da aplicação da transformação de CLARKE às suas correspondentes representações de fase. Figura 39 Coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM (TEXAS INSTRU- MENTS, 2014). A Equação 3.4 é modelo matemático de PMSM na coordenada αβ. d dt i s = Ai s + B(υ s e s ) (3.4) Sendo que A é uma matrix definida pela Equação 3.5. B também é uma matriz e definida pela Equação 3.6. A = R L.I 2 (3.5) B = 1 L.I 2 (3.6) Onde, L = 3 2.L m. O sliding mode current observer consiste de um observador de corrente e um gerador de controle bang-bang impulsionado por erro entre correntes do motor estimados e

66 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 65 correntes do motor reais. As equações matemáticas para o gerador de observador e controle são dadas por pelas equações Equação 3.7 e a Equação 3.8. d dt i s = A i s + B(υ * s e s + z) (3.7) z = ksign( i s i s ) (3.8) O objetivo do controle bang-bang z é controlar o erro da corrente estimada para zero. Isso ocorre através da seleção adequada de k e formação correta do BEMF estimado, e s. Nota-se que o símbolo indica uma variável estimada. O símbolo * indica que a variável é um comando. A forma discreta das Equação 3.7 e a Equação 3.8 são dadas pela Equação 3.9 e Equação i s (n + 1) = F i s (n) + G(υ * s (n) e s (n) + z(n)) (3.9) z(n) = ksign( i s (n) i s (n)) (3.10) As matrizes F e G são dadas por Equação 3.11 e Equação F = e R L Ts I 2 (3.11) G = 1 R (1 e R L Ts )I 2 (3.12) O BEMF estimado é obtido filtrando o controle bang-bang, z, com um filtro passabaixa de primeira ordem descrito na Equação d dt e s = ω 0 e s + ω 0 z (3.13) O parâmetro ω 0 é definido como sendo, ω 0 = 2πf 0, onde f 0 representa a frequência de corte do filtro. A forma discreta da Equação 3.13 é dado pela Equação e s (n + 1) = e s (n) + 2πf 0 (z(n) e s (n)) (3.14) O ângulo de fluxo do rotor estimado baseado na Equação 3.15 para o BEMF. e s = 3 2 kω sin θ (3.15) cos θ

67 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 66 Portanto, dado o BEMF estimado, a estimativa da posição do rotor pode ser calculada baseada na Equação θ e = arctan( e sα, e sβ ) (3.16) O diagrama de blocos desse módulo que estima a posição do rotor pode ser visualizado na Figura 40. Ele é descrito por setas para facilitar o entendimento de seu funcionamento. Tem como parâmetros de entrada as correntes e tensões no sistema αβ. Será explicado o diagrama de blocos para a componete alfa, pois o diagrama com as componentes beta possui o mesmo funcionamento. Em (1) a tensão do estator no eixo alfa estacionário é o parâmetro de entrada que será somado a duas varíaveis. Em (2), o sinal será multiplicado a um ganho de controle que depende do motor. Em (3), o sinal é somado a um outro sinal que é a multiplicação dois blocos que são parâmetros dependentes do motor. Esse sinal somado se configura como um integrador que realiza um processo de soma infinitesimal do sinal decorrente da variação do sinal de entrada conforme sua variação no intervalo de tempo analisado. Em (4), o sinal é o que subtrai a corrente do estator estimada da corrente real do estator transformada pela Transformada Clarke. Multiplica-se esse sinal por um ganho que é o inverso de E0. Esse sinal é visto em (5). Após, o sinal em (6) sairá limitado. O sinal é multiplicado por um parâmetro de ganho de controle do escorregamento, esse sinal é visto em (7), esta parte do circuito calcula o controle do escorregamento. Em (8), o sinal é subtraido. Em (9), o sinal é multiplicado pelo bloco pelo ganho do filtro no controle do escorregamento. Em (10), tem-se o sinal somado novamente, esta parte do circuito é o filtro do controle de escorregamento. Em (11), esse sinal é multiplicado por um ganho, com valor -1. Em (13), o sinal do sistema alfa, assim com o sinal beta que é o inverso de alfa, são variáveis de entrada para o bloco do arco tangente, este bloco é responsável pelo cálculo do ângulo do rotor. Esse sinal tem formato triangular e em (14) ele sofre um offset de π, saindo assim, entre 0 e 2π.

68 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 67 Figura 40 Circuito do estimador do ângulo de posição do rotor. A partir da explicação teórica e o circuito elétrico montado no PSIM foi feito um programa no ambiente Matlab / Simulink a fim de estimar a posição do ângulo do rotor. O script do programa encontra-se no Âpendice A. Com o ângulo do rotor estimado o seu valor será utilizado para o estimar a velocidade do motor Estimar a Velocidade a Partir do Ângulo de Posição do Rotor Este módulo, mostrado na Figura 41, calcula a velocidade do motor com base na estimativa da posição do rotor em que a informação de direção de rotação não está disponível. Figura 41 Bloco do estimador de velocidade a partir do ângulo estimado do rotor (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). O funcionamento desse bloco será detalhado a seguir, com o intuito de estimar a velocidade do motor de indução. As formas de onda típicas do sinal que representa o ângulo

69 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 68 de posição do rotor, θ e, podem ser visualizadas na Figura 42. Assumindo que a direção de rotação não está disponível, o diferencial opera dentro dos limites. Esta faixa diferenciável não perde significativamente a informação para calcular a velocidade estimada. Figura 42 As formas de onda da posição do rotor em ambos os sentidos. (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). Equação A equação diferencial de posição do rotor pode ser expressa como se segue na Onde, K 1 = 1 f b T. ω e (K) = K 1 (θ e (K) θ e (K 1)) (3.17) Além disso, a velocidade do rotor é filtrado por um passa-baixa a fim de reduzir o ruído gerado pelo amplificador diferenciador puro. Um filtro de primeira ordem é usado, então a velocidade do rotor real é mostrada na saída do filtro passa-baixa, visto na seguinte equação. A equação de tempo contínuo do filtro passa-baixa de primeira-ordem é mostrada na Equação d ^ω e dt = 1 τ c (ω e ^ω e ) (3.18) Onde, τ c = 1 2πf c é a constante de tempo do filtro passa-baixas em (s), e f c é a frequência de corte em (Hz). Então a velocidade estimada é dada pela Equação ^ω e (K) = K 2 ^ω e (K 1) + K 3 ω e (K) (3.19)

70 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático 69 Sendo, K 2 = τc, e K τ c+t 3 = T. τ c+t O circuito do estimador de velocidade está ilustrado na Figura 43. O mesmo procedimento será utilizado para descrever o funcionamento do estimador de velocidade. Foram enumeradas as sequências para melhor entendimento. O ângulo do rotor estimado que é a variável de entrada do bloco foi multiplicado por um ganho no qual o sinal triangular varia agora entre 0 e 1. Em (1), o sinal triangular será comparado de forma que se ele ficar entre um limite mínimo e um limite máximo, nos comparadores, irá selecionar no multiplexador a chave que enviará o sinal vindo de (3). Se o sinal estiver fora desse intervalo, o sinal enviado no multiplexador será o vindo de (4). O sinal em (2) é o resultado de um derivador discreto, onde o sinal de entrada é subtraido por ele mesmo com uma amostra atrasada. Esse sinal será multiplicado pelo ganho K 1. Essa variável é dependente da frequência base e do período de amostragem. Em, (5), o sinal que será na saída do multiplexador depende do sinal vindo de (1). Em (6), o sinal será multiplicado pelo parâmetro K 3. Esse parâmetro depende da frequência de corte do filtro e do período de amostragem. Em (7), o sinal é a velocidade estimada atrasada multiplicada ao parâmetro K 2. Esse parâmetro também é dependente da frequência de corte do filtro e do período de amostragem. Tem-se que K 3 = 1 - K 2. O sinal em (9) é a soma do (7) e (6), porém limitado em 1 e -1. Esse sinal multiplicado a uma constante, dará o valor da velocidade em rpm. Figura 43 Circuito do estimador de velocidade. A partir da explicação teórica e simulação do modelo no PSIM foi construído um programa no ambiente Matlab / Simulink a fim de estimar a velocidade do motor. O script do bloco que estima a velocidade encontra-se no Âpendice B.

71 Capítulo 3. Desenvolvimento Prático Conclusão Este capítulo apresentou o protótipo, o modelo de controle escalar (V/F) utilizado no controle do motor de indução trifásico, bem como a fundamentação teórica e programação do estimador de velocidade. A implementação do controle foi feita utilizando-se o processador TMS320F28335 da Texas Instruments. A prototipagem rápida foi a técnica utilizada para a programação do controle do projeto. No capítulo seguinte serão comparadas as simulações dos controles propostos com os resultados experimentais obtidos em laboratório.

72 71 4 RESULTADOS E DISCUSSÃO Neste capítulo, serão apresentados os resultados obtidos a partir de cada procedimento experimental demonstrado no Capítulo 3. Primeiro, será verificado o funcionamento do protótipo com o controle escalar em malha aberta. Em seguida, o sistema em malha aberta com o estimador de velocidade. Neste presente experimento, foram realizadas as aquisições de dados com a configuração do protótipo modificada utilizando o retificador monofásico da bancada em três configurações distintas: Protótipo com retificador monofásico; Protótipo com retificador dobrador de tensão; Protótipo com retificador dobrador de tensão com o neutro curto-circuitado ao neutro do motor. A ideia é o retificador do protótipo fornecer valores diferentes de tensões contínuas para o inversor trifásico para cada configuração. Foram coletados os dados do protótipo para essas ocasiões. Em seguida, foram comparados os resultados obtidos a fim de se concluir qual a melhor opção para o funcionamento do protótipo. 4.1 Funcionamento do Protótipo Protótipo com o Retificador Monofásico O retificador que é alimentado pela tensão alternada da rede em 127 V, (tensão eficaz), funciona como uma fonte CC, responsável por alimentar o inversor trifásico que é um conversor CC/CA com topologia Half-Bridge. O sinal da tensão alternada da rede é mostrado na Figura 44. Foi utilizada uma ponteira de tensão na escala 1:100 que possui um sistema de atenuação e condicionamento de sinal para a aquisição dos sinais no osciloscópio. Em relação a tensão de saída do retificador monofásico, este terá um valor de tensão de pico dado pela Equação 4.1. V p = V ef. 2 (4.1) Substituindo os valores na Equação 4.1, obtem-se o valor da tensão de pico. Com o auxílio do multímetro TRUE RMS foi anotado o valor rms da tensão de entrada que é de V ef = V. Portanto, a tensão de pico teórica é V p = = V. Novamente,

73 Capítulo 4. Resultados e Discussão 72 Figura 44 Sinal da tensão alternada da rede. com o multímetro, foi medida o valor da tensão CC diretamente na saída do retificador monofásico e seu valor era de V. O sinal da tensão do link CC pode ser visualizado na Figura 45. Figura 45 Sinal da Tensão de entrada retificada.

74 Capítulo 4. Resultados e Discussão 73 A Figura 46 ilustra o retificador monofásico presente em bancada utilizado no projeto, cujo modelo elétrico está ilustrado na Figura 27. A ponte retificadora é o componente da placa no qual é composto por um conjunto de diodos, normalmente de 4, para as versões monofásicas. Figura 46 Retificador Monofásico. Essa tensão contínua é responsável por alimentar as chaves do inversor trifásico. De acordo com as especificações encontradas no datasheet do módulo IGBT usado no inversor, o dispositivo é um módulo composto por seis IGBT com seus respectivos drivers, onde a tensão de bloqueio máximo no IGBT é de 600 V e a corrente de 10 A. A Figura 47 ilustra o módulo IGBT modelo IRAMS10UP60A. Portanto, com a tensão do link CC em V o acionamento do módulo IGBT ocorrerá normalmente. Figura 47 Módulo IGBT. A Figura 48 ilustra o inversor trifásico do protótipo, cujo modelo elétrico está ilustrado na Figura 26.

75 Capítulo 4. Resultados e Discussão 74 Figura 48 Inversor utilizado no protótipo. O valor do sinal da tensão de linha é dado na Equação 4.2. V rms = 3.Vcc 2.2 (4.2) sendo, o valor de V cc = 171.7V, portanto o valor teórico da tensão de linha V rms = V. Com o auxílio do multímetro foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de V rms = 104.5V. A Figura 49 ilustra o sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motor que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. Figura 49 Tensão de Linha entre as fases A e B.

76 Capítulo 4. Resultados e Discussão 75 A tensão de fase na saída do inversor é dado pela Equação 4.3. V fn = V cc 2.2 (4.3) Portanto, substituindo os valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase V fn = V. A tensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de V fn = 104.5V. A Figura 50 mostra o sinal da tensão da fase B na saída do inversor trifásico. Figura 50 Tensão da Fase B. Os sinais de correntes de linha foram coletados na saída da placa de condicionamento de sinal de corrente. Elas estão defadas em 120 graus. Os sinais de corrente condicionadas referentes a duas fases da saída do inversor são visualizadas na Figura 51. Figura 51 Sinal de corrente de linha da fase A e B.

77 Capítulo 4. Resultados e Discussão 76 Apesar do protótipo não possuir nenhum filtro entre a saída do inversor e o motor para melhorar a qualidade do sinal de alimentação do motor, este se encontra conectado na configuração estrela. A vantagem dessa configuração é que o aspecto do sinal da corrente é preservado como uma senóide devido ao fato da configuração estrela funcionar como se fosse um filtro. O valor nominal da tensão de operação do motor trifásico é de 380 V e sua corrente nominal é 1.5 A. O motor está ilustrado na Figura 52. Figura 52 Motor utilizado em bancada Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão Toda a análise realizada no protótipo com o retificador monofásico foi realizada novamente, porém a única alteração no circuito retificador monofásico para esta nova análise foi que sua conexão modificou-se para operar como dobrador de tensão. Em relação à tensão de saída do retificador monofásico dobrador de tensão, esta é dada pela Equação 4.4. V cc = 2.V p (4.4) Porém, V p = 2.V rms. Portanto, o valor teórico para a tensão no link CC é de V cc = Quando medido com o multímetro na saída do dobrador de tensão, o valor da tensão CC era de 349 V. O sinal da tensão do link CC pode ser visualizado na Figura 53.

78 Capítulo 4. Resultados e Discussão 77 Figura 53 Sinal da tensão da rede retificada com o dobrador de tensão. O valor da tensão de linha é dado pela Equação 4.2 e para esta análise o valor é de V cc = 349V, portanto o valor teórico da tensão de linha é V rms = V. Com o auxílio do multímetro foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de V rms = 210.6V. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motor que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. A Figura 54 ilustra o sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor. Figura 54 Sinal da tensão de linha entre as fases A e B. O valor da tensão de fase é obtido pela Equação 4.3. Portanto, substituindo os valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase V fn = 123.4V. A tensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de V fn = 121.9V. A Figura 55 mostra o sinal da tensão de fase na saída do inversor trifásico.

79 Capítulo 4. Resultados e Discussão 78 Figura 55 Sinal da tensão da fase B. Os sinais de correntes de linha foram coletados. Elas estão defadas em 120 graus. Os sinais de corrente condicionadas referente a duas fases da saída do inversor é visualizada na Figura 56. Figura 56 Sinal da corrente de linha das fases A e B Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão com o Neutro Ligado ao Neutro do Motor O retificador monofásico para esta análise foi conectado na configuração dobrador de tensão, porém o neutro da sua configuração foi curto-circuitado com o neutro do motor trifásico, como mostra a Figura 57.

80 Capítulo 4. Resultados e Discussão 79 Figura 57 Protótipo com o neutro do motor com a referência do inversor. A tensão de saída do retificador monofásico pra essa análise é dada pela Equação 4.4. Portanto, o valor teórico para a tensão no link CC é de V cc = V. A tensão de saída do retificador foi coletada com o auxílio do multímetro, de modo que seu valor foi de V cc = 358V. O valor da tensão de linha é dado pela Equação 4.2, para esta análise o valor de V cc = 351V, portanto o valor teórico da tensão de linha é V rms = V. Com o auxílio do multímetro, foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de V rms = 212V. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motor que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. A Figura 58 ilustra o sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor. Figura 58 Sinal da tensão de linha entre as fases A e B. O valor da tensão de fase é obtido pela Equação 4.3. Portanto, substituindo os

81 Capítulo 4. Resultados e Discussão 80 valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase V fn = V. A tensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de V fn = 123.6V. A Figura 59 mostra o sinal da tensão de fase na saída do inversor trifásico. Figura 59 Sinal da tensão da fase B. Ao utilizar os dobradores de tensão, consegue-se aumentar a tensão do link CC, o que acarreta em uma tensão de linha maior, comparado ao retificador monofásico sem dobrador. Quanto mais próximo a tensão de linha for da tensão nominal do motor, o desempenho do sistema será melhor, pois consegue-se aumentar a região linear do controle V/F, onde a relação tensão pela frequência é mantida constante, portanto é possível variar mais a velocidade mantendo o torque constante. Porém, ao analisar-se o sinal de fase do sistema do dobrador com os neutros curto-circuitados, esta possui um aspecto diferente comparado aos outros sinais coletados. Isso pode ter sido acarretado pelos efeitos de ruídos. Uma dos prováveis causadores de ruídos é o efeito da distorção harmônica; que é um tipo de energia suja, normalmente associada à crescente quantidade de acionamentos estáticos, fontes chaveadas e outros dispositivos eletrônicos associado com cargas não lineares. Estas perturbações no sistema podem normalmente ser eliminadas com a aplicação de filtros de linha. Esses resultados experimentais foram obtidos a partir da execução do circuito da Figura 30, explicado no capítulo anterior. 4.2 Controle do Protótipo com o Estimador Com os resultados obtidos para o controle do protótipo em malha aberta, agora é adicionado ao diagrama o bloco do estimador de velocidade programado. O diagrama de blocos do programa com o estimador está ilustrado na Figura 60. Este estimador é composto por dois blocos essencias, já citados e explicados no capítulo anterior.

82 Capítulo 4. Resultados e Discussão 81 Figura 60 Controle em malha aberta com estimador. É realizada a aquisição das correntes das fases A e B da saída do inversor trifásico pela placa de condicionamento de sinais que pode ser visualizada na Figura 61. Os sinais de correntes são enviados para as entradas A/D do processador. O processador utilizado na bancada pode ser visto na Figura 62. Figura 61 Placa de condicionamento de sinais de corrente.